CN103687186A - 用于驱动led的电路和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于驱动LED的电路和方法。一种用于驱动发光二极管的电路包括响应于驱动信号的第一半导体开关和续流装置，耦接在提供电源电压的第一电源端与提供参考电位的第二电源端之间。LED和电感器，串联耦接在第一半导体开关和续流装置的共用电路节点与第一电源端或者第二电源端之间。电流测量电路，耦接至所述LED并提供表示流过至少一个LED的负载电流的负载电流信号。包括开关控制器的第一反馈电路，接收负载电流信号和参考信号，比较负载电流信号与参考信号并且根据该比较产生驱动信号。调制器，提供作为参考信号的具有期望的占空比和振幅的调制信号。

Description

用于驱动LED的电路和方法

技术领域

本发明涉及用于驱动发光二极管（LED）的电路和方法。具体地，涉及用于驱动负载电流被调节为以期望的值保持所得的感知亮度的LED的电路和方法。

背景技术

最近几年中，出现了作为可变光源的发光二极管。也被称为固态照明装置或者简称LED的发光二极管是高效的、耐用以及长的持久性的照明装置。自从1960年第一批LED进入市场以来该技术已经得到了巨大的发展。LED目前是各种特定照明市场中的工业标准，且受欢迎的灯迅速进入一般照明市场。例如，LED灯比白炽灯、卤素灯泡和荧光灯能效更高并且持久性更长。技术的发展使得LED的能效通常是白炽灯的四倍至五倍并且具有超过几万小时的使用寿命。

LED是电流驱动的装置，LED的亮度与其平均正向电流（也称为其平均负载电流）成比例。为此，通常使用提供恒定电流的电流源来驱动LED。恒定电流源消除了由LED的正向电压的变化引起的负载电流变化，并且因此确保恒定的LED亮度。在已知的LED驱动器（通常被实施为诸如降压转换器、升压转换器、或者升降压转换器的开关转换器）中，集成多个部件来对电压进行评估并且将这些电压与参考电压相比较。功率半导体开关（例如，MOSFET）通常根据该比较的结果导通和断开，以对电感器充电或者放电。

本申请注意到AN874“Buck Configuration High-Power LED Driver”Microchip Technology,2006描述了控制供给至LED的负载电流的开关电源电路。然而，在需要执行LED电流的测量和激活开关（例如，由于传播延迟）以对电感器进行充电或者放电的延时期间，超过了LED电流的期望的最大值。这就导致期望的平均负载电流与供给至LED的实际平均负载电流之间的失配，从而致使LED的亮度不期望的增强。

尽管在电路设计中可以考虑到该失配，然而，供给至LED的平均负载电流以及因此LED亮度本身将因LED的正向电压的不同（其随温度而变）以及因串联连接的LED数目的不同、以及施加至LED和LED驱动器的电源电压的不同而不同。即，普通的LED驱动器—即使当设计成电流源时—由于上述提及的延时周期通常不能保持平均负载电流恒定（例如，当电源电压或者LED前向电压变化时或者因为电感器不同的电感值）。因此，对于各种不同的情况需要重新配置LED驱动器。

需要一种经济单有效的解决方案来对于不同的电源电压或不同的LED前向电压确保（几乎）恒定的亮度，而无需重新配置电路。

发明内容

描述了用于驱动发光二极管（LED）的电路。根据本发明的一个示例，该电路包括第一半导体开关与续流装置，串联耦接在提供电源电压的第一电源端和提供参考电位的第二电源端之间，其中，第一半导体开关响应于驱动信号。至少一个LED和电感器串联地耦接在第一半导体开关与续流装置的共用电路节点和第一电源端或者第二电源端之间。电流测量电路耦接至LED并且提供表示流过至少一个LED的负载电流的负载电流信号。第一反馈电路包括通断控制器，所述通断控制器接收负载电流信号和参考信号、将负载电流信号与参考信号相比较以及根据该比较产生驱动信号。调制器提供作为参考信号的具有期望占空比和峰值的调制信号。此外，第二反馈电路接收负载电流信号、确定平均负载电流信号并根据平均负载电流信号和参考值调整供给至第一反馈电路的调制参考信号的峰值。

根据本发明的另一示例，该电路包括串联地耦接在提供电源电压的第一电源端和提供参考电位的第二电源端之间的第一半导体开关与续流装置，其中，第一半导体开关响应于驱动信号。至少一个LED和电感器串联地耦接在第一半导体开关与续流装置的共用电路节点和第一电源端或者第二电源端之间。电流测量电路被耦接至LED并且提供表示流过至少一个LED的负载电流信号。第一反馈电路包括通断控制器，所述通断控制器接收负载电流信号和参考信号、将负载电流信号与参考信号相比较、以及根据该比较产生驱动信号。调制器提供作为参考信号的具有期望占空比和峰值的调制信号。此外，设置了第二反馈电路。第二反馈电路包括滤波器和调节器。滤波器接收负载电流信号并且提供表示平均负载电流的滤波信号。调节器接收该滤波信号和作为设置点值的参考值，根据预定的控制法则基于参考值和滤波信号之间的差值确定控制信号，并根据控制信号调整调制的参考信号的振幅。

此外，描述了用于驱动至少一个LED的LED驱动器。LED驱动器在驱动器输出端和分别提供电源电压和参考电位第一电源端或第二电源端之间串联耦接至电感器。根据本发明的一个示例，LED驱动包括串联地耦接在提供电源电压的第一电源端与提供参考电位的第二电源端之间的第一半导体开关和续流装置。第一半导体开关响应于驱动信号。此外，第一半导体开关和续流装置的共用电路节点连接至输出端。LED驱动进一步包括电流测量电路，所述电流测量电路耦接至LED并且提供表示流过至少一个LED的负载电流的负载电流信号。调制器提供作为参考信号的具有期望占空比和振幅的调制信号。

