CN102498527A - 具有改善的电气特性的通信电缆 - Google Patents

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Abstract

一通信电缆设有多根双绞线导体和具有由间隙分隔的导电分段的模带。选择导电分段的尺寸以减少相邻电缆之间的信号的不合需耦合。绝缘层可设置在双绞线导体和模带之间。在一些实施例中，绝缘层是压花的或穿孔的薄膜。压花的或多孔的薄膜的使用减少了绝缘层的介电常数。

Description

具有改善的电气特性的通信电缆
技术领域
本发明涉及通信电缆，更具体地涉及改善这些电缆的电气特性的方法和装置。
背景
随着网络变得越来越复杂并需要较高带宽电缆，满足规定电气规范的能力——例如与电缆内的线对之间的电缆-电缆串扰(“外来串扰”)、近端串扰(NEXT)以及数据信号衰减关联的那些能力——变得越来越重要以提供强健和可靠的通信系统。
许多通信电缆销售商利用电缆之间的气隙或空间来满足性能需求。另一技术方案涉及利用包裹在未经屏蔽双绞线(UTP)电缆的线对周围的模带。已转让给Panduit公司的题为“具有改善的串扰衰减的通信电缆(Communication Cable with Improved Crosstalk Attenuation)”美国专利申请No.12/399,331以及题为“具有串扰减轻材料的通信信道(Communication Channels With Crosstalk-Mitigating Material)”的国际申请公开No.WO 2008/157175描述了这一技术方案并全篇地通过引用包含于此。模带方案在衰减串扰方面已取得成功；然而，其它电气特性的改进，例如减小的数据信号衰减、受控的外来串扰谐振、电磁兼容性(EMC)和/或避免电缆之间的相干差模耦合，是合需的。
附图说明
为了便于理解本发明，附图和说明书解说了其实施例，籍此能容易地理解和评价发明、结构、构造和操作以及许多相关的优势。
图1是根据本发明包含多个通信电缆的通信系统的实施例的示意图；
图2是沿图1的剖切线2-2截取的通信电缆中的一根的横截面图；
图3是根据本发明并用于图1和图2中的电缆的模带的实施例的局部平面图；
图4是沿图3中的截面4-4截取的图3的模带的截面图；
图5是两根现有技术电缆的寄生电容建模的纵向横截面图；
图6是根据本发明一个实施例的两根电缆的寄生电容建模的纵向横截面图；
图7是两根现有技术电缆的寄生电感建模的纵向横截面图；
图8是根据本发明一个实施例的两根电缆的寄生电感建模的纵向横截面图；
图9是图1电缆的实施例的透视图，其示出电缆中的模带的装置的盘旋特性；
图10是根据本发明的模带的另一实施例的局部平面图；
图11是沿图10中的线11-11截取的图10的模带的横截面图；
图12是10Gb/s以太网U/UTP类6a电缆的横截面图，其中采用根据本发明一个实施例的2瓦、双面模带；
图13是10Gb/s以太网U/UTP类6a电缆的横截面图，其中采用根据本发明一个实施例的3瓦、双面模带；
图14是根据本发明的3瓦、双面模带；
图15是10Gb/s以太网U/UTP类6a电缆的横截面图，其中采用根据本发明实施例的3瓦、双面模带；
图16是10Gb/s以太网U/UTP类6a电缆的横截面图，其中采用根据本发明一个实施例的4瓦、双面模带；
图17A-C是示出来自与由金属形状覆盖的绞线对有关的模带的金属形状(即瓦或导电分段)的等效透视的概念图；
图18是示出功率和外来NEXT(PSANEXT)规范和利用具有规定金属形状周期的模带的电缆结构从而在两个相似构造的电缆之间存在接近440MHz的高程度差模耦合的电缆响应量级的曲线图；
图19A-D是示出对于具有和不具有模带的U/UTP电缆的差模和共模外来串扰耦合机制的概念图；
图20A-D是示出对于具有模带的U/UTP电缆的差模和共模外来串扰耦合机制的概念图；
图21A是示出因变于金属形状周期和绞线对周期的相干长度的概念图；
图21B是示出在两相邻电缆中的瓦之间的电容耦合的概念图；
图22A-B是示出当双绞线在瓦下扭转时瓦上的相对电荷的概念图，其表现为沿电缆纵向前进的连续横截面；
图23A-D是示出当瓦长度相对于双绞线敷设改变时瓦上相对电荷的概念性侧视图；
图24A是示出在模带周期和双绞线敷设之间的不同多次偏移中发生相干差模耦合的频率的图；
图24B-D是示出对模带周期和双绞线敷设之间的一个偏移的相干长度依赖性的概念图；
图25A是列出对于金属形状的给定周期的“排斥在外”双绞线敷设长度的图表；
图25B是遵照图25A所示的设计准则的一示例性双绞线敷设设置的图表；
图26A-B是示出对于矩形瓦图案和不规则平行四边形瓦图案的瓦下位置变化的示意图；
图27是示出与相应线对对准的平行四边形瓦图案的示意图；
图28A-C是示出如果导电元件的位置相对于线对敷设的偏移在线对敷设长度的±10％数量级时可能发生的电荷变化的概念图；
图29A是缠绕在电缆内芯和阻挡层周围的矩形瓦模带的透视图；
图29B是示出对于缠绕在电缆内芯和阻挡层周围的矩形瓦模带的盘旋缠绕的重叠电容和重叠电容的概念图；
图29C是图29B的结构的等效电路图；
图30A是缠绕在电缆内芯和阻挡层周围的矩形瓦模带的透视图；
图30B是示出对于缠绕在电缆内芯和阻挡层周围的非规则平行四边形瓦模带的盘旋缠绕的重叠电容和重叠电容的概念图；
图30C是图30B的结构的等效电路图；
图31是表述分别具有和不具有关联于TIA 568衰减规范的模带的U/UTP电缆的衰减谱的图表；
图32A-B是示出分别围绕不具有和具有模带的U/UTP电缆的磁场的概念图；
图33是包含作为绝缘层的压花薄膜的电缆的横截面图；
图34是压花薄膜的平面图；
图35(a)和(b)示出带孔的阻挡层的构造的侧视图；
图36示出制造带孔的阻挡层的设备；
图37是带孔的阻挡层的透视图；
图38是带孔的阻挡层的透视图；以及
图39是具有带孔的阻挡层的电缆的横截面图。
