CN102523661A - 驱动发光二极管光源的电路、方法及控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种驱动发光二极管光源的电路、方法及控制器。该驱动电路包含变换器、锯齿波信号产生器和控制器。变换器包含由驱动信号控制的开关。变换器接收输入电压和输入电流，并提供表示流经负载的电流的第一感应信号。锯齿波信号产生器根据驱动信号产生锯齿波信号。该控制器根据锯齿波信号和第一感应信号产生驱动信号，以调节流经负载的电流至目标电流值，并通过控制输入电流的平均电流与输入电压实质同相以校正驱动电路的功率因数。本发明的负载驱动电路、方法及控制器，不仅将流经负载的电流稳定在目标电流值，提高了电流控制精度，且校正了驱动电路的功率因数，提高了供电质量。

Description

驱动发光二极管光源的电路、方法及控制器

技术领域

本发明涉及一种驱动电路，尤其涉及一种驱动发光二极管光源的电路、方法及控制器。

背景技术

图1所示为一种传统的光源驱动电路100的方框图。该驱动电路100用于驱动光源如发光二极管链108。电源102提供输入电压VIN为驱动电路100供电。驱动电路100包含降压变换器，该降压变换器在控制器104的控制下为发光二极管链108提供变换后的电压VOUT。该降压变换器包含二极管114、电感112、电容116和开关106。电阻110与开关106串联。当开关106接通，电阻110与电感112以及发光二极管链108耦合，产生指示流经电感112的电流的反馈信号。当开关106断开，电阻110与电感112以及发光二极管链108断开，因而没有电流流经电阻110。

开关106由控制器104控制。当开关106接通，电流流经发光二极管链108、电感112、开关106、电阻110到地。在电感112的作用下电流逐渐增大。当电流增至预设的最大电流值时，控制器104断开开关106。当开关106断开，电流流经发光二极管链108、电感112和二极管114。控制器104在一段时间后再次接通开关106。因此，控制器104根据所述预设的最大电流值控制降压变换器。然而，流经电感112和发光二极管链108的平均电流会受到电感112的电感值、输入电压V_IN以及发光二极管链108两端的电压VOUT的影响，因此难以对流经电感112的平均电流(也即流经发光二极管链108的平均电流)进行精确控制。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种驱动电路、方法及控制器，以提高该驱动电路的输出电流的精确性，且使该驱动电路具有更高的功率因数。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种驱动电路，该驱动电路包含变换器、与所述变换器耦合的锯齿波信号产生器以及与所述变换器和所述锯齿波信号产生器耦合的控制器。所述变换器接收输入电压和输入电流，并为所述负载提供能量。所述变换器还提供表示流经所述负载的电流的第一感应信号。所述变换器包括由驱动信号控制的开关。所述锯齿波信号产生器根据所述驱动信号产生锯齿波信号。所述控制器根据所述锯齿波信号和所述第一感应信号产生所述驱动信号，以调节流经所述负载的电流至目标值，并通过控制输入电流的平均电流与输入电压实质同相校正所述驱动电路的功率因数。

本发明还提供了一种控制电力变换器的控制器，所述电力变换器接收输入电压和输入电流，并为负载提供电能，该控制器包括：驱动端口、第一感应端口、监测端口和信号端口。所述驱动端口生成驱动信号，以控制流经所述电力变换器中的储能单元的电流，从而调节流经所述负载的电流。第一感应端口接收感应信号，所述感应信号表示流经所述负载的电流。监测端口，接收表示所述储能单元的状况的监测信号。信号端口，接收根据所述驱动信号产生的锯齿波信号。所述控制器根据所述感应信号、所述监测信号和所述锯齿波信号产生所述驱动信号，以调节流经所述负载的电流至目标电流值，并控制所述输入电流的平均电流与所述输入电压实质同相。

本发明还提供了一种为负载提供电能的方法，该方法包括：接收输入电压和输入电流；将所述输入电压转换为输出电压，以驱动所述负载；根据驱动信号控制流经储能单元的电流，以调节流经所述负载的电流；接收表示流经所述负载的电流的第一感应信号；根据所述驱动信号，产生锯齿波信号；及根据所述锯齿波信号和所述第一感应信号，控制所述驱动信号，以调节流经所述负载的电流至目标电流值，并控制所述输入电流的平均电流与所述输入电压实质同相。

本发明提供的驱动电路、方法及控制器，不仅将流经负载的电流稳定在目标电流值，提高了电流控制精度，且校正了驱动电路的功率因数，提高了供电质量。

附图说明

以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

图1所示为一种传统光源驱动电路的方框图；

图2所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路的方框图；

图3所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；

图4所示为图3中控制器的结构示意图；

图5所示为图4中控制器的波形图；

图6所示为图3中控制器的另一种结构示意图；

图7所示为图6中控制器生成或接收的信号波形图；

图8所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；

图9A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的方框图；

图9B所示为图9A中驱动电路生成或接收的信号波形图；

图10所示为根据本发明再一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；

图11所示为图9A中控制器的结构示意图；

图12所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路生成或接收的信号波形图；

图13所示为根据本发明一个实施例的驱动负载的方法流程图。

具体实施方式

以下将对本发明的实施例给出详细的说明。尽管本发明通过这些实施方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施方式。相反，本发明涵盖后附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的所有替代物、变体和等同物。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