第一反馈电路包括通断控制器，所述通断控制器接收负载电流信号和参考信号，将负载电流信号与参考信号相比较并根据该比较产生驱动信号。此外，设置了第二反馈电路。第二反馈电路包括滤波器和调节器。滤波器接收负载电流信号并且提供表示平均负载电流的滤波信号。调节器接收滤波信号和作为设置点值的参考值，根据预定的控制法则基于参考值和滤波信号之间的差值确定控制信号，并根据控制信号调整调制参考信号的振幅。

仍进一步描述了用于驱动至少一个LED的方法。该至少一个LED在输出端和分别提供电源电压和参考电位的第一电源端或第二电源端之间串联耦接至电感器。根据本发明的一个示例，该方法包括：测量流过至少一个LED的负载电流，由此产生表示负载电流的负载电流信号；根据驱动信号交替地将电源电压或者参考电位施加至输出端，将负载电流信号与参考信号相比较并且根据该比较产生驱动信号；从负载电流信号确定平均负载电流信号；产生具有断开电平、导通电平和占空比的通/断调制输入信号；根据平均负载电流信号和参考值调整输入信号的导通电平并且提供调整的信号作为参考信号。

附图说明

参照以下附图和描述将能更好地理解本发明。附图中的部件无须按比例绘制，而是在于强调对本发明的基本原理的示出。此外，在附图中，相同的参考标号表示对应的部件。在附图中：

图1示出了降压拓扑中的LED驱动电路；

图2示出了图1的电路中的电流特性；

图3示出了降压配置中的LED电流控制电路；

图4示出了图3的电路中的LED电流特性和开关的开关状态；

图5a、图5b和图5c示出了LED驱动电路的三个不同的示例。

图6示出了具有改进的上电属性的另一示例性LED驱动电路；

图7示出了类似于图6的示例的另一示例性LED驱动电路；

图8更详细地示出了图5c的LED驱动电路；

图9示出了可用于在本文中描述的LED驱动电路中的控制器的一个示例；

图10通过相关信号的时序图示出了图8的示例的功能；以及

图11示出了用于在本文中描述的示例中的调制器的一个示例性实施方式。

具体实施方式

在下列具体描述中，将参照构成本说明的一部分的附图，其中通过示出如何实施本发明的具体实例来示出。鉴于此，参照所描述的附图的定向使用诸如“顶部”、“底部”、“正面”、“背面”、“前”、“后”等的方向性术语。由于示例性实施方式的组件能够定位在多个不同的方向上，故方向性术语用于示出的目的而并非限制。应当理解的是，在不偏离本发明的范围内，可以采用其他的示例并且做出结构上或者逻辑上的改变。因此，下列详细的描述并不具有限制性意义，并且由所附权利要求限定本发明的范围。应当理解的是，除非明确表示并非如此，否则，在本文中描述的各种示例性实施方式的特性可以相互组合。

图1示出了包括降压转换器（buck converter）的LED驱动器。在该驱动电路中，开关S₁耦接在提供电压V_IN的第一电源端与电感器L₁的第一端之间。二极管D₁耦接在开关S₁和电感器L₁的共用电路节点与提供参考电位GND的第二电源端之间。二极管D₁的正极从而连接至第二电源端。输出电容器C₁耦接在电感器L₁的第二端和提供参考电位GND第二电源端之间。作为LED或者几个LED的串联电路（也称为“LED链”）的负载并联地耦接至电容器C₁。

降压转换器是将高电源电压V_IN转换成低输出电压的电压调节器。这可通过快速地切换电源电压和接地之间的电感器/电容器（LC）网络，从而使得交替地将电源电压V_IN或者参考电位（接地）GND施加至LC网络来实现。当开关S₁闭合时，电感器L₁连接至输入电压V_IN，LC电路处于其“充电状态”，并且增大的电感电流I_L从第一电源端（施加了输入电压V_IN）通过电感器L₁传输至由输出电容器C₁和LED构成的并联电路。

当充电电流I_L经过电感器L₁流至LED时，充电电流I_L的部分能量作为磁场存储在电感器L₁中。当开关S₁被（重新）断开时，电路进入其“放电状态”并且电感器L₁的磁场衰减，尽管电流继续流向LED。当电感电流I_L下降至零时，开关S₁再次闭合并且充电/放电循环重新开始。该切换循环的结果是电感电流I_L在整个循环的过程中倾斜上升和下降，如图2所示。

LC网络中的电容器C₁用来将电感电流I_L平滑为流向LED的DC电流。当电感电流I_L大于负载电流I_LED时，由电感电流I_L提供负载电流I_LED并且任何剩余电流I_C均流入电容器C₁从而对其充电。在图2中，这在示出随着时间变化的电容器电流I_C的时序图中作为阶段B示出。当电感电流I_L降到负载电流所需的以下时，通过电容器C₁的电流I_C反向并且电容器电流I_C增补电感电流I_L以弥补电感电流I_L和所需负载电流I_LED之间的差值。在图2中，这在示出电容电流I_C的时序图中作为阶段A示出。

反馈电路通常被实施以调节由开关转换器提供给负载的输出电流（即，负载电流i_LED）。这样的反馈电路对负载电流I_LED进行监测并且将其与稳定基准相比较。基于该比较的结果，电路调整切换操作的占空比以补偿任何偏差。反馈电路补偿由组件或者时序容差产生的负载电压的任何变化，并且其调整占空比以补偿输入电压V_IN的变化，从而将负载电流I_LED保持在其期望电平。

一种切换电源设计概念为在连续和不连续的电感电流I_L之间进行区分的构思。在通常被称为“不连续电流模式”（简称：DCM）的一个操作模式中，如上所述，电感电流I_L在每个放电周期结束时下降至零并且在有限的时间段内保持为零。然而，在通常被称为“连续电流模式”（简称：CCM）的另一操作模式中，电感电流I_L不下降至零。而是，电感器L₁在整个开关周期保持为DC电流分量。