具体实施方式
现在参见附图，更具体地参见图1，图中示出一通信系统20，该通信系统20包括连接于设备24的至少一根通信电缆22、23。设备24表示为图1中的配线板，但该设备可以是无源设备或有源设备。无源设备的例子可以是，但不局限于，模块化配线板、下冲式配线板、耦合器配线板、壁插座等。有源设备的例子可以是，但不局限于，可在数据中心/电信室中找到的以太网开关、路由器、服务器、物理层管理系统以及以太网上功率设备；安全设备(相机和其它传感器等)以及门访问设备；以及电话、计算机、传真机、打印机和可在工作站区域内发现的其它外围设备。通信系统20可进一步包括例如机柜、机架、电缆管理和净空路由系统。
通信电缆22、23可以未经屏蔽的双绞线(UTP)水平电缆22的形式出现和/或作为配线电缆23，更具体地是如图2更具体示出并在下面更详细描述的可工作在500MHz和10Gb/s的类6A电缆。然而，本发明可适用于和/或实现为如前面已描述的多种通信电缆以及其它类型的电缆。电缆22、23可直接端接在设备24中，或者端接在多个插头25或插座模块27(例如RJ 45型)、插座模块盒、无限频带(Infiniband)连接器、RJ 21和许多其它类型连接器或其组合。此外，电缆22、23可整合到电缆的绝缘线束或线扎内，并可另行整合入预端接的绝缘线束内。
通信电缆22、23可用于多种结构的电缆布线应用中，包括接插线、分区线、主干电缆布线和水平电缆布线，尽管本发明不局限于这些应用。总地来说，本发明可用于军事、工业、住宅、电信、计算机、数据通信和其它电缆布线应用。
更具体地参见图2，图2示出电缆22、23的横截面。电缆22、23包括由通常用十字幅板28分隔的四股导电绞线对26构成的内芯29。内绝缘层30(例如塑料绝缘带或压延绝缘层，例如10密耳厚的内绝缘包套材料)围住导电线对26和十字幅板28。模带32(也称“阻挡带”)的包裹围住内绝缘层30。模带32能盘旋地缠绕在绝缘层30周围。电缆22、23也可包括外绝缘包套33。模带32为简单起见在图2中示出为精简版本，其仅示出绝缘衬底42和导电分段34、38。
另外参见图3和图4，并且如下面更详细阐述的那样，模带32包括：第一阻挡层35(图2中示出为内阻挡层)，该第一阻挡层35包括由间隙36分隔的导电分段34；第二阻挡层37(图2中示出为外阻挡层)，该第二阻挡层37包括由间隙40分隔的导电分段38，该间隙40处于分段38的导电材料间；以及绝缘衬底42，该绝缘衬底42将第一导电层的导电分段34和间隙36与第二导电层的导电分段38和间隙40隔开。第一和第二阻挡层，更具体地是导电分段34和导电分段38在电缆中交错设置以使外阻挡层的间隙40与内导电层的导电分段34对准。模带32可螺旋或盘旋地缠绕在内绝缘层30周围。替代地，模带可以非螺旋方式(例如卷烟或纵向形式)施加到绝缘层周围。
外绝缘包套33可以是15-16密耳厚(然而其它厚度也是可以的)。电缆22的总直径可以例如在300密耳；然而，其它厚度也是可能的，例如在270-305密耳的范围内，或其它厚度。
图3是示出在使用两个不连续导电材料的阻挡层35、37的绝缘性衬底上的经布图导电分段的模带32的平面图。导电分段34、38被排列成沿下面的衬底42的纵向和横向两者的一连串平面图形的马赛克。如所述那样，经布图的导电分段的多个阻挡层的使用有利于提高外来串扰的衰减，这是通过有效减小电缆22、23对相邻电缆的耦合和向来自其它电缆的耦合提供阻挡层来实现的。导电分段34、38的不连续特性减少或消除了来自阻挡层35、37的辐射。在所示实施例中，将双层栅格状金属图案引入到模带32中，所述模带32盘旋地缠绕在示例性高性能10Gb/s电缆的绞线对26周围。可选择图案以使阻挡层的导电分段重叠在来自相邻阻挡层的间隙36、34之上。在图3和图4中，例如顶阻挡层35和底阻挡层37两者均具有设置成一连串将近330密耳×330密耳的正方形(具有圆角)的导电分段，在这些正方形之间具有60密耳的间隙尺寸44。根据一个实施例，圆角具有大约1/32”的半径。
参照内阻挡层35，导电材料的任何单层的性能取决于不连续图案的间隙尺寸44和不连续分段的纵向长度46，另外至少某种程度地取决于导电分段的横向宽度48。总地来说，间隙尺寸44越小且纵向长度46越长，电缆-电缆串扰衰减就越好。然而，如果纵向图案长度46过长，则不连续导电材料的层将辐射并易受相关频率范围内的电磁能量的影响。一种解决方案是设计纵向图案长度46以使其稍大于被围绕电缆中的双绞线导电线对的最长线对敷设，但小于在线对上传输的最高频率信号的波长的四分之一。线对敷设等于绞线对的一根完整绞线的长度。
对于高性能电缆(例如10Gb/s)的典型绞线长度(即线对敷设)在0.8cm-1.3cm的范围内。因此，对于适用于500MHz频率的电缆来说，导电性分段长度一般在从大约1.3cm至大约10cm范围内。在较高或较低频率下，长度可分别变得较低或较高。
此外，对于具有500MHz频率的信号，当传播速度为20cm/ns时，波长将大约为40cm。在该波长下，阻挡层的导电分段的长度应当小于10cm(即波长的四分之一)以防止导电分段辐射或易受电磁能量影响。
还要求使导电分段当在电缆内芯中绞捻时其横向宽度48“覆盖住”绞线对。换句话说，要求导电分段的横向宽度48足够宽以沿从电缆中心向外的半径方向覆盖在双绞线上。一般来说，横向宽度48越宽，电缆-电缆串扰衰减就越好。进一步要求模带32以与电缆内芯绞捻速度大致相同的速度螺旋地缠绕在电缆内芯周围。对于高性能电缆(例如10Gb/s)，典型电缆股线敷设(即电缆内芯的绞捻速度)在从大约6cm至大约12cm的范围内。优选地使根据本发明的模带以与电缆股线敷设相同的速度缠绕(即，从大约6cm至大约12cm范围内的一次完整缠绕)。然而，本发明不限于这个范围的缠绕长度，并且可使用更长或更短的缠绕长度。