本发明提供了一种控制电力变换器以对各种负载(比如光源)进行供电的电路和方法。该电路包含用于监测流经储能单元(比如电感)的电流的电流监测器，以及控制器。该控制器用于控制与所述电感耦合的开关，从而使得流经所述光源的平均电流等于目标电流值。不论该开关接通或断开，该电流监测器均能监测流经所述电感的电流。

图2所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路200的方框图。光源驱动电路200包含整流器204。整流器204接收来自电源202的输入电压并为电力变换器206提供调整后的电压。电力变换器206接收调整后的电压并为负载288提供输出电力。电力变换器206可以是降压变换器或者升压变换器。在一个实施例中，电力变换器206包含储能单元214和用于监测储能单元214状况的电流监测器278(比如一个电阻)。电流监测器278为控制器210提供第一信号ISEN。该第一信号ISEN指示流经储能单元214的瞬时电流。光源驱动电路200还包含滤波器212，用于根据第一信号ISEN产生第二信号IAVG。第二信号IAVG指示流经储能单元214的平均电流。控制器210接收第一信号ISEN和第二信号IAVG，并控制流经储能单元214的平均电流，使得该平均电流与目标电流值相等。

图3所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路300的电路示意图。图3中与图2编号相同的部件具有类似的功能。在图3的例子中，光源驱动电路300包含整流器204、电力变换器206、滤波器212和控制器210。整流器204可以是包含二极管D1-D4的桥式整流器。整流器204调整来自电源202的电压。电力变换器206接收整流器204输出的调整后的电压并产生输出电力为负载(如发光二极管链208)供电。

在图3的例子中，电力变换器206是降压变换器。该降压变换器包含电容308、开关316、二极管314、电流监测器278(比如电阻218)，相互耦合的电感302和电感304以及电容324。二极管314位于开关316和光源驱动电路300的地之间。电容324与发光二极管链208并联。在一个实施例中，电感302和电感304彼此电磁耦合。电感302和电感304都连接至一个共同节点333。在图3的例子中，共同节点333位于电阻218和电感302之间。然而本发明并不限于此结构，共同节点333也可以位于开关316和电阻218之间。共同节点333为控制器210提供参考地。在一个实施例中，控制器210的参考地和光源驱动电路300的地不同。通过接通和断开开关316，流经电感302的电流可以得到调整，从而调节发光二极管链208的电力。电感304监测电感302的状况，比如，监测流经电感302的电流是否减小到预设的电流值。

电阻218的一端与开关316和二极管314阴极之间的节点相连，另一端与电感302相连。电阻218提供第一信号ISEN，当开关316接通和断开时，该第一信号ISEN均能指示流经电感302的瞬时电流。换言之，不管开关316接通还是断开时，电阻218均能监测流经电感302的瞬时电流。滤波器212与电阻218耦合并提供第二信号IAVG，该第二信号IAVG指示流经电感302的平均电流。在一个实施例中，滤波器212包含电阻320和电容322。

控制器210接收第一信号ISEN和第二信号IAVG，并通过接通或断开开关316使得流经电感302的平均电流等于目标电流值。电容324滤除流经发光二极管链208的电流的波纹，从而使流经发光二极管链208的电流相对平稳并等于流经电感302的平均电流。因此使得流经发光二极管链208的电流与目标电流值相等。此处“与目标电流值相等”是在不考虑电路元件的不理想情况和忽略从电感304传送至控制器210的电力的情况下。

图3的例子中，控制器210的端口包括ZCD、GND、DRV、VDD、CS、COMP和FB。端口ZCD与电感304耦合，用于接收指示电感302状况(比如，流经电感302的电流是否减小到预设的电流值“0”)的监测信号AUX。监测信号AUX也能指示发光二极管链208是否处于开路状态。端口DRV与开关316耦合并产生驱动信号(如脉冲宽度调制信号PWM1)接通或断开开关316。端口VDD与电感304耦合并接收来自电感304的电力。端口CS与电阻218耦合并接收指示流经电感302的瞬时电流的第一信号ISEN。端口COMP通过电容318与控制器210的参考地耦合。端口FB通过滤波器212与电阻218耦合并接收指示流经电感302的平均电流的第二信号IAVG。在图3的例子中，端口GND(也即控制器210的参考地)连接至电阻218、电感302、电感304之间的共同节点333。

开关316可以是N型金属氧化物半导体场效应晶体管(N型MOSFET)。开关316的导通状态由开关316的栅极电压与端口GND的电压(即共同节点333的电压)之间的电压差决定。因此，端口DRV输出的脉冲宽度调制信号PWM1决定了开关316的状态。当开关316接通，控制器210的参考地高于光源驱动电路300的地，使得本发明的电路可以适用于具有较高电压的电源。

当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。当开关316断开，电流流经电阻218、电感302、发光二极管链208和二极管314。电感304与电感302耦合且能够监测电感302的状况，比如，监测流经电感302的电流是否减小到预设电流值。控制器210根据信号AUX、ISEN、和IAVG监测流经电感302的电流，并通过脉冲宽度调制信号PWM1控制开关316，使得流经电感302的平均电流等于预设电流值。所以经过电容324滤波后，流经发光二极管链208的电流也等于预设电流值。