所得的电感电流I_L其波形既有AC分量又有DC分量。DC分量等于切换循环期间的平均电流L_AVG并且由参考电压V_DRIVE确定。AC分量为叠加在DC分量I_AVG上的三角形波形并且由驱动器电路（即，开关转换器）的切换引起。CCM操作的优势在于电感电流I_L连续地流向输出，从而降低对电容器C₁的充电存储的要求。

图3示出的驱动电路利用了以CCM操作的开关转换器中的电感电流I_L的DC分量I_AVG。开关晶体管T₁、电感器L₂、LED（其也可被视为表示LED链）以及电流测量电阻器R₂（分流电阻器）串联地耦接在提供电源电位V_BATT的第一电源端与提供参考电位GND（例如，接地）的第二电源端之间。晶体管T₁的负载电流通路（例如，在MOSFET的情况下，漏源电流通路）耦接在电源电位V_BATT的第一电源端与电感器L₂之间。电感器L₂耦接在晶体管T₁的负载电流通路与LED之间。LED的正极耦接至电感L₂。电流测量电阻器R₂耦接在LED的负极与参考电位GND的第二电源端之间。

可以是肖特基二极管的二极管D₂耦接在晶体管T₁和电感器L₂的共用电路节点与第二电源（GND）的之间。应注意的是，二极管D₂操作为续流二极管并且可以用第二晶体管（例如，MOSFET）代替。在这种情况下，两个晶体管可以形成晶体管半桥。电阻器R₁耦接在LED和电流测量电阻器R₂的共用电路节点与比较器1的第一（非反向）输入端之间。另一电容器C₂耦接在比较器1和电阻器R₁的共用电路节点与第二电源端（GND）之间。比较器1的输出耦接至晶体管T₁的控制端（即，MOSFET情况下的栅极端）。在其第二（反相）输入端子处，比较器1接收参考电压V_DRIVE。

当分析图3的电路时，可以看出，电容器C₂和电阻器R₁形成了RC低通滤波器。该滤波器在其输入处接收与电感电流i_L成比例的电压信号i_L·R₂（即，电流测量电阻器R₂两端的压降），并且提供作为输出信号的电压V_AVG，该电压V_AVG表示平均电感电流i_AVG。因此比较器1实质上是将表示平均电感电流的信号与对应的参考信号相比较。比较器1具有滞后作用。即，比较器1在平均电感电流上升至高于第一阀值时触发晶体管T₁断开，并且在平均电感电流下降至低于小于第一阀值的第二阀值时触发晶体管T₁导通。在这点上，比较器1作为继电器式控制器（bang-bangcontroller）（通断控制器）。

除反馈电路（包括电阻器R₁、电容器C₂、比较器1）和电流测量电阻器R₂之外，图3的电路与之前图1中示出的示例基本相同。然而，在图3的示例中不需要输出电容器C₁（见图1）。图3中示出的降压转换器电路因此与图1的降压转换器具有相似的充电/放电循环。通过导通晶体管T₁来启动切换循环（switching cycle）的充电状态。这就致使从电源端（V_BATT）流过晶体管T₁、电感器L₂、LED和分流电阻器R₂的电流增加。当电容器C₂两端的电压（其表示平均电感电流）超过供给至比较器1的参考电压V_DRIVE时，比较器1断开晶体管T₁，因此启动电路的放电状态。

在放电状态下，电流流过续流二极管D₂、电感器L₂与电阻器R₂。电感电流I_L倾斜下降直至电容器C₂两端上的电压（表示平均电感电流）下降至参考电压V_DRIVE以下。因而，晶体管T₁再次导通并且开始下一个循环。流过LED和电感器的所得的电流I_LED是与充电/放电循环同步的小三角形AC“脉动”电流叠加的DC电平I_AVG。图4示出了这种情况。在其平均值I_AVG附近的电流I_LED的AC分量对于所有已知的切换调节器（switching regulator）是共用的。对于包括LED变暗能力的电路，参考电压V_DRIVE可以是通/断调制DC电压。例如，可以使用脉宽调制和调制的参考电压的占空比表示暗度电平值。例如，50%的占空比降低最大亮度的一半的亮度，最大亮度对应于100%的占空比。

图4示出了流过LED的负载电流I_LED（其等于电感电流）以及所得的晶体管T₁的切换状态。尽管设置了调节平均负载电流I_AVG的反馈电路，对于不同的电源电压V_BATT和不同的电感器L₂的电感以及不同的LED正向电压，该负载电流I_LED仍不同。这主要是延迟的结果，该延迟是在比较器输出信号与晶体管T₁的实际切换操作的转变之间（例如，从低电平至高电平，反之亦然）时间的流逝。在这个延时期间，发生电感电流的瞬时溢出。即，电感电流的AC分量的峰值电平高于延迟为零时的其原本值。施加至电感器的电压越高，给定的延时时间的溢出就越高。类似地，感应系数越低，给定的延时的溢出就越高。因为用于激活和禁用晶体管T₁的延时时间并不相等，对于电感电流的峰值越高，溢出则越高，结果，电感电流的平均值对于不同的电感器值以及不同的电源电压V_BATT是不同的。变化的平均电感电流可以被感知为LED的变化亮度。即，LED的亮度以不期望的方式取决于电源电压。图3的LED驱动电路的反馈电路不能补偿这种效果，并且因此，电源电压V_BATT的变化承担对应的亮度变化。同样当LED调光被激活时（通过施加调制的参考电压，见图3），在参考电压的导通期间出现了相同的问题。

图5示出了能够补偿上述不期望的效果的一些示例性电路。图5a示出了保持LED电流I_LED的平均值I_AVG恒定或者至少显著地降低由电源电压V_BATT的变化产生的亮度变化的第一示例性电路。在本示例的上下文中，“平均值”被视为出现在（调制）参考信号S_REF的导通期间的短期平均值。即，LED电流I_LED的短期平均I_AVG是在参考信号的导通期间流过LED的平均电流，而根据参考信号的占空比，可显著地降低LED电流的长期平均值。