不连续的导电分段的模带的高性能应用是使用一个或多个导电阻挡层以增加电缆-电缆串扰衰减。对于多个层的阻挡层，这些阻挡层由衬底隔开以使这些层彼此不形成直接的电接触。尽管图示出两个阻挡层35、37，然而本发明可包括单个阻挡层或三个或更多个阻挡层。
图4更详细地示出采用两个阻挡层35、37的模带32的横截面。每个阻挡层包括衬底50和导电分段34或38。衬底50是绝缘性材料并可具有例如大约0.7密耳的厚度。导电分段的层包含平面图形，例如具有大约0.35密耳厚度的铝制成的带圆角的正方形。根据本发明的其它实施例，导电分段可由例如规则或不规则多边形、其它不规则形状、曲线闭合形状、由导电材料裂纹形成的孤立区和/或前述形状组合的不同形状构成。例如铜、金或镍的其它导电材料可用于导电分段。半导体材料也可用于这些区域。绝缘性衬底的材料示例包括聚酯、聚丙烯、聚乙烯、聚酰亚胺和其它材料。
导电分段34、38经由喷胶层52附连于共同绝缘性衬底42。喷胶层52可以是0.5密耳厚并且绝缘性衬底42的共同层可以是例如1.5密耳厚。给定这些层的示出的示例性厚度，图4的模带32的总厚度为大约4.6密耳。可以理解，可针对不同层采用不同的材料厚度。根据一些实施例，要求保持两层导电分段34、38之间较大的距离以减小这些层之间的电容。
当将不连续导电材料的多个层用作阻挡层材料时，这些层之间的间隙覆盖有助于减小电缆-电缆串扰。这可通过检查电缆之间的电容性和电感性耦合来得到最好的理解。
图5示出两根现有技术电缆401、402的寄生容性耦合的模型。这里，两根电缆401、402采用绝缘包套404作为衰减标准10Gb/s以太网绞线长度54(线对敷设)的两个绞线对403之间的电缆-电缆串扰的方法。所得到的寄生容性耦合，如通过建模的电容器405-408所示，形成大量的电缆-电缆串扰。尽管电容器405-408为了图5的模型图示为集总电容性元件，然而它们实际上是分布式电容。
相比而言，图6示出使用本发明的阻挡层技术的两根电缆22a、22b的寄生电容耦合。尽管总效果源自分布式电容，然而为了例示出分布寄生电容耦合，图示的是集总元件电容器模型。绞线对26a的第一和第二绞线101、102承载差分信号，并可建模为具有相反的极性。由第一线101承载的“正”极性信号和由第二线102承载的“负”极性信号近似同等地耦合于导电分段34a。该耦合由电容器504、505建模。结果，非常少的净电荷电容性地从绞线对26a耦合到导电分段34a上，这导致可忽略的电位。被耦合到导电分段34a的少量电荷通过经由建模的电容器506、507耦合到电缆22a的外阻挡层内的导电分段38a、38b而被进一步分散。由于导电分段38a、38b也电容性地耦合于附加的内导电分段34b、34c，因此电容性耦合的量由于源自绞线101、102的相反极性的抵消效应而进一步减少。相似的抵消效应承载通过附加的建模电容器508-513，以使第一电缆22a的双绞线26a以及第二电缆22b的双绞线26b之间的总电容性耦合相比于现有技术系统大量减少。模带的两个阻挡层中的间隙36、40的空间大幅度减少了直接电缆-电缆电容性耦合的机会。
转向感性建模，图7示出两根现有技术电缆的寄生分布电感性建模。在图7和图8中，导体中的电流产生磁场并且导体的分布式电感导致如箭头所示的电感性耦合。为了解说，通过箭头表示磁场的特定区域，但磁场实际上是遍及图示区域分布的。这里，电缆601、602两者仅采用绝缘包套604作为衰减标准10Gb/s以太网绞线长度54(线对敷设)的两根绞线对605之间的电缆-电缆串扰的方法。建模在606-609的所得到寄生电感性耦合形成大量的电缆-电缆串扰。
图8示出如本发明提出的使用阻挡层技术的两根电缆的电感建模。电缆22a、22b的双绞线分别包含双绞线26a、26b以及与现有技术模型相同的标准10Gb/s以太网绞线长度56(线对敷设)。然而，两根电缆22a、22b通过模带32受到保护。阻挡层35、37在导电材料中包含相应的间隙36、40，以防止导电材料分段34、38免受辐射。导电分段在电缆中交错以使导电材料中的多数间隙与相邻层的导电分段对准。
通过绞线对26a在第一电缆22a中感应出磁场。然而，随着磁场通过模带32的内阻挡层，它们在导电分段中产生涡电流，由此减小了磁耦合710、711的程度，并减小了电缆-电缆串扰。然而，阻挡层35、37中对间隙36、40的需求导致磁场的一些部分在边界或间隙附近通过。涡电流在边界或间隙附近不那么强烈地被感应出，这导致这些区域内通过磁场的减小程度不大。
一种方案同样是使用多个阻挡层35、37以使来自一个层的间隙由来自相邻层的导电材料覆盖。第二电缆22b示出覆盖内导电层35中的间隙36的外阻挡层(尤其是导电分段38)。如前所述，通过导电层35、37的磁场不丧失许多能量，因为涡电流在边界或间隙36、40附近不那么强烈地被感应出。然而，通过确保内导电层35中的间隙36由来自外阻挡层的导电分段覆盖，通过内阻挡层的磁场在通过外阻挡层的同时形成较强的涡电流，由此减小其能量并减小电缆-电缆串扰。因此，希望将阻挡层的间隙36、40设置成与来自相邻阻挡层的导电分段对准，然而，阻挡层中的一些间隙可保持未覆盖而不会显著影响本发明的电缆-电缆串扰衰减。
图9示出如何将模带32盘旋地缠绕在电缆22的绝缘层30和外包套33之间。替代地，模带可以非盘旋方式施加在绝缘性层周围(例如卷烟或纵向样式)。希望模带32的螺旋包裹具有近似等于电缆22的内芯敷设长度的包裹速度(即电缆的双绞线26在彼此周围包裹的速度)。然而，在一些实施例中，模带32的螺旋包裹可具有大于或小于电缆22的内芯敷设长度的包裹速度。
图10示出根据本发明的模带80的另一实施例。模带80类似于图示和前述的模带32，但除了模带80设有上和下矩形导电分段82、83。每个层上的矩形分段由间隙84分隔。矩形导电分段82、83具有纵向长度86和横向宽度88。根据一个实施例，每个矩形导电分段82的纵向长度86将近为822密耳，而横向宽度88将近为332密耳。在该实施例中，间隙84为将近60密耳宽。由于导电分段形状和尺寸可变，因此间隙宽度也可变。例如，间隙可以是55密耳或其它宽度。总地来说，导电分段的纵向长度与间隙宽度之比越高，串扰衰减就越好。然而，根据电缆的要求工作特性，可提供不同的尺寸。该矩形导电分段82设有圆角90，而在所示实施例中，圆角90具有将近1/32”的半径。