在一个实施例中，控制器210根据信号AUX判断发光二极管链208是否处于开路状态。如果发光二极管链208开路，则电容324上的电压增加。当开关316处于断开状态时，电感302两端的电压增大，信号AUX的电压也随之增大。其结果是，通过端口ZCD流入控制器210的电流增大。因此，控制器210通过在开关316处于断开状态时监测信号AUX以及流入控制器210的电流是否超过一个电流门限值来判断发光二极管链208是否处于开路状态。

控制器210根据端口VDD的电压判断发光二极管链208是否处于短路状态。如果发光二极管链208短路，当开关316处于断开状态时，因为电感302两端均与光源驱动电路300的地耦合，所以电感302两端的电压减小。电感304两端的电压和端口VDD的电压随之减小。如果当开关316处于断开状态时端口VDD的电压小于一个电压门限值，控制器210判断发光二极管链208处于短路状态。

图4所示为图3中控制器210的结构示意图。图5所示为图4中控制器210的波形图。图4将结合图3和图5进行描述。

在图4的例子中，控制器210包含误差放大器402、比较器404和脉冲宽度调制信号产生器408。误差放大器402根据参考信号SET和信号IAVG之间的电压差产生误差信号VEA。参考信号SET指示目标电流值。信号IAVG通过端口FB接收，指示流经电感302的平均电流。通过误差信号VEA的作用使得流经电感302的平均电流等于目标电流值。比较器404与误差放大器402耦合，将误差信号VEA和信号ISEN进行比较。信号ISEN通过端口CS接收，指示流经电感302的瞬时电流。信号AUX通过端口ZCD接收，指示流经电感302的电流是否减小到预设电流值(比如减小到0)。脉冲宽度调制信号产生器408与比较器404以及端口ZCD耦合，根据比较器404的输出和信号AUX产生脉冲宽度调制信号PWM1。脉冲宽度调制信号PWM1通过端口DRV控制开关316的导通状态。

脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第一状态(如逻辑1)的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。流经电感302的电流逐渐增大，使得信号ISEN的电压逐渐增大。在一个实施例中，当开关316接通时，信号AUX的电压为负值。在控制器210内部，比较器404将误差信号VEA与信号ISEN进行比较。当信号ISEN的电压超过误差信号VEA的电压，比较器404的输出为逻辑0，否则比较器404的输出为逻辑1。换言之，比较器404的输出为一系列的脉冲。在比较器404输出的下降沿的作用下，脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第二状态(如逻辑0)的脉冲宽度调制信号PWM1以断开开关316。当开关316断开，信号AUX的电压变为正值。当开关316断开，电流流经电阻218、电感302、发光二极管链208和二极管314。流经电感302的电流逐渐减小，因此信号ISEN的电压逐渐减小。当流经电感302的电流减小到预设电流值(如减小到0)，信号AUX的电压会产生一个下降沿。在信号AUX下降沿的作用下，脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第一状态(如逻辑1)的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。

在一个实施例中，脉冲宽度调制信号PWM1的占空比由误差信号VEA决定。如果信号IAVG的电压小于信号SET的电压，则误差放大器402增大误差信号VEA的电压以增大脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经电感302的平均电流增大，直到信号IAVG的电压增大到信号SET的电压。如果信号IAVG的电压大于信号SET的电压，则误差放大器402减小误差信号VEA的电压以减小脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经电感302的平均电流减小，直到信号IAVG的电压减小到信号SET的电压。这样，流经电感302的平均电流能够被调整到与目标电流值相等。

图6所示为图3中控制器210的另一种结构示意图。图7所示为图6中控制器210的波形图。图6将结合图3和图7进行描述。

在图6的例子中，控制器210包含误差放大器602、比较器604、锯齿波信号产生器606、复位信号产生器608和脉冲宽度调制信号产生器610。误差放大器602根据参考信号SET和信号IAVG之间的电压差产生误差信号VEA。参考信号SET指示目标电流值。信号IAVG通过端口FB接收，指示流经电感302的平均电流。通过误差信号VEA的作用使得流经电感302的平均电流等于目标电流值。锯齿波信号产生器606产生锯齿波信号SAW。比较器604与误差放大器602以及锯齿波信号产生器606耦合，并将误差信号VEA与锯齿波信号SAW进行比较。复位信号产生器608产生复位信号RESET。复位信号RESET作用于锯齿波信号产生器606和脉冲宽度调制信号产生器610。在复位信号RESET的作用下可以使得开关316接通。脉冲宽度调制信号产生器610与比较器604以及复位信号产生器608耦合，并根据比较器604的输出和复位信号RESET产生脉冲宽度调制信号PWM1。脉冲宽度调制信号PWM1通过端口DRV控制开关316的导通状态。

在一个实施例中，复位信号RESET是具有固定频率的脉冲信号。在另一个实施例中，复位信号RESET是使得开关316处于断开状态的时间为常数的脉冲信号。比如，在图7中，复位信号RESET使得脉冲宽度调制信号PWM1为逻辑0的时间为常数。