图5a的电路类似于图3的电路。然而，半导体开关6是低端开关（low-side switch），而在图3的示例中晶体管T₁是高端开关（high-sideswitch）。在本示例中，低端开关6串联地连接至电感器L₂和LED（表示单个LED或者包括任何适当数量的LED的LED链）。开关6、LED以及电感器L₂的串联电路耦接在提供电源电压V_BATT（例如，车用电池的电池电压）的第一电源端与处于参考电位GND（例如，接地）的第二电源端之间。电感器L₂和LED的顺序可互换。电流测量电路3可以耦接至串联电路（由开关6、LED以及电感器L₂组成），从而使得电流测量电路可以测量供给至LED的负载电流i_LED。在本配置中，负载电流i_LED与电感电流i_L相等。电流测量电路3产生表示负载电流i_L的负载电流信号S_IL。在本领域中，许多合适的电流测量电路是已知的并且随后参照图5c说明一个示例性的电流测量电路。通过将合适的驱动信号S_OUT施加到开关6的相应控制信号以导通和断开半导体开关6。如果MOSFET被用作半导体开关，驱动信号S_OUT可以是足以激活（导通）或者禁用（断开）开关6的栅极电流或者栅极电压。

由比较器2产生驱动信号（类似于图3的示例），其中，负载电流信号S_IL和参考信号S_REF被提供给比较器2，参考信号S_REF是根据期望的暗度电平S_DIM由调制器9产生的通/断调制信号。比较器2具有滞后作用，并且当S_REF-S_IL的差值超过第一阈值时产生高电平的输出信号S_OUT（用于激活开关6）。类似地，当S_REF-S_IL的差值下降至第二阈值以下时，该比较器2产生低电平输出信号S_OUT（用于禁用开关6）。两个阈值通常在大小上是相等的，但是具有相反的符号。在理想的情况下（没有上述任何传播延迟），实际负载电流I_LED在平均导通电流I_AVG附近变化，该平均导通电流I_AVG对应于当参考信号非零（即，在参考信号的导通期间）时的参考信号S_REF。叠加的AC分量（也称为：“脉动电流”）具有基本上三角波形以及取决于比较器2的滞后作用的峰-峰振幅。如上所述，驱动信号S_OUT的转换与开关6的对应的切换操作之间的延迟会导致系统错误，从而产生实际平均负载电流I_AVG=I_REF+ΔI的正偏差ΔI，其中，I_REF是对应于参考信号S_REF的“理想”平均负载电流，而偏差ΔI取决于电源电压V_BATT。通常，比较器2是第一反馈电路CL₁的一部分，其中，比较器2实质上实施了通断控制器（也称为继电器式控制器）以调节负载电流i_L。参考信号是第一反馈电路CL₁的通断控制器的参考输入（设定点值）。

调制器9根据期望的暗度电平S_DIM产生通/断调制参考信号S_REF。例如，可以使用脉宽调制（PWM）。然而，脉冲频率调制（PFM）和脉冲密度调制（PDM，也称∑-Δ为调制）、随机通/断调制以及其他调制方案也适用。根据期望的暗度电平S_DIM（其可以是诸如数字数或者模拟信号），调制器9设定调制的占空比（通常以百分比表示）。在上下文中，例如，40%的占空比指参考信号平均60%的时间处于断开电平（例如，在电压信号的情况下为0V）而平均40%的时间处于导通电平（峰值电平，例如，5V），其中，导通期间和断开期间是交替的。开关6在参考信号S_REF的每个断开期间是断开的，而开关6在参考信号的整个导通期间根据比较器输出信号（驱动信号S_OUT）交替地导通和断开。因此，平均导通电流I_AVG对应于参考信号S_REF的导通电平。应当注意的是，参考信号S_REF的导通周期和断开周期通常处于0.1至几毫秒（例如，具有10000kHz或者更大的载波频率的PWM）的范围内，而在导通期间，开关6的切换操作具有处于几微秒的范围（例如，从100kHz至高达几MHz的范围的开关频率）内的循环周期。

为补偿上述延时的负面影响，已设置了第二反馈电路CL₂（控制回路）。该第二反馈电路接收作为输入信号的负载电流信号S_IL并且调整用于第一反馈电路CL₁的（已调制的）参考信号S_REF的振幅（即，峰值电平）。根据由第二反馈电路CL₂实施的控制法则，参考信号S_REF表示平均负载电流值I_AVG与预置恒定值之间的差值。随后参照图5c讨论第二反馈电路的一个示例性实施方式。

第二反馈电路CL₂的操作及其效果可归纳如下：在参考信号S_REF的导通期间，当负载电流i_LED的实际（短期）平均I_AVG响应于电源电压V_BATT的变化而变化时（由于上述延时的负面影响），第二反馈回路CL₂通过调整用于第一反馈电路的调制参考信号S_REF（即，设置点值）的导通电平（峰值电平）来抵消平均负载电流I_AVG的该变化。当平均负载电流响应于渐增的电源电压V_BATT而开始增加时，第二反馈电路CL₂降低供给至第一反馈电路CL₁的参考信号S_REF（即，设置点值）的接通电平，从而补偿升高的电源电压V_BATT的影响。出于相同的原因，对于不同的电感器L₂的电感值以及不同的LED正向电压，LED的亮度不是恒定的。

图5b的示例与图5a中描述的电路几乎相同。唯一的差别在于功率半导体开关6是高侧开关而不是低侧开关（如图5a所示）。在这种情况下，可以在低侧完成电流测量。续流二极管D₃耦接在电感器L₂和开关6的共用电路节点与参考电位GND（并不耦接至如图5a中的电源电位V_BATT）的之间。图5b的LED驱动电路的操作与图5a的LED驱动电路的操作相同。