要求根据本发明的导电分段设有弯角以减少如果使用尖角可能引起的不理想的场效应的几率。根据本发明的一些实施例，具有10密耳至大约500密耳范围内的半径的弯角是优选的，尽管较大或较小的半径在某些实施例中可能是有利的。
图11是沿图10的线11-11截取的模带80的横截面示图。模带80包括绝缘衬底92以及具有矩形导电分段82、83的上阻挡层91和下阻挡层93。矩形导电分段82、83通过一层喷胶94附连于衬底92并由衬底层96分界。根据一个实施例，绝缘性衬底92具有大约1.5密耳的厚度，喷胶层94具有大约0.5密耳的厚度，导电分段82、83具有大约1密耳的厚度，而外衬底层96具有大约1密耳的厚度。可根据模带80要求的物理和性能质量对这些层采用其它厚度。
利用模带的电缆中的内部近端串扰减少
许多前述讨论排他地侧重于外来电缆-电缆串扰。在电缆设计中要考虑的另一电气特征是线对之间的近端串扰(NEXT)，也称内部NEXT。可选择线对和模带之间的阻挡层的设计以及模带本身的图案设计以减少内部NEXT。下面的讨论描述了若干可能的设计选择，这些设计选择可用来减少该NEXT，同时仍然保持电缆之间大量的外来串扰衰减。
内部NEXT一般受两个参数控制：(1)每个线对的绞线敷设以及(2)两个线对之间的距离(一般保持很小以使电缆直径最小化)。当模带(例如模带26)被引入到电缆中时，附加串扰机制被引入。该机制是两线对之间通过模带的容性耦合。对于这种耦合的控制参数为：(1)线对和模带之间的距离以及(2)模带本身上的金属图案。
线对和模带之间的距离控制线对与模带的电容性耦合量。由于内部绝缘层(例如图2中的内绝缘层30)构成该距离的大部分，线对的特征阻抗(或回程损耗)具有受内绝缘层间隔和内绝缘层的介电常数控制的分量。用作阻挡层的优选材料是发泡的聚丙烯或聚乙烯，因为它们提供大约1.7的介电常数。通过这种材料，10密耳的内绝缘层厚度提供充分的间隔距离。更一般地，内绝缘层的优选距离(密耳)-介电常数比(ddr)大于约5.88(即ddr＞≈5.88)。较高的比有助于进一步减少内部串扰。
除了线对和模带之间的距离，用于控制两线对之间通过模带的电容性耦合的另一参数是模带本身的设计。图12-16分别示出几种不同的模带设计控制电容性耦合。在下面的讨论中，导电分段被称为“瓦”。这只是为了方便，并且不旨在暗示这些导电分段需要是瓦形的。如之前陈述的，可使用许多不同形状而不脱离本发明诸实施例的范围。
图12是10Gb/s以太网U/UTP类6a电缆1200的横截面图，其中采用2瓦双面模带80(类似图10和图11所示的那种)。参照图10和图11很容易看出，模带80是双面的，其每一面包括由绝缘性衬底92隔开的两排平行的矩形导电分段或瓦82、83。电缆还包括通过十字幅板1210彼此隔开的四个线对1202-1208。阻挡层1212(内绝缘层)围住线对1202-1208和十字幅板1210。外绝缘包套1214围住模带80，该模带80是围绕阻挡层1212盘旋包裹的。
图12所示的模带80的2瓦双面结构导致电容性耦合C1、C2、C3和C4以及为了简化未予以示出的其它电容性耦合。C1是第一线对1202和模带80之间的耦合，C2是第二线对1204和模带80之间的耦合，C3是第三线对1206和模带80之间的耦合，而C4是第四线对1208和模带80之间的耦合。如所见那样，C1和C2之间的耦合是显著的，因为C1和C2享有共同的瓦83a或导电分段。同样，由于C3和C4享有共同的瓦83b，因此C3和C4之间的耦合是显著的。结果，第一和第二线对1202、1204之间的串扰是显著的，并且第三和第四线对1206、1208之间的串扰是显著的。这种内部串扰是不理想的，因为它劣化了电缆1200的性能。
图13-15示出10Gb/s以太网U/UTP类6a电缆1300，其中采用三瓦双面模带1302(见图14)。双面模带1302的每一面包括由绝缘性衬底1308分隔的三排平行的矩形导电分段或瓦1304、1306。上瓦1304和下瓦1306基本覆盖对方的相应间隙1310、1312以衰减电缆和相邻电缆之间的外来串扰。电缆1300的其它部分很大程度地类似于图12的电缆1200；因此使用相似的附图标记。
与图12所示模带80的2瓦双面结构相似，图13-15所示模带的三瓦双面结构导致导致电容性耦合C1、C2、C3和C4以及为了简化未予以示出的其它电容性耦合。然而，与2瓦结构不同，三瓦结构在C1和C2之间具有最小耦合，由于C1和C2不享有共同的瓦。相反，C1耦合于瓦1306a而C2耦合于瓦1306b。因此，由于瓦1306a、1306b是独立的导电分段，因此第一和第二线对1202、1204之间的内NEXT是最小的。由于C3和C4享有共同的瓦1306b，因此C3和C4之间的耦合是显著的。结果，第三和第四线对1206、1208之间的内部NEXT是显著的。因此，对于三瓦双面电缆1300，尽管内部NEXT在线对3、4之间仍然是显著的，然而线对1、2的内部NEXT提高，而高于图12的电缆1200的程度。
图16是10Gb/s以太网U/UTP类6a电缆1600的横截面图，其中采用四瓦双面模带。如所见那样，耦合C1-C4各自耦合于分离的瓦1602-1608，因此在C1-C4中的每一个之间具有最小的耦合。因此，相邻线对1202-1206的内部NEXT也是最小的。人们可能期望看到所有线对之间的耦合随着瓦数目的增加而减小。然而，具有大的瓦数目的一个缺点是形成相应的大量间隙和瓦边缘。间隙和瓦边缘量的如此增加大为减少了相邻电缆之间的导电耦合衰减，并因此牺牲了外来串扰衰减。