在复位信号RESET的脉冲的作用下，脉冲宽度调制信号产生器610产生具有第一状态(如逻辑1)的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。在复位信号RESET的脉冲的作用下，锯齿波信号产生器606产生的锯齿波信号SAW的电压从初始值INI开始增大。当锯齿波信号SAW的电压增大到误差信号VEA的电压，脉冲宽度调制信号产生器610产生具有第二状态(如逻辑0)的脉冲宽度调制信号PWM1以断开开关316，并且锯齿波信号SAW的电压被复位到初始值INI。直到复位信号RESET的下一个脉冲到来时，锯齿波信号SAW的电压才从初始值INI又开始增大。

在一个实施例中，脉冲宽度调制信号PWM1的占空比由误差信号VEA决定。如果信号IAVG的电压小于信号SET的电压，则误差放大器602增大误差信号VEA的电压以增大脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经电感302的平均电流增大，直到信号IAVG的电压增大到信号SET的电压。如果信号IAVG的电压大于信号SET的电压，则误差放大器602减小误差信号VEA的电压以减小脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经电感302的平均电流减小，直到信号IAVG的电压减小到信号SET的电压。这样，流经电感302的平均电流能够被调整到与目标电流值相等。

图8所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路光源驱动电路800的电路示意图。图8中与图2、图2编号相同的部件具有类似的功能。

控制器210的端口VDD通过开关804接收整流器204输出的调整后的电压。位于开关804和控制器210参考地之间的齐纳二极管802保持端口VDD的电压基本恒定。图8的例子中，控制器210的端口ZCD与电感302耦合，接收指示电感302状况的信号AUX。信号AUX可以指示流经电感302的电流是否减小到预设电流值(比如是否减小到0)。共同节点333为控制器210提供参考地。

综上所述，本发明提供了一种控制电力变换器以对负载供电的电路。在一个实施例中，电力变换器为负载(比如发光二极管链)提供直流电流。在另外一个实施例中，电力变换器为电池提供直流的充电电流。与图1中的传统电路相比，本发明的电路提供给负载或电池的电流可以得到更精确的控制。而且本发明的电路可以适用于具有较高电压的电压源。

图9A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路900的方框图。图9A中与图2、图3编号相同的部件具有类似的功能。在一个实施例中，光源驱动电路900包括与电源202耦合的滤波器920、整流器204、电力变换器906、负载288、锯齿波信号产生器902和控制器910。电源202产生交流输入电压V_AC(比如，V_AC具有正弦波信号)和交流输入电流I_AC。交流输入电流I_AC流入滤波器920。电流I_AC’从滤波器920流出，并流入整流器204。整流器204通过滤波器920接收交流输入电压V_AC，并在电源线912上提供整流电压V_IN和整流电流I_IN。电源线912耦合于整流器204和电力变换器906之间。电力变换器906将整流电压V_IN转换成输出电压V_OUT，为负载288提供电能。控制器910与电力变换器906耦合，用于控制电力变换器906，以调节流过负载288的电流I_OUT，并校正驱动电路900的功率因数。

控制器910产生驱动信号962。在一个实施例中，电力变换器906包括开关316。驱动信号962控制开关316，从而调节流经负载288的电流I_OUT。电力变换器906还生成指示流经负载288的电流I_OUT的感应信号IAVG。

在一个实施例中，与控制器910耦合的锯齿波信号产生器902，根据驱动信号962生成锯齿波信号960。例如，驱动信号962可以是脉冲宽度调制信号。在一个实施例中，当驱动信号962为逻辑高电平时，锯齿波信号960增加；当驱动信号962为逻辑低电平时，锯齿波信号960降低到预设电压值(比如降低到0V)。

有利的是，控制器910根据锯齿波信号960和感应信号IAVG产生驱动信号962。驱动信号962控制开关316，使流经负载288的电流I_OUT保持在目标电流值，以提高电流控制的精确性。另外，驱动信号962控制开关316，调节整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}与整流电压V_IN实质同相，以校正驱动电路900的功率因数。本申请中，实质同相指两波形理论上同相位，然而在实际应用中，由于电路中电容的存在，造成两波形存在细微的相差。驱动电路900的工作原理将在图9B中进一步描述。

图9B所示为根据本发明的一个实施例图9A中的驱动电路900中的信号的波形图，图9B将结合图9A描述。图9B描述了输入交流电压V_AC、整流电压V_IN、整流电流I_IN、整流电流的平均电流I_{IN_AVG}、电流I_AC’和输入交流电流I_AC的波形。

为了描述的方便，输入交流电压V_AC为(不局限于)正弦波形。整流器204整流输入交流电压V_AC。在图9B的实施例中，整流电压V_IN具有整流后的正弦波形，即，输入交流电压V_AC的正向波形保留，其负向波形转换成对应的正向波形。

在一个实施例中，控制器910产生的驱动信号962控制整流电流I_IN。整流电流I_IN从一个预设值(如0安培)开始增加。当整流电流I_IN达到与整流电压V_IN成比例的一个值之后，整流电流I_IN降到预设值。如图9B所示，整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}的波形与整流电压V_IN的波形实质同相。