图5c基本示出了于图5a所示的相同的LED驱动电路。然而，更详细地示出了第二反馈电路CL₂和电流测量电路3。类似于之前的示例，低侧开关6串联连接至电感器L₂和LED，该LED可以由LED链代替。开关6、LED以及电感器L₂的串联电路耦接在第一电源端（电源电压V_BATT）和第二电源端（例如，接地GND）之间。电感器L₂与LED的顺序可互换。电流测量电路3包括串联地耦接至LED的分流电阻器R₃，从而使得负载电流i_LED同样经过分流电阻器并且分流电阻器R₃上的压降R₃·I_LED与负载电流I_LED（或者电感电流I_L=I_LED）是成比例的。分流电阻器R₃上的压降R₃·I_LED可以被供给至放大器AMP，该放大器AMP放大所述压降并且产生表示负载电流i_L的相应的负载电流信号S_IL。放大器AMP可以是诸如简单的差分放大器、运算放大器、跨导放大器或者任何其他合适的放大电路。电流信号S_IL可以是电压信号，可选地，是取决于实际实施的电流信号。通过将适当的驱动信号S_OUT施加到开关6的相应控制信号（例如，当使用MOSFET作为功率半导体开关时的栅极信号）上而导通和断开半导体开关6。

第一反馈电路接收作为输入信号的负载电流信号S_IL以及调制参考信号S_REF，调制参考信号的导通电平（即，峰值电平或者振幅）可以被视为用于由上述比较器2实施的通断控制器的设置点值。比较器2接收参考信号S_REF和负载电流信号S_IL并且产生用于驱动功率半导体开关6的输出信号S_OUT，如参照图5a所说明的。第一反馈电路CL₁的操作与图5a的示例中的完全相同，因此在这里不再重复。负载电流i_LED的波形与开关6的切换操作对应于参考信号S_REF导通时（即，整个导通期间）图4示出的时序图。

为了在电源电压V_BATT（或者LED的取决温度的正向电压）变化的同时将负载电流I_LED的实际的（短期的）平均I_AVG维持在恒定的电平，第二反馈电路CL₂调节参考信号S_REF的导通电平从而调节用于第一反馈电路CL₁的设置点值。如上所述，由第二反馈电路CL₂实施的控制法则确保了根据平均负载电流值I_AVG和预置恒定值（例如，稳定电压V_STAB）之间的差值调整参考信号S_REF的导通电平。为此，第二反馈电路CL₂包括滤波器4电路，该滤波器4电路接收作为输入信号的负载电流信号S_IL并且提供作为输出信号的可以被视为表示（例如，移动）平均负载电流I_AVG的信号的滤波信号V_AVG。例如，滤波器可以是由电阻器和电容器构成的无源RC滤波器。可选地，可以使用任何合适的模拟数字转换器来数字化负载电流信号S_IL。在这种情况下，滤波器4可以被实施为使用数字处理器和合适的软件的数字滤波器。使用合适的可编程的信号处理器，不仅可数字化地实施滤波器4，还可以数字化地实施整个第二反馈电路CL₂（甚至第一反馈电路CL₁的部分）。在这种情况下，此处被称为电路的实体可被视为软件实施的功能单元。

将滤波器输出信号V_AVG（表示平均负载电流I_AVG）以及稳定的参考值（例如，稳定的参考电压或者数字实施方式的寄存值）供给至调节器5。在简单的示例中，调节器5可以是P控制器。然而，调节器5还可以是PI控制器、PID控制器或者PT1控制器等。通常，控制器5可被配置为最小化或者至少降低平均负载电流（由信号V_AVG表示）与参考值V_STAB之间的任何偏移量V_STAB-V_AVG。具有诸如PI控制器的I部件的调节器可实现零偏移量的稳定状态控制。

调节器5可包括运算放大器51。根据使用的调节器5的类型（P、PI、PIC、PTI等），需要不同的组件来设置调节器5。例如，在PT1控制器的情况下，运算放大器51在其反相输入端接收参考值V_STAB。第一电阻器R₁₁与第二电阻器R₁₂和电容器C4的并联电路串联耦接在运算放大器51的反相输入端与输出端之间。图9示出了这样的调节器5的示例。在一些示例性实施方式中，使用PT1控制器是有利的。然而，在其他实例中，可以使用其他类型的控制器5。在这种情况下，需要在不同配置的其他组件来实施相应的控制器类型。

可以在调节器5内放大和改变偏移量V_STAB-V_AVG，并且调节器输出信号可直接提供给调制器电路9。调制器电路9可包括电平调整电路7，所述电平调整电路7接收调节器输出信号以及预定振幅的通/断调制信号并且根据调节器输出信号将所述调制信号进行电平调整。将电平调整的调制信号作为参考信号S_REF提供给第一反馈电路CL₁。电路7可被配置为改变参考信号S_REF的振幅（导通电平），其为用于第一反馈电路CL₁（即，在参考信号S_REF的导通期间的开关控制器2）的设置点值。电路7可简单地执行一种电平移位。后面将讨论电路7的示例。

图6示出了用于独立于电源电压V_BATT将平均负载电流I_AVG保持在期望电平的的另一示例性电路。该电路总体上对应于图5a和图5c示出的电路。然而，更为详细地示出了滤波器4（平均电路）。滤波器4例如可包括由电阻器R₅和电容器C₃构成的无源一阶RC低通滤波器，其他滤波器类型（例如，高阶滤波器，数字滤波器）同样也适用。

为避免在动（在对电路上电之后）过程中的不期望的瞬态效应，可以使用初始化电路8将滤波器4的滤波器输出设定为处于或者接近于由稳定参考值V_STAB给定的期望值的初始值。在图6的示例中实施的简单的（因而非常合算并且适用于低成本应用程序）实施方式中，初始化电路8在LED驱动电路上电之后立即快速地对连接至滤波器输出的电容器C₃进行预充电。这可通过经由半导体开关T₂临时将稳定参考电压V_STAB连接至电容器来实现。开关T₂在预定（例如，固定的）时间段内闭合。使用定时器电路81可控制开关的闭合和重新打开，例如，定时器电路81可以是响应于上电信号产生预定长度的脉冲的定时器电路（例如，单稳态触发器）。