如之前已参照图12-16描述的，模带本身的设计是可用来控制两线对之间通过模带的电容性耦合的参数。为了平衡以下竞争对象：(1)衰减相邻电缆之间的外来串扰以及(2)减少电缆的内部NEXT，模带的优选配置是图13和图14所示的三瓦双面配置。当然，如果内绝缘层厚度增加或如果内绝缘层的DDR大量增加，则两指标(外来串扰和内部NEXT)将得以改善。然而，这样做也会增加电缆的直径，这一般是不合需的。
在利用模带的电缆中的相干差模耦合的避免
将模带引入电缆结构有助于满足外来串扰规范(例如由TIA 568C定义的那样)。模带技术(相比于电缆之间的气隙或间距)额外地减小电缆的直径(例如从350密耳至可能280密耳或更低)。这种直径减小当将电缆安装在设备中时是有利的。然而，根据模带的具体设计，由于电缆之间的高差模耦合，在某些频率下的外来串扰能得以衰减。由于所施加的差模信号(驻留在绞线对上)和模带中的金属形状和线对的敷设长度之间的相互作用的周期性之间需要的相干程度，这种耦合被称为相干差模耦合。相干差模耦合响应的振幅和带宽关联于模带周期以及双绞线对敷设长度的精确性或准确性。峰值响应的带宽随着这些长度变化而变宽。如果不采纳某些设计预防措施(如下所述)，该相干差模耦合可使电缆难以满足外来串扰规范。
相干差模耦合是在固定周期图案中利用固定长度的金属形状的结构中的主要潜在问题。图2-4、图6和图8-16中示出的实施例是这些结构的示例。由于绞线对敷设长度的选择数目增加，采用金属形状的随机图案或伪随机图案的模带较不易受到相干差模耦合。由于消除了绞线对敷设和金属形状的长度周期之间的依赖性，真随机性是优选的。然而，典型制造工艺经常无法获得真随机图案或甚至无法获得明显的伪随机图案长度。结果，模带一般具有固定周期长度的金属形状。
使用固定周期长度的金属形状，难点变为将线对长度调谐至固定周期长度以避免感兴趣频率中的相干差模耦合中的一个。图17-28和附图说明描述了相干差模耦合(和一般耦合)并阐述了将线对长度调谐至固定周期长度的过程的基础。在所示例子中，电缆是10Gb/s以太网U/UTP类6a电缆，其中采用三瓦双面模带1302。见图13-15。
图17A-C是示出来自与由金属形状覆盖的绞线对关联的模带的金属形状(即瓦或导电分段)的等效透视的概念图。注意，这些等效透视图不准确地表示电缆的物理结构并旨在示出金属形状和相应绞线对之间的相对布置。
图17A示出模带螺旋地缠绕在具有与经验线对具有相同电缆股线敷设的电缆周围的情形。在这种情形下，金属形状1700的周期等于模带自身上的尺寸(即纵向长度和横向宽度)的周期。
图17B示出模带缠绕成纵向配置的情形。如图所示，模带的金属形状1700的周期近似等于这些形状的对角线。类似地，图17C示出周期更复杂并因此相干差模耦合频率的计算更复杂的情形。
图18是示出功率和外来NEXT(PSANEXT)规范1802和利用具有规定金属形状周期的模带的电缆结构从而在两个相似构造的电缆之间存在440MHz附近的高程度相干差模耦合1806的电缆响应量级1804的曲线图1800。该具体示出的电缆设计不满足U/UTP类6A 10G基-T应用所需的规范。注意，落在440MHz的峰值耦合之外的外来串扰性能相当好地满足这种规范并具有显著的裕量。通过修正金属形状的周期的长度和/或改变线对敷设的长度，如下面描述并在本发明中使用的那样，可消除曲线图1800中所示的高耦合程度。
存在外来串扰能发生在两类似不同构造的电缆中的绞线对之间的两种基本耦合机制：电磁辐射耦合和基于电容性和电感性耦合的非辐射耦合机制。由于相邻电缆的接近性和感兴趣的频率范围(例如1MHz-500MHz)，非辐射机制对外来串扰占主导地位。下面的描述针对这些非辐射耦合机制。对这些耦合方案的理解有助于理解相干差模耦合的性质。
图19A-D和20A-D是示出对于不具有模带(图19A、19C)和具有模带(图19B、19D和图20A-D)的U/UTP电缆的差模(DM)和共模(CM)外来串扰耦合机制的概念图。这些附图示出模带(一组不连续周期的金属形状)如何将衰减提供给这些耦合机制。
在图19A-D中，耦合的量级由箭头的长度和粗细表示(其中较长长度和/或较粗的箭头等同于较高的量级)。由于线对上的传播信号为DM且从DM至CM的转换是如此低(例如-40dB)，因此DM耦合在典型U/UTP电缆中的CM耦合上占主要地位。
图19B示出DM耦合(既是电耦合又是磁耦合)当将模带引入到电缆时大为降低(从图19A可以看出)。负责的衰减机制示出于图20A和图20C。类似地，图19D示出CM电(电容性)耦合略为增加，而CM磁(电感性)耦合略为减小。负责的衰减机制示出于图20B和图20C。下面将更详细地描述图20A-D。
图20A-D示出两种衰减机制。图20A和20C示出差模磁耦合和电耦合，而图20B和20D示出共模磁耦合和电耦合。
对于起因于两个绞线对2000之间的线对2000和两个不同但相似构造的电缆中的另一线对(未示出)的差分电流的磁(电感性)耦合，在磁场2006通过金属形状2008的地方形成涡电流2004。该涡电流将功率损失(以电阻乘以电流平方的速率)提供给磁场2006并因此减少与磁耦合关联的外来串扰。图20C示出电场的量级由于线对2000上的差模信号会如何衰减。金属形状2008跨金属形状2008覆盖的线对2000的长度提供基本相等的电位，并由此提供在覆盖长度上的平均效果。随着覆盖的长度接近线对周期的整数倍，等电位值趋向于零。类似地，随着覆盖的长度接近线对周期的半整数倍，等电位值趋向于最大量级。降低等电位值使不同电缆的线对之间的电场耦合降低。
对于共模耦合，图19C和19D示出磁场耦合如何略为衰减并且电场耦合如何实际上略为增大。图20B示出磁场2012的量级由于磁场的形状仅略为衰减。这是因为与金属形状2008有关的磁场2012中的仅垂直矢量分量产生涡电流2014。由于该垂直分量小于DM信号中的相应垂直分量，这导致较小的衰减。由于在常见电位量级下覆盖线对2000长度的金属形状2008的大小，电场耦合实际上更强。这里，金属形状本质上充当物理“扩张器”，由此提供较为容易的电缆-电缆耦合。