整流电流I_IN从整流器204流出并流入电力变换器906。整流电流I_IN是流入整流器204的电流I_AC’整流后的电流。如图9B所示，当输入交流电压V_AC为正值时，电流I_AC’的正向波形与整流电流I_IN的正向波形类似；当输入电流电压V_AC为负值时，电流I_AC’的负向波形与整流电流I_IN的波形对应。

在一个实施例中，通过采用耦合于电源202和整流器204之间的滤波器920，输入交流电流I_AC与电流I_AC’的平均值相等或成比例。因此，如图9B所示，输入交流电流I_AC的波形与输入交流电压V_AC的波形实质同相。理论上，输入交流电流I_AC与输入交流电压V_AC同相。然而，在实际应用中，由于滤波器920和电力变换器906中存在电容，输入交流电流I_AC与输入交流电压V_AC之间可能存在细微的相差。此外，输入交流电流I_AC与输入交流电压V_AC波形也大致相似。因此，驱动电路900的功率因数得到了校正，从而提高了驱动电路900的供电质量。

图10所示为根据本发明的再一个实施例的光源驱动电路1000的电路示意图。图10中与图2、图3和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图10将结合图4、图5和图9A进行描述。

在图10的例子中，驱动电路1000包含耦合于电源202的滤波器920、整流器204、电力变换器906、负载288、锯齿波信号产生器902和控制器910。在一个实施例中，负载288包含发光二极管光源208(如发光二极管链)。本发明并不局限于此，负载288可以包含其他类型的光源或者其他类型的负载(如电池组)。滤波器920可以是(不局限于)包含一对电感和一对电容的电感-电容滤波器。在一个实施例中，控制器910包含多个端口，比如ZCD端口、GND端口、DRV端口、VDD端口、FB端口、COMP端口和CS端口。

在一个实施例中，电力变换器906包含耦合于电源线912的输入电容1008。输入电容1008减少整流电压V_IN的纹波，以平滑整流电压V_IN的波形。在一个实施例中，电容1008具有相对较小的电容值(例如，小于0.5微法拉)，以帮助消除或减小整流电压V_IN波形的畸变。另外，在一个实施例中，由于电容1008较小，流经电容1008的电流可以忽略。因此，当开关316接通时，流经开关316的电流I₂₁₄与从整流器204流出的整流电流I_IN大致相等。

电力变换器906与图3中的电力变换器206的操作类似。在一个实施例中，储能单元214包含电感302和电感304，电感302电磁耦合于电感304。电感302与开关316和发光二极管光源208耦合。因此，根据开关316的导通状态，电流I₂₁₄流经电感302。更具体的，在一个实施例中，控制器910在DRV端口上产生驱动信号962(如脉冲宽度调制信号)，以控制开关316接通或断开。当开关316闭合，电流I₂₁₄从电源线912流出，流经开关316和电感302，并且不断增加。电流I₂₁₄可以由公式(1)得出：

△I₂₁₄＝(V_IN-V_OUT)＊T_ON/L₃₀₂，    (1)

其中，T_ON表示开关316导通的时间，△I₂₁₄表示电流I₂₁₄的变化量，L₃₀₂表示电感302的电感值。在一个实施例中，控制器910控制驱动信号962，使得T_ON为一个恒定值。所以，若输出电压V_OUT基本恒定，在T_ON时间间隔内，电流I₂₁₄的变化量△I₂₁₄与整流电压V_IN成比例。在一个实施例中，当电流I₂₁₄降低到预设值(如0安培)时，开关316闭合。因此，电流I₂₁₄的峰值与整流电压V_IN成比例。

当开关316断开时，电流I₂₁₄从地流出，并流经二极管314和电感302，流进发光二极管光源208。相应的，电流I₂₁₄根据公式(2)降低：

△I₂₁₄＝(-V_OUT)＊T_OFF/L₃₀₂。    (2)

其中，T_OFF表示开关316的关断时间。

在一个实施例中，当开关316导通时，电流I_IN与电流I₂₁₄相等，当开关管316断开时，电流I_IN等于0安培。

电感304感应电感302的状况，例如，流经电感302的电流是否下降到预设电流值，例如零安培。结合图5所述，在一个实施例中，在开关316闭合时，监测信号AUX为低电平，当开关316断开时，监测信号AUX为高电平。当流经电感302的电流I₂₁₄降低到预设电流值，监测信号AUX的电压产生一个下降沿。控制器910的ZCD端口耦合于电感304，用来接收监测信号AUX。

在一个实施例中，电力变换器906包含输出滤波器1024。输出滤波器1024可以是具有相对较大容值的电容(比如，大于400微法拉)。所以，流经发光二极管光源208的电流I_OUT表示电流I₂₁₄的平均值。

电流监测器218产生指示流经电感302的电流的电流感应信号ISEN。在一个实施例中，滤波器212为包含电阻320和电容322的电阻-电容滤波器。滤波器212去除电流感应信号ISEN中的纹波，以产生电流感应信号ISEN的平均电流感应信号IAVG。所以，在图10的实施例中，平均电流感应信号IAVG表示流经发光二极管光源208的电流I_OUT。控制器910的端口FB用于接收平均电流感应信号IAVG。