在图6描述的示例中，半导体开关T₂（例如，MOSFET或者BJT）的第一端经由另一电阻器R₆（可选的）连接至电阻器R₃与电容器C₃之间的共用电路节点。半导体开关T₂的第二端耦接至提供稳定电压值V_STAB的电压源。然而，还可以使用任何其他的电压值作为初始值，例如，V_STAB的90%。开关T₂的控制输入（在MOSFET的情况下，为栅极；在BJT的情况下，为基极端）连接至上述定时器电路81。如果定时器单元被实施为单稳态触发器，则其将与预定的电压保持在电容器C₃处一定的时间，从而将滤波器输出初始化至期望的初始值。例如，时间延迟单元81由上电复位信号触发。一旦系统上电，该上电复位信号就是可用的。

图7示出的示例非常类似于之前图6的示例。不同之处仅在于，定时器电路81的实施。在本示例中，定时器电路81还响应于驱动信号S_OUT该驱动信号S_OUT触发功率半导体开关6激活和禁用。在本示例中，定时器电路响应于功率半导体开关6的导通触发重新初始化（例如，通过激活开关T₂固定的时间段），但只有当开关6在已断开预定的时间。即，在参考信号SREF的导通期间开关6的“正常”切换操作过程中不会触发重新初始化，而仅在开关6通过其断开的断开时间段结束时触发重新初始化。即，当功率半导体开关6的切换操作临时中断（例如，出于调光目的）预定的最短时间时，当开关6的正常切换操作恢复时触发了重新初始化。

图6与图7中描述的LED驱动电路被配置将滤波器4的电容器C₃上的电压，从而滤波器输出信号V_AVG的值钳制为对应于稳定参考值V_STAB的值。通常，对于电路驱动LED来说这样的功能不是必须的，然而，在电路启动和调光操作过程中是有用的，在这期间根据预定的调制方案（例如，脉宽调制、∑-Δ调制等）将负载电流重复地导通和断开。

图8的示例示出了类似于图5c的电路的LED驱动器电路。然而，本示例另外包括对使用在调制器9中的示例性电平调整电路的更详细的说明。

如在之前的示例中，滤波器4可以是包括电阻器R₅和电容器C₃的无源RC滤波器。调节器5可包括运算放大器51（例如，见图5c）。

在本示例中，电平调整电路7的操作类似于电平移位器。其包括晶体管T₃。晶体管T₃耦接至调节器5的输出端。晶体管T₃的负载电流路径连接在参考电位GND与电阻器R₉之间。另一电阻器R₁₀耦接在电阻器R₉与正电位V_S的端子之间。供给至第一反馈电路的参考信号S_REF在两个电阻器R₉和R₁₀之间的共用电路节点处被抽头。正如已经提及的，电平调整电路7根据预定的特性曲线，将由调节器5产生的参考信号S_REF’（即，控制信号）进行电平移位，在本示例中，预定的特性曲线取决于晶体管T₃与电阻器R₁₀和电阻器R9的特性。本示例中示出的电平调整电路7可以被视为可控分压器，该可控制分压器将输入电压V_S（其由本示例中的通/断调制器91提供）划分成部分电压V_S·(R₉+R_ON)/(R₉+R₁₀+R_ON)，其中，R_ON是晶体管T₃的导通电阻，并且因此参考电压S_REF’的函数由调节器5提供并且被提供给晶体管的控制端（即，在MOSFET的情况下，为栅极端）。分压器的中间抽头提供“电平调整”参考信号S_REF的电平调整电路7的输出电路节点，这是由调节器5提供的控制信号S_REF’（即，一对一对应）的双射函数。该函数取决于特性曲线和电阻器R₉与R₁₀的电阻值。

通常，由电路7提供的函数根据特性曲线调整由调节器7提供的控制信号S_REF’的电平。图10中示出的可控分压器被视为一个简单的示例。本领域技术人员使用差分电路（例如，放大器电路等）将会毫无困难地实现相同的或者类似的功能。在数字实施方式中，特性曲线可以由存储在存储器中的参数或者由查询表的插值法来限定。然而，对于低成本的应用，数字解决方案会过于复杂且昂贵。

根据期望的占空比（通常以百分比表示）通过通/断调制供给至电平调整电路7的输入电压V_S可容易地实施调光能力。例如，30%的占空比需要参考信号S_REF平均断开（例如，在接地电位处，0V）70%的时间。为此，已提供了用来为电平调整电路生成输入信号V_S的调制器8。任何类的调制均适用，诸如脉宽调制、脉冲频率调制、∑-Δ调制（也称为脉冲密度调制）、各种随机调制方案等。应注意的是，可以不同于图7示出的示例的方式来实现对参考信号S_REF的调制。本领域技术人员使用不同的电路将毫无困难地实现相同的或者类似功能。例如，可以使用根据输入信号V_S恒定的调制信号（例如，由调制器8提供）被激活与禁用的开关将接收参考信号S_REF的比较器输入连接至接地电位。

应当注意的是，图7的示例中示出的滤波器初始化可以有效地应用于本示例。与功率半导体开关6的切换频率（例如，在几百千赫范围内）相比较，调制器9的调制频率通常更小（例如，低于10千赫）。即，当调光被激活时，断开时间段会比较长，因而，由滤波器4提供的平均负载电流信号V_AVG下降。然而，由滤波器提供的所关注的值为在负载电流的导通阶段期间的平均负载电流。为了避免瞬态效应，诸如在电路的电源导通阶段过程中看到的，滤波器输出每次在开关6在被断开“长的”时间段（）之后被切换为导通时被初始为接近于期望的平均负载电流信号电平V_AVG的值，每次开关6在断开“更长的”时期之后接通（即，当参考信号S_REF没有被调制器9消除（blank）时，长于在“正常”切换操作期间的断开时间）。为此，初始化单元81（见图7）忽略出现在驱动信号S_OUT中的上升沿，除非其已经低了一段给定的最小断开时间。该最短断开时间可以被选择为适合滤波器4的时间常数。