对外来串扰负责的主要耦合机制的以上描述提供理解相干差模耦合如何能够发生在具有带固定长度的周期性金属形状的盘旋包裹的模带的通信电缆之间的基础。图21-25是示出其中可能发生相干差模耦合的设置的概念图。这些附图引用瓦(金属形状)2100和绞线2102和2104。
如图21A所示，对于(长度L的)具体金属形状周期，存在绞线对敷设(具有周期x)，该绞线对敷设在构成模带的金属形状上产生非零的等电位。在该周期关系中的非零等电位能具有沿纵向的周期值，其中每个周期具有特征周期长度(“相干长度”2106)。图22A-B和图23A-D分别示出该象征的沿电缆长度的横截面和纵截面。图22A-B示出随着双绞线2102在瓦2100之下绞捻时瓦2100上的相对电荷。图23A-D示出随着瓦2100的长度L相对于双绞线2102的线对敷设x改变时瓦2100上的相对电荷。当将差模信号施加于在其敷设长度及模带的金属形状周期之间具有这种周期关系的绞线对时，在两相似构造的电缆间的两绞线对之间可能导致强耦合。两根不同电缆之间的两绞线对之间的耦合是大容性的，如图21B所示。如果所施加的信号与纵向周期等电位相干(或者换句话说，如果所施加信号的波长等于如前面在图21A中定义和展示的相干长度2106)，则该强耦合发生。
相干长度2106(被定义为周期性等电位的周期)表示在哪个信号频率下在相似构造的相邻电缆之间存在大的耦合。该信号频率(如果存在)落在感兴趣频率范围之外是优选的。感兴趣频率范围是电缆处于传输状态的应用的频率范围(例如10Gb/s基-T电缆具有在1MHz和500MHz之间的应用频率范围)。因此，要求产生一相干长度2106，以使相关信号频率落在传输中的应用的频率范围之外。
为了设计其中相干差模耦合发生在的信号频率落在感兴趣频率范围之外的电缆，人们可调整L和x的值(前面定义的)。相干长度2106和信号频率之间的关系是：
频率(Hz)＝(相位速度)/(相干长度)
相位速度是绞线对中的差模信号的传播速度。典型地，该速度(它是依赖于介质的)在20cm/ns的数量级。因此，如果60cm的相干长度发生，则高耦合的频率大约为333MHz。这看上去就像图18示出的PSANEXT峰值1806，但它发生在333MHz。
为了形成这种形式的相干耦合，构成模带的金属形状2100的周期L必须是绞线对敷设长度x的整数倍或半整数倍。此外，当该状况存在时，结果的相干长度2106依赖于绞线对敷设长度x和金属形状周期L之间的长度差δ。该长度差δ等于L-x的大小。因此，当L精确等于x的倍数时(即δ＝0)，得出的相干长度很大(并且频率非常低)。然而，如果在L和x的倍数之间存在极小的差或偏差(即δ为非零)，则得出的相干长度可能较短(频率将较大)或较长(频率将较小)。
图24A-D示出当L＝2x时针对δ(L-x)的不同倍数发生相干差模耦合的频率。这种关系可用来构造设计准则以选择L和x的“适宜”值(注意所有绞线对必须遵循这种设计准则)。绞线对敷设长度x的极限是使结果频率(衍生自相干长度)小于在其设计时面向的应用中使用的最大频率。例如，在10G基-T应用中，规定的最大频率为500MHz并因此线对绞捻敷设可从不导致低于500MHz的相干频率的值中选取。因此，支持这种应用的相干长度的最大可接受值是40cm。
前述概念可用来形成针对给定金属形状周期的“排斥在外”绞线敷设长度的图表。图25A示出该图表的一个示例2300。图25B示出遵循这种设计准则的示例性双绞线敷设设置2302。根据该准则，相邻电缆将不经历高达和包括500MHz的最大应用频率的高相干差模耦合。
对于模带的金属长度周期L的最大值存在约束，也就是如果长度L足够长，则耦合将具有小振幅和宽的带宽。例如，对于在200MHz下在双绞线对上传播的差模信号的波长为大约100cm。当模带的金属形状周期L在1英寸(2.54cm)数量级时，大约40个金属形状2100构成该频率下的相干长度2106。得出的响应频谱具有显著大的振幅和窄带宽。然而，如果形状周期在10英寸(25.4cm)数量级，则在同一频率下构成一相干长度只需要四个形状。如果拟使用该10英寸金属形状周期L实现相干差模耦合，则外来串扰响应将具有一峰值，该峰值具有较小振幅和宽的带宽。
另外注意，由于辐射性电磁能量的易感性(和发射)，金属形状周期具有上限。该上限主要在当线对2102具有低平衡(即在电缆或信道连接性中的DM-CM或CM-DM转换)的情形下才是有效的(或重要的)。争论中的效果是何时CM信号转换至DM并因此表现为噪声成因，或何时DM信号转换成CM信号并辐射(即辐射至相邻电缆)时。当金属形状周期长度L对于其必须支持的最大频率具有整数倍关系时，则模带自传播到线对2102上的共模信号辐射能量或将能量辐射入其中。例如，在500MHz下，对于在绞线对2102上传播的共模信号，波长为大约40cm。如果金属形状2100的周期长度L在10cm的数量级(该数量级对应于四分之一波长天线)，则模带有效地将能量从电缆辐射出去。当然，该系统具有互易性，因此模带可从外侧源或从另一类似构造的电缆接受该辐射性能量。任一情形都对不合需的外来串扰作出贡献。
除了金属形状周期长度L的上限，也存在主要受双绞线对2102的敷设长度x设制的下限。随着金属形状长度L逼近(或小于)绞线对敷设长度x的长度，电磁场衰减减小。这种灵敏性再次受到归因于电场和磁场的衰减的控制。例如，如果金属形状2100具有在双绞线对长度x数量级上的长度，则由于存在补偿第一半长度的线对长度的第二半长度而具有有益电场衰减的最小值。当金属形状长度L小于线对敷设长度x时，磁场耦合的有益衰减也减轻。该减小的衰减主要由于来自无法有效建立涡电流的金属形状边缘的增量引起的。
除了改变金属形状周期长度L或敷设长度x，另一技术涉及利用在特定金属形状(即瓦)下面的线对位置(沿电缆圆周)的固有变化性。该位置变化可以在60密耳的数量级。如图26A所示，对于“矩形”瓦图案，线对2102的位置变化不改变瓦2100覆盖的线对区域。然而，如图26B所示，对于非规则平行四边形瓦图案，线对2102的位置变化可改变瓦覆盖的线对区域，这改变了增强电荷的值并有助于打破可能导致相干差模耦合的任何周期性纵向电荷分布。