锯齿波信号产生器902耦合于DRV端口和CS端口。锯齿波信号产生器902根据DRV端口的驱动信号962在CS端口上产生锯齿波信号960。例如，锯齿波信号产生器902包含耦合于DRV端口和CS端口之间且相互并联的电阻1016和二极管1018，还包含耦合于CS端口和地之间且相互并联的电阻1012和电容1014。工作时，锯齿波信号960根据驱动信号962而变化。更具体的，在一个实施例中，驱动信号962为脉冲宽度调制信号。当驱动信号962为逻辑高电平时，电流I1从DRV端口流出，经过电阻1016，流入电容1014。因此，电容1014被充电，锯齿波信号960的电压V₉₆₀增加。当驱动信号962为逻辑低电平时，电流I2从电容1014流出，经过二极管1018，并流入DRV端口。因此，电容1014放电，电压V₉₆₀降低到0伏特。锯齿波信号产生器902还可以包含其他组件，并不局限于图10所示的实施例。

在一个实施例中，控制器910集成在一个集成电路芯片上。电阻1016和1012、二极管1018以及电容1014为该集成电路芯片的外围电路组件。在另一个实施例中，锯齿波信号产生器902和控制器910也可以集成在一个集成电路芯片上。在该实施例中，可以省略CS端口，从而减小了驱动电路1000的尺寸和成本。电力变换器906还可以具有其他结构，并不局限于图10所示的实施例。

图11所示为根据本发明的实施例的图9A中控制器910的结构示意图。图11中与图4和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图11将结合图4、图5、图9A和图10进行描述。

在一个实施例中，控制器910与图4中的控制器210有相似的结构，不同之处在于，CS端口接收锯齿波信号960而不是电流感应信号ISEN。控制器910根据锯齿波信号960、平均电流感应信号IAVG和监测信号AUX产生驱动信号962。控制器910包括误差放大器402、比较器404和脉宽调制信号产生器408。误差放大器402根据平均电流感应信号IAVG和表示目标电流值的参考信号SET之间的差值，产生误差信号VEA。比较器404比较锯齿波信号960和误差信号VEA，以产生比较信号S。脉冲宽度调制信号产生器408根据比较信号S和监测信号AUX产生驱动信号962。

在一个实施例中，当监测信号AUX表示流经电感302的电流I₂₁₄降到预设值(如0安培)时，驱动信号962切换至第一电平(如逻辑高电平)，以闭合开关316。当锯齿波信号960达到误差信号VEA时，驱动信号962切换至第二电平(如逻辑低电平)，以断开开关316。有利的是，由于CS端口接收锯齿波信号960而不是电流感应信号ISEN，流经电感302的电流I₂₁₄的峰值不会受限于误差信号VEA。因此，如公式(1)所述，流经电感302的电流I₂₁₄根据整流电压V_IN改变。例如，电流I₂₁₄的峰值与整流电压V_IN成比例而不是与误差信号VEA成比例。

控制器910控制驱动信号962，以使电流I_OUT保持在由参考信号SET表示的目标电流值。例如，如果电流I_OUT大于目标电流值(如由于整流电压V_IN的变化)，误差放大器402减小误差信号VEA，以缩短开关316闭合的时间T_ON。所以，电流I₂₁₄的平均电流降低，以减小电流I_OUT。同样的，如果电流I_OUT小于目标电流值，控制器910延长开关316闭合的时间T_ON，以增大电流I_OUT。

图12所示为根据本发明的实施例的光源驱动电路(如驱动电路900或1000)生成或接收的信号波形图。图12将结合图4、图9A、图9B和图10进行描述。图12描述了整流电压V_IN、整流电流I_IN、整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}、流经发光二极管光源208的电流I_OUT、表示流经电感302的电流I₂₁₄的感应信号ISEN、误差信号VEA、锯齿波信号960和驱动信号962。

如图12所示，整流电压V_IN是整流后的正弦波信号。在t1时刻，驱动信号962变为逻辑高电平。因此，开关316闭合，表示流经电感302的电流I₂₁₄的感应信号ISEN增加。同时，锯齿波信号960根据驱动信号962增加。

在t2时刻，锯齿波信号960增加到误差信号VEA。相应的，控制器910调节驱动信号962为逻辑低电平，锯齿波信号960降到0伏特。驱动信号962断开开关316，因此，感应信号ISEN下降。换言之，锯齿波信号960和误差信号VEA决定了驱动信号962逻辑高电平的时间T_ON。

在t3时刻，电流I₂₁₄降低到预设电流值(如0安培)，由此，控制器910调节驱动信号962为逻辑高电平，以闭合开关316。

在一个实施例中，在整流电压V_IN的一个周期内，流经发光二极管光源208的电流I_OUT与电流I₂₁₄的平均值相等或成比例。结合图11的描述，控制器910调节电流I_OUT至由参考信号SET表示的目标电流值。另外，如图12所示，表示电流I₂₁₄的感应信号ISEN在t1至t4期间与t5至t6期间具有相同的波形。所以，电流I₂₁₄在t1至t4期间的平均值与在t5至t6期间的平均值相等。因此，电流I_OUT保持在目标电流值。在一个实施例中，T_ON由锯齿波信号960和误差信号VEA决定。由于在驱动信号962的每个周期内，锯齿波信号960从0伏特上升到误差信号VEA的时间都是相等的，所以T_ON是恒定的。根据公式(1)，在T_ON时间内，电流I₂₁₄的变化量△I₂₁₄与整流电压V_IN成比例。所以，如图12所示，感应信号ISEN的峰值与输入电压V_IN成比例。