图10示出了示例性的50%占空比的（通/断调制器91）的调制器输出信号的波形，对应的负载电流信号S_iL、平均负载电流信号V_AVG以及提供给第一反馈电路CL₁的所得的参考信号V_REF。如上所述，开关调制器91产生通/断调制信号，所述通/断调制信号在本示例中为0V或者2.5V并且具有取决于提供给调制器作为输入信号的暗度电平S_DIM的占空比。在图10的顶部图中示出了相应的波形。第二图示出了由电流测量电路3提供并且供给至平均电路4（滤波器4，也可参见图7）的对应的负载电流信号S_iL。可以看到在调制器输出信号V_S的导通阶段期间，功率开关6的高频切换操作（在本示例中约为400KHz开关频率）。第三定时图示出了所得的平均负载电流信号V_AVG，所述平均负载电流信号V_AVG可以在包括上述初始化能力的滤波器电路4的滤波器输出处观察。在调制器输出V_S的断开阶段期间，滤波器输出信号被钳制成接近于期望的平均值的一个值。该钳制极大地降低了滤波器电路4的稳定时间（停留时间，settle time）。图10的底部图示出了所得的参考信号V_REF。如上所述，参考信号V_REF的导通电平由第二反馈电路CL₂调节。

图11示出了脉宽调制发生器，其可结合上述示例用作通/断调制器9或91。在已知的LED驱动器中，可以改变供给至比较器2的参考电压（例如，见图5a）以使LED电流I_LED减弱。然而，这个方法通常不精确并且取决于温度。

图11示出的PWM调制器电路包括锯齿波发生器S_T和比较器COMP₂。该锯齿波发生器S_T包括第一电流镜CM₁、第二电流镜CM₂以及比较器COMP₁。电容器C₅耦接在比较器COMP₁的非反相输入端与输出端之间。此外，电容器C₅耦接至第一电流镜CM₁，从而使得以恒定电流i₁对电容器充电，该恒定电流i₁与电流镜恒定输入电流i₀是成比例（在本示例中，i₁=i₀/10）的。晶体管T₄耦接在比较器COMP₁的非反相比较器输入与参考电位GND的端子之间。晶体管T₄的控制端（例如，栅极）耦接至比较器COMP₁的输出。因此，电容器C₅在比较器输出切换至高电平时经由晶体管T₄放电。

电阻器R₁₃耦接在第二电流镜CM₂与参考电位GND的端子之间。比较器COMP₁的反相输入端连接至电流镜CM₂与电阻器R₁₃的共用电路节点。另一电阻器R₁₄与另一晶体管T₅的串联电路与电阻器R₁₃并联耦接。晶体管T₅根据比较器COMP₁的比较器输出信号而导通和断开。在晶体管T₅被断开时，由第二电流镜CM₂提供的恒定电流i₂（在本示例中，i₂=i₀·3)流过电阻器R₁₃，从而在电阻器R₁₃上产生压降V₂=i₂·R₁₃。因此，当电容器上的（线性上升）电压V₁达到阀值电压V₂时，比较器COMP₁从低电平切换至高电平。比较器COMP₁的非反相输入端提供对应于电容器C₅上的电压V₁的锯齿波发生器的输出信号（锯齿波信号）。

外部提供的模拟电压通过该第二比较器COMP₂变换成对应的PWM-信号V_S。恒定电流i₀通过第一电流镜CM₁变换成电流i₁。例如，其可以是高端pMOS电流镜。例如，参考电流i₀可以是10μA。如果使用1:10的电流镜，i₁的电流值约为1μA。第二电流镜CM₂产生第二电流i₂。例如，第二电流镜CM₂产生比恒定电流i₀高三倍的电流i₂（i₂=30μA）。然后，这个电流i₂流过电阻器R₁₃从而在电阻器上产生电压V₂。

当比较器COMP₁的比较器输出低时，晶体管T₄、T₅两者均不导通（断开）。电容C₅在这个期间内由电流i₁充电。当电容C₅两端的电压V₁超过电压V₂时，比较器COMP₁变为激活并且将两个晶体管T₄、T₅切换为导通。因为晶体管T₅连接电阻R₁₄并与电阻R₁₃并联，晶体管T₄将电容C₅突然放电至V₂（V₂=i₂·R₁₃·R₁₄·(R₁₃+R₁₄)）的值。因为电容C₅不得不经由晶体管T₄放电，故电压V₂比电压V₁下降的更快。断开时间可以由晶体管T₄的长宽比限定。

当电容器电压V₁下降至电压V₂以下时，比较器COMP₁的输出信号返回至低电平并且晶体管T₄、T₅再次变成非导电。结果，在比较器COMP₁的反相输入端再次提供电压V₂=i₂·R₁₃，并且电容C₅再次开始充电。

在这个电路内，通过电阻器R₁₃可以设定上限阀值并且通过电阻器R₁₄（并联耦接至电阻器R₁₃）设定下限阀值。

另一比较器COMP₂在第一输入端接收锯齿波发生器ST的输出电压并且将其与供给至第二输入端的参考电压V_DIM相比较。当锯齿形电压达到参考电压V_DIM时，比较器输出切换。PWM信号的占空比与参考电压V_DIM是成比例的。

尽管已经详细地描述了示例性实施方式及其优点，然而，应当理解的是，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神与范围内，可以做出各种改变、替换和变形。注意上述变形与申请的范围，应当理解的是，本发明并既不受上述描述限制也不受附图限制。而是，本发明仅受以下权利要求及其法定等同物的限制。

为了便于描述以说明一个元件相对于第二元件的定位，使用了诸如“在…下方”、“在…之下”、“下部”、“在…之上”、“上部”等空间相对术语。这些术语意在包含除不同于附图中描述的这些定位之外的装置的不同的定位。此外，术语诸如“第一”、“第二”等也用于描述各种元件、区域、部分等而并不旨在限制。相同的术语在整个描述中指代相同的元件。

如本文中使用的，术语“具有”、“含有（containing）”、“包括（including）”和“包含（comprising）”等是表示所述元件或者特性的存在的开放性术语，但是并不排除另外的元件或者特性。单数形式“一个（a）”、“一个（an）”和“所述（the）”意在还包括复数形式，除非上下文清楚地表示并非如此。