图27示出了与相应线对2102对准的非规则平行四边形瓦2100的图案。如果平行四边形的角为20°，则对于线对位置中60密耳改变，线对长度偏移大约22密耳。该22密耳偏移代表大约5％的典型线对长度，它有助于减少相干差模耦合的峰值的振幅并由此增大其带宽(峰值本质上减小并且峰宽趋于扩展)。图28A-C示出如果长度偏移在线对敷设长度的±10％数量级的情况下可能发生的电荷变化。增加平行四边形的夹角进一步增加了这种变化。
总地来说，为了避免利用模带的电缆中的相干差模耦合，人们可使用下列技术中的一种或多种：(1)选择线对敷设长度和固定金属形状的周期长度以导致可接受的相干长度(使用前述的原理)；(2)将随机性或充分的伪随机性引入金属形状图案、各金属形状尺寸或线对敷设长度，或(3)使模带股线敷设相对于线对的股线敷设变得随机。其它类似的技术也是可行的，并可由本发明的一个或多个实施例所涵盖。
改善的电磁兼容性(EMC)
对于具有模带的通信电缆
如果电缆的纵向阻抗过低，则共模信号可在模带的金属形状(瓦)上传播，这可能造成电缆辐射并使电缆易受到电磁辐射。为了最小化EMC易感性或辐射，纵向阻抗应当增大。
如参照图29A-C和30A-C所述，可通过将模带上的金属形状图案选择为非规则平行四边形金属形状的规则图案来增加模带包裹电缆的纵向阻抗。这进而减小了叠加电容(在叠在金属形状相反两侧上的两个金属形状之间)和盘旋包裹叠加电容(由于模带包裹在电缆内芯周围而被带入重叠结构的两个金属形状之间)。盘旋包裹叠加电容(图29A-B和图30A-B)一般是纵向阻抗的主要组成部分，因为它表征从一个瓦向位于纵向相隔几个瓦位置的另一瓦延伸的电容。
图29A-C示出其中规则平行四边形金属形状(即矩形)用作瓦的情形，而图30A-C示出其中使用非规则平行四边形金属形状(即平行四边形)的情形。如可在图29C和图30C的等效电路图中看到的那样(结合图29B和图30B)，盘旋包裹重叠的电容本质上并联于一连串的电容器。通过一连串的电容器，总电容与成串的电容器的数目成比例地减小(因此较短的瓦导致较高的合需纵向阻抗)。当盘旋包裹重叠电容处于并联时，这增加了总电容，由此减小了纵向阻抗。另一方面，当使用非规则平行四边形的规则图案时(图30A-C)，盘旋包裹重叠电容与较少数量的一连串电容器并联，这导致总电容减小和纵向阻抗的相应增加。这进而导致较小的电磁辐射和易感性。
改善的信号衰减特性
模带的使用提供附加的优点：改善的衰减特性，这导致增加的信噪比和从中能够衍生出的其它优点(例如信道数据率容量)。这种改善的衰减频谱源自电磁场的重取向(对应于模带提供的新边界条件)，这重分布了线对中的电流密度。电流密度的重分布具有增加的横截表面积，该横截表面积减少了线对中的衰减。
在以太网网络设备接收侧的信号电平很大程度上受电缆中衰减的控制。对于电缆中的损失存在两种主要成因。它们是：(1)传导损失(关联于铜直径和表面粗糙度的导体导电性和损失)以及(2)介电损失(关联于包围铜线的介电材料中的损失)。将模带设置成紧邻于线对使电磁场从集中在线之间改变至略为更向外扩展出(即更高密度的磁场将终结在金属形状上)。因为三个主要原因，这样是有帮助的。首先，它增加了铜线中的电流密度的横截面积，这使传导损失减少。其次，它减少了介电损失，因此一些场会通过较低损失的介电介质。再者，模带减少了到达外包套材料的电介质的电磁场量，如若不然该磁场量会对介电损失作出贡献。图31和图32A-B提供了这些优点的概念示图。这些附图将采用具有模带的10Gb/s电缆、具有围绕铜(～46密耳直径)的FR负载(阻燃)聚乙烯电介质的四对铜线(～25密耳直径的铜)、分隔线对(～15密耳宽×155密耳长)的发泡聚乙烯间隔件、在线对和模带(～10密耳宽)之间的发泡聚丙烯或聚乙烯阻挡层以及外聚氯乙烯(PVC)包层(～16密耳)。(参见例如图13)
由该线对产生的电磁场透过线电介质、分隔器、阻挡层和模带。电磁场在模带外侧大为减少。因此，电缆外部的外包套和元件只能最小程度地影响线对的衰减。图31示出图表3100，该图表3100描述采用模带的U/UTP电缆的衰减频谱3102、不使用模带的U/UTP电缆的衰减频谱3104以及衰减的TIA 568规范的衰减频谱3106。注意利用模带的电缆的衰减频谱改善。
图32A是围绕不利用模带的U/UTP电缆3202的磁场3200的概念图。注意，铜线3206a-b中的电流密度3204本身根据这些电磁场3200分布。这导致电流3204在线对3206a-b中的小横截面积分布集中在线之间并具有进入线对的浅渗入深度。如图32B所示，当导电表面(例如模带)接近线对3206a-b时，场3208重分布，这造成铜线3206a-b中的电流3210的重分布。这种重分布产生较大的传导用横截面积并因此产生较小量的衰减。该机制论证了衰减减少的传导部分。由于该磁场3200、3208重分布，介电损失也减少，由此磁场扩展入电缆内具有较低耗散因数的介电材料部分。由于提高的信噪比，电缆中的导电和介电损失的减少导致较高实现的10Gb/s以太网信道性能。
用作具有模带的内绝缘层的替代性压花薄膜
图33是具有作为绞线对26和模带32之间的绝缘层的压花薄膜132的另一电缆130的横截面图。根据一些实施例，压花薄膜132以由例如聚乙烯、聚丙烯或氟化乙烯丙烯(FEP)的聚合物构成的压花带的形式出现。在一些实施例中，压花薄膜132由发泡聚乙烯和聚丙烯的压花层制成。非发泡阻燃性聚乙烯可用作基底材料。对薄膜132压花提供具有比薄膜的基底材料的厚度更大的总体厚度的绝缘层。这产生比非压花实心体或发泡薄膜更大的每单位质量的层厚度。经由压花将更多空气引入层中降低了结果层的介电常数，这产生总体更低的电缆直径，因为层的较低总介电常数提供与具有较高介电常数的较厚材料层相同的性能水平。压花薄膜的使用通过减少电缆中的实心材料量来降低电缆的总成本，且由于在电缆中提供比如果使用实心绝缘层更少量的可燃材料，还改善了电缆的燃烧性能。还已经发现将压花薄膜用作绝缘层能改善电缆的插入损失性能。根据本发明的绝缘层可盘旋地或以其它方式包裹在电缆内芯周围。