在一个实施例中，当开关316闭合时，电流I_IN的波形与电流I₂₁₄的波形相类似，当开关316断开时，电流I_IN等于0安培。在t1至t6时间段内，整流电流I_IN的平均电流I_{IN_AVG}与整流电压V_IN实质同相。结合图9B所描述的，输入电流I_AC与输入电压V_AC实质同相，从而校正了驱动电路900的功率因数，进而提高了供电质量。

图13所示为根据本发明的实施例的用于驱动负载的驱动电路(例如，用于驱动发光二极管光源208的驱动电路900或1000)的方法流程图1300。图13将结合图9A至图12进行描述。图13所涵盖的具体步骤仅作为示例。也就是说，本发明也适用于执行其他合理的步骤或对图13进行改进的步骤。

在步骤1302中，接收输入电压(例如，整流电压V_IN)和输入电流(例如，整流电流I_IN)。在方框1304中，输入电压被转换成输出电压，为负载(例如，发光二极管光源)提供电能。在方框1306中，根据驱动信号(例如，驱动信号962)控制流经储能单元(例如，储能单元214)的电流，以调节流经负载的电流。

在方框1308中，接收表示流经负载的电流的第一感应信号(例如，平均电流感应信号IAVG)。在一个实施例中，第一感应信号由表示流经储能单元电流的第二感应信号滤波而得到。在方框1310中，根据驱动信号产生锯齿波信号。

在方框1312中，由锯齿波信号和第一感应信号控制驱动信号，以调节流经负载的电流至目标电流值，并通过控制输入电流的平均电流与输入电压实质同相，以校正驱动电路的功率因数。在一个实施例中，根据第一感应信号和参考信号的差值产生误差信号，参考信号表示流经发光二极管光源的目标电流值。比较锯齿波信号和误差信号，并接收指示储能单元状况的监测信号。若监测信号指示流经储能单元的电流降低到预设值时，切换驱动信号到第一状态，并根据锯齿波信号和误差信号的比较值，切换驱动信号到第二状态。当驱动信号处于第一状态，增加流经储能单元的电流，驱动信号处于第二状态时，减小流经储能单元的电流。在一个实施例中，若流经发光二极管光源的电流保持在目标电流值，则锯齿波信号从预设值增加到误差信号的时间是恒定的。

本发明的实施例提供了驱动负载(例如，发光二极管光源)的驱动电路。驱动电路包含电力转换器和控制器。电力转换器将输入电压转换成输出电压，以为负载提供电能。电力变换器提供表示流经负载电流的感应信号。驱动电路还包含锯齿波信号产生器，用于根据驱动信号产生锯齿波信号。有利的是，控制器根据感应信号和锯齿波信号产生驱动信号。驱动信号控制流经储能单元的电流，以调节流经负载的电流至目标电流值，并通过控制输入电流的平均电流和输入电压实质同相，以校正驱动电路的功率因数。

上文具体实施方式和附图仅为本发明的常用实施例。显然，在不脱离权利要求书所界定的本发明精神和发明范围的前提下可以有各种增补、修改和替换。本领域技术人员应该理解，本发明在实际应用中可根据具体的环境和工作要求在不背离发明准则的前提下在形式、结构、布局、比例、材料、元素、组件及其它方面有所变化。因此，在此披露的实施例仅用于说明而非限制，本发明的范围由所附权利要求及其合法等同物界定，而不限于此前的描述。

Claims (21)

1.一种驱动电路，其特征在于，包括：

变换器，接收输入电压和输入电流，并为负载提供能量，所述变换器还提供表示流经所述负载的电流的第一感应信号，所述变换器包括由驱动信号控制的开关；

与所述变换器耦合的锯齿波信号产生器，根据所述驱动信号产生锯齿波信号；及

与所述变换器和所述锯齿波信号产生器耦合的控制器，根据所述锯齿波信号和所述第一感应信号产生所述驱动信号，以调节流经所述负载的电流至目标电流值，并通过控制所述输入电流的平均电流与所述输入电压实质同相以校正所述驱动电路的功率因数。

2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述变换器还包括储能单元，所述储能单元的电流由所述开关控制。

3.根据权利要求2所述的驱动电路，其特征在于，所述控制器还包括：

误差放大器，根据所述第一感应信号和指示所述目标电流值的参考信号产生误差信号；及

与所述误差放大器耦合的比较器，比较所述锯齿波信号和所述误差信号，以控制所述驱动信号，

其中，所述驱动信号具有第一状态和第二状态，当所述驱动信号处于第一状态时，流经所述储能单元的所述电流增加；当所述驱动信号处于第二状态时，流经所述储能单元的所述电流下降。

4.根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于，当所述驱动信号处于第一状态时，所述锯齿波信号增加；当所述锯齿波信号达到所述误差信号时，所述驱动信号切换至第二状态。