Claims (14)

1.一种用于驱动发光二极管的电路，所述电路包括：

响应于驱动信号的第一半导体开关和续流装置，耦接在提供电源电压的第一电源端与提供参考电位的第二电源端之间；

LED和电感器，串联耦接在所述第一半导体开关和所述续流装置的共用电路节点与所述第一电源端或者所述第二电源端之间；

电流测量电路，耦接至所述LED并被配置为提供表示流过所述LED的负载电流的负载电流信号；

第一反馈电路，包括通断控制器，所述通断控制器被配置为接收所述负载电流信号和参考信号，以将所述负载电流信号与所述参考信号相比较，从而根据所述比较产生所述驱动信号；

调制器，被配置为提供作为参考信号的具有期望的占空比和振幅的调制信号；以及

第二反馈电路，被配置为接收所述负载电流信号以确定平均负载电流信号，并根据所述平均负载电流信号与参考值之间的差值调整调制的参考信号的振幅。

2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述第二反馈电路包括：

滤波器，被耦接为接收所述负载电流信号并提供表示所述平均负载电流的滤波信号；以及

调节器，被配置为接收所述滤波信号和作为设置点值的所述参考值，以根据预定的控制法则基于所述参考值与所述滤波信号之间的差值确定控制信号，并根据所述控制信号调整所调制的参考信号的所述振幅。

3.根据权利要求2所述的电路，其中，所述调制器包括电平调整电路，所述电平调整电路被配置为从所述调节器接收所述控制信号，以根据所述控制信号将通/断调制输入信号进行电平调整，从而提供所述参考信号。

4.根据权利要求3所述的电路，其中，所述电平调整电路包括放大器。

5.根据权利要求3所述的电路，其中，所述电平调整电路包括具有可控分压比的分压器，所述分压器被配置为接收通/断调制输入电压并将所述输入电压的一部分作为参考信号提供给所述第一反馈电路，所述可控分压比响应于由所述调节器提供的所述控制信号。

6.根据权利要求3所述的电路，其中，所述输入信号在零电平和对应于所述信号振幅的峰值电平之间被调制，其中，所述调制为下列中的一种：脉宽调制、脉冲频率调制、∑-Δ调制或者随机通/断调制。

7.根据权利要求3所述的电路，其中，所述调制器被耦接为提供有暗度电平并提供作为所述电平调整电路的输入信号的调制信号，所述调制信号具有零电平或根据对应于所述暗度电平的占空比的预定峰值电平。

8.根据权利要求2所述的电路，其中，所述第二反馈电路进一步包括初始化电路，所述初始化电路被配置为响应于以下事件中的至少一个将所述滤波器的输出初始化为处于或者接近于所述参考值的初始值：所述电路的上电；在所述第一半导体开关被禁用预定的最小时间后激活所述第一半导体开关；或者从所调制的参考信号的断开期间转变到导通期间。

9.根据权利要求8所述的电路，

其中，所述初始化电路包括定时电路和耦接至所述滤波器的另一个开关；以及

其中，所述开关在由定时单元激活了预定的时间段时将所述滤波器的输出连接至具有处于或者接近于所述参考值的电压电平的初始电压，从而将所述滤波信号初始化为所述电压电平。

10.一种用于驱动LED的LED驱动器，所述LED在驱动器输出端与第一电源端或者第二电源端之间与电感器串联耦接，所述第一电源端承载电源电压且所述第二电源端承载参考电位，所述LED驱动器包括：

第一半导体开关和续流装置，耦接在所述第一电源端与所述第二电源端之间，所述第一半导体开关响应于驱动信号，且所述第一半导体开关与所述续流装置之间的共用电路节点被连接至所述输出端；

电流测量电路，耦接至所述LED，所述电流测量电路被配置为提供表示流过所述LED的负载电流的负载电流信号；

调制器，被配置为提供作为参考信号的具有期望的占空比和振幅的调制信号；

第一反馈电路，包括通断控制器，所述通断控制器被配置为接收负载电流信号和所述参考信号，以将所述负载电流信号与所述参考信号相比较，从而根据所述比较产生所述驱动信号；

第二反馈电路，包括滤波器和调节器，

其中，所述滤波器被耦接为接收所述负载电流信号并且提供表示平均负载电流的滤波信号；以及

其中，所述调节器被配置为接收所述滤波信号和作为设置点值的参考值，以根据预定的控制法则基于所述参考值与所述滤波信号之间的差值确定控制信号，并根据所述控制信号调整所述参考信号的所述振幅。

11.一种用于驱动LED的方法，所述LED在输出端与第一电源端或者第二电源端之间串联耦接至电感器，所述第一电源端承载电源电压且所述第二电源端承载参考电位，所述方法包括：

测量流过所述LED的负载电流；

产生表示所述负载电流的负载电流信号；

根据驱动信号交替地将所述电源电压或者所述参考电位施加至所述输出端；

将所述负载电流信号与参考信号相比较；

根据所述比较产生所述驱动信号；

从所述负载电流信号确定平均负载电流信号；

产生具有断开电平、导通电平和占空比的通/断调制输入信号；以及

根据所述平均负载电流信号和参考值调节所述输入信号的所述导通电平并提供所调节的信号作为参考信号。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，确定所述平均负载电流信号包括：

对所述负载电流信号滤波；以及

提供作为平均负载电流信号的滤波信号。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，确定所述平均负载电流信号进一步包括响应于下列事件中的至少一个将所述滤波信号初始化为处于或者接近于所述参考值的信号值：上电信号的检测、或者在所述参考电位已被施加至所述输出端长于预定的最小时间之后所述电源电压被施加到所述输出端的检测。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，产生所述参考信号包括：

确定所述滤波信号与所述参考值之间的差值；

根据预定的控制法则基于所述差值产生控制信号；以及

调整所述输入信号的电平以提供所述参考信号。

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