图34是压花薄膜132的一个实施例的平面图。侧面详图S也示出于图34中。在图34所示实施例中，压花的薄膜132在例如发泡或不发泡的聚乙烯或聚丙烯的基底材料中呈压花正方形140的重复图案的形状。在一优选实施例中，使用发泡的聚合物薄膜材料。压花薄膜132的纵横比是压花薄膜的有效厚度te与基底材料的厚度tb之比。根据一些实施例采用高达5的纵横比，例如对压花薄膜的3密耳的基底材料厚度和15密耳的有效厚度。其它有用的比率包括3密耳的基底材料厚度和14密耳的有效厚度；5密耳的基底材料厚度和15密耳的有效厚度。根据一些实施例，在1.5-7密耳范围内的基底材料被压花至8-20密耳的有效厚度。尽管图34中示出压花的正方形140，然而也可使用其它形状，例如可以是薄膜132长度上的不同形状组合，包括使用经布图的压花。
图35-39示出阻挡层的替代实施例，该阻挡层由例如穿孔的氟化乙烯丙烯(FEP)或聚四氟乙烯(PTEF)薄膜的穿孔带构成。在该实施例中，实心薄膜的穿孔或其它变形通过使材料移动超过薄膜的平面而增加了薄膜的厚度。图35(a)是无穿孔的薄膜层3500的侧视图，而图35(b)示出具有穿孔3502的相同薄膜3500，它增加了薄膜的总有效厚度。作为该具有变形的穿孔的结果，薄膜层的有效厚度在电缆应用中增加。这导致比实心带更大的每单位质量的阻挡层厚度。另外，将薄膜3500用作阻挡层将更多空气引入到电缆的双绞线和模带之间，这降低了阻挡层的介电常数并导致较低要求的阻挡层厚度。由于阻挡层的结果总介电长度较低，因此电缆可通过较小的直径制造出。另外，电缆中的总材料用量减少降低了电缆的总成本并改善了电缆的UL燃烧性能。
在根据本发明的电缆中使用的示例性最初薄膜厚度为0.0055”和0.004”，尽管也可采用例如从0.002”-0.020”的厚度。在穿孔后，薄膜的有效厚度(也就是从穿孔的“峰”至薄膜相对层的距离)增加大约两倍的因数。该有效厚度加倍在电缆构造中某种程度地减少，如穿孔薄膜受到挤压。有效厚度的较大或较小的增加可通过使用不同穿孔技术来达成。
根据本发明制造穿孔薄膜的一种方法是使用受热的“针模”来对薄膜刺孔。在该工艺中使用的热量有助于“塑造”材料的剩余变形。图36示出旋转加热的针模3602和相对的辊刷3604。在制造过程中，拟穿孔的材料被进给到旋转的针模3602和辊刷3604之间。
图37和图38示出穿孔薄膜3500的透视图，该穿孔薄膜3500具有带永久变形设置的穿孔3502。
图39示出电缆3900的横截面，该电缆3900具有穿孔的薄膜3500，该薄膜3500设置作为电缆内芯(它可包括分隔器3902)和一层模带32之间的阻挡层。包套33围住模带32。
根据本发明的模带可盘旋地或以其它方式缠绕在电缆中的各双绞线周围以提高双绞线之间的串扰衰减。此外，根据本发明的阻挡层可包含在电缆中的不同结构中，比如绝缘层、外绝缘包套或双绞线分线器结构。
从前面的内容可知，已提供提高电缆特性以增加电缆-电缆串扰衰减的特征，同时也提供其它电磁特性。尽管已经示出并描述了本发明的特定实施例，但是对本领域内技术人员而言，很明显可不背离本发明更宽方面地做出变化与变型。因此，其目的是覆盖所有这些改变和修正，只要它们落在本发明的真实精神和范围内。在上文中的描述与相应附图中仅以阐释而非限制的方式提供了事项。

Claims (15)

1.一种通信电缆，包括：
电缆内芯，所述电缆内芯包括多根双绞线导体，所述双绞线在线对敷设长度上绞捻并承载一频率范围内的通信信号，每个所述频率具有相应的波长；以及
围住所述内绝缘层的模带，所述模带包括由间隙隔开的导电分段的第一阻挡层，所述导电分段的纵向长度大于所述双绞线敷设长度的最长值但小于在所述双绞线导体上传输的最高频率信号的波长的四分之一。
2.如权利要求1所述的通信电缆，其特征在于，还包括分隔所述双绞线导体的幅板。
3.如权利要求1所述的通信电缆，其特征在于，还包括外绝缘包套。
4.如权利要求1所述的通信电缆，其特征在于，所述模带螺旋地缠绕在所述内绝缘层周围。
5.如权利要求1所述的通信电缆，其特征在于，所述模带进一步包括由间隙隔开的导电分段的第二阻挡层，所述导电分段设置成一图案，以使所述第二阻挡层的导电分段大体对准于所述第一阻挡层的间隙。
6.如权利要求1所述的通信电缆，其特征在于，所述导电分段具有足以沿径向覆盖所述双绞线之一的横向宽度。
7.如权利要求1所述的通信电缆，其特征在于，还包括分隔所述电缆内芯和所述模带的内绝缘层。
8.如权利要求1所述的通信电缆，其特征在于，还包括在所述电缆内芯和所述模带之间的压花薄膜。
9.如权利要求8所述的通信电缆，其特征在于，所述压花薄膜包括经压花的发泡薄膜。
10.如权利要求1所述的通信电缆，其特征在于，还包括在所述电缆内芯和所述模带之间的穿孔带。
11.一种通信电缆，包括：
电缆内芯，所述电缆内芯包括多根双绞线导体，所述双绞线在线对敷设长度上绞捻并承载一频率范围内的通信信号，每个所述频率具有相应的波长；
在所述电缆内芯周围的压花薄膜；以及
围绕所述内绝缘层的模带，所述模带包括第一和第二阻挡层，所述阻挡层中的每一个包括由间隙分隔的导电分段。
12.如权利要求11所述的通信电缆，其特征在于，还包括分隔所述双绞线导体的幅板。
13.如权利要求11所述的通信电缆，其特征在于，所述模带螺旋地缠绕在所述内绝缘层周围。
14.如权利要求11所述的通信电缆，其特征在于，所述导电分段的纵向长度大于所述双绞线敷设长度的最长值但小于在所述双绞线导体上传输的最高频率信号的波长的四分之一。
15.如权利要求11所述的通信电缆，其特征在于，所述导电分段设置成一图案以使所述第二阻挡层的导电分段大体对准于所述第一阻挡层的间隙。
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