5.根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于，如果流经所述负载的电流保持在所述目标电流值，则所述锯齿波信号从预设值增加到所述误差信号的时间间隔是恒定的。

6.根据权利要求2所述的驱动电路，其特征在于，所述控制器接收表示所述储能单元的状况的监测信号，其中，所述驱动信号具有第一状态和第二状态，当所述驱动信号处于所述第一状态时，流经所述储能单元的所述电流增加；当所述驱动信号处于所述第二状态时，流经所述储能单元的所述电流降低；其中，当所述监测信号指示流经所述储能单元的所述电流减小到预设值时，将所述驱动信号从所述第二状态切换至所述第一状态。

7.根据权利要求2所述的驱动电路，其特征在于，所述储能单元包括：

与所述开关和所述负载耦合的第一电感，其中，所述储能单元的所述电流流经所述第一电感；及

与所述第一电感电磁耦合的第二电感，产生指示所述第一电感的状态的监测信号。

8.根据权利要求7所述的驱动电路，其特征在于，所述第一电感和所述第二电感连接至一个共同节点，所述共同节点位于所述开关和所述第一电感之间，其中，所述共同节点为所述控制器提供参考地，所述控制器的参考地与所述驱动电路的地不同。

9.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述锯齿波信号产生器包括：

并联连接在第一节点和第二节点之间的二极管和第一电阻；及

并联连接在所述第二节点和所述控制器的参考地之间的电容和第二电阻，

其中，所述第一节点接收所述驱动信号，所述第二节点提供所述锯齿波信号。

10.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：

整流器，接收输入交流电流和输入交流电压，并提供所述输入电流，其中，所述输入交流电流和所述输入交流电压实质同相。

11.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述负载包括发光二极管光源。

12.一种控制电力变换器的控制器，所述电力变换器接收输入电压和输入电流，并为负载提供电能，其特征在于，所述控制器包括：

驱动端口，生成驱动信号以控制流经所述电力变换器中的储能单元的电流，从而调节流经所述负载的电流；

第一感应端口，接收感应信号，所述感应信号表示流经所述负载的电流；

监测端口，接收表示所述储能单元的状况的监测信号；及

信号端口，接收根据所述驱动信号产生的锯齿波信号；

其中，所述控制器根据所述感应信号、所述监测信号和所述锯齿波信号产生所述驱动信号，以调节流经所述负载的电流至目标电流值，并控制所述输入电流的平均电流与所述输入电压实质同相。

13.根据权利要求12所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

电压端口，用于提供误差信号；

其中，所述驱动信号具有第一状态和第二状态，当所述驱动信号处于第一状态时，流经所述储能单元的所述电流增加；当所述驱动信号处于第二状态时，流经所述储能单元的所述电流降低，所述控制器根据所述误差信号和所述锯齿波信号的比较结果，将所述驱动信号从所述第一状态切换至所述第二状态。

14.根据权利要求13所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

误差放大器，根据所述感应信号和指示所述目标电流值的参考信号在所述电压端口产生所述误差信号。

15.根据权利要求12所述的控制器，其特征在于，所述驱动信号具有第一状态和第二状态，当所述驱动信号处于所述第一状态时，流经所述储能单元的所述电流增加；当所述驱动信号处于所述第二状态时，流经所述储能单元的所述电流降低；当所述监测信号指示流经所述储能单元的所述电流减小到预设值时，将所述驱动信号从所述第二状态切换至所述第一状态。

16.根据权利要求12所述的控制器，其特征在于，流经所述储能单元的所述电流的峰值与所述输入电压成比例。

17.根据权利要求12所述的控制器，其特征在于，所述储能单元包括：

与所述负载耦合的第一电感，其中所述储能单元的所述电流流经所述第一电感；及

与所述第一电感电磁耦合的第二电感，用于产生所述监测信号。

18.一种为负载提供电能的方法，其特征在于，所述方法包括：

接收输入电压和输入电流；

将所述输入电压转换为输出电压，以驱动所述负载；

根据驱动信号控制流经储能单元的电流，以调节流经所述负载的电流；

接收表示流经所述负载的电流的第一感应信号；

根据所述驱动信号，产生锯齿波信号；及

根据所述锯齿波信号和所述第一感应信号，控制所述驱动信号，以调节流经所述负载的电流至目标电流值，并控制所述输入电流的平均电流与所述输入电压实质同相。

19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

接收表示流经所述储能单元的所述电流的第二感应信号；

过滤所述第二感应信号，以产生所述第一感应信号。

20.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

比较所述第一感应信号和参考信号，以产生误差信号，其中，所述参考信号表示所述目标电流值；

比较所述锯齿波信号和所述误差信号；

接收指示所述储能单元的所述电流的监测信号；

如果所述监测信号指示流经所述储能单元的所述电流降到预设值，切换所述驱动信号到第一状态；

根据所述锯齿波信号和所述误差信号的比较结果切换所述驱动信号到第二状态；

当所述驱动信号处于所述第一状态时，增加流经所述储能单元的所述电流；及

当所述驱动信号处于所述第二状态时，降低流经所述储能单元的所述电流。

21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，如果流经所述负载的电流保持在所述目标电流值，所述锯齿波信号从预设值增加到所述误差信号的时间间隔是恒定的。

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