CN102497519B - 超高频段高镜像抑制滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超高频段高镜像抑制滤波器，包括放大器、双调谐跟踪滤波器、混频器、声表面滤波器，其特征在于：所述双调谐跟踪滤波器设置有第六电容，该第六电容一端与前级电路相通，另一端接第一电容的前端，该第一电容的后端接第一电感的外端，该第一电感的内端接第二电感和第三电感的内端，且三个电感的内端连接在交变直流电源的正极上，第三电感的外端串电容后接地，第二电感的外端串第二电容后接后级电路。本发明的有益效果是：不仅有效地抑制超高频频段内的镜像频率及谐波干扰，还在一定程度上降低了插入损耗，提高有用信号增益。

Description

超高频段高镜像抑制滤波器

技术领域

本发明属于数字电视信号传输技术领域，特别一种超高频段高镜像抑制滤波器。 

背景技术

地面数字电视是指“用地面广播传播方式传输数字电视信号的一种电视系统。其电视信号是通过电视塔向空中广播，再由用户以天线的方式接收下来，并通过地面数字电视调谐器解调的传统电视接收方式。电视广播共分为四个波段，即I、III、IV、V波段。I波段频率范围为48.5MHz-92MHz，可接收1-5频道。III波段频率范围为165MHz-223MHz，可接收6-12频道。IV波段频率范围为470MHz-566MHz，可接收13-24频道。V波段频率范围为606MHz-958MHz，可接收25-58频道。在较为简洁、典型的调谐器一次变频结构中，如图1所示，四个波段的数字电视射频信号经过单次变频降到低频段，然后经过滤波器滤波后送入解调端。其中双调谐跟踪滤波器电路的结构如图2所示，电路结构较为复杂。 

现有架构的技术缺点是：镜像频率落于频带内，插入损耗带来信号的失真。频率越高，镜像影响越大。以470MHz-566MHz频段为例，进行仿真后发现，当谐振信号增益增大时，镜像信号也随之增大，且镜像信号的增益速度大于谐振信号的增益速度，使镜像抑制满足-50dB以下，而谐振频率增益提高的要求较难达到。谐振点在470MHZ时，调节元件参数，当谐振点损耗由19.780dB降到5.936dB时，镜像频率抑制则由71.501dB减小到50.015dB。 

发明内容

本发明的目的提出的一种超高频段高镜像抑制滤波器，针对常用的一次变频结构存在镜像频率落于频带内和插入损耗带来信号失真的问题。设计了一个陷波滤波器与双调谐跟踪滤波器相叠加的电路系统。不仅有效地抑制超高频频段内的镜像频率及谐波干扰，还在一定程度上降低了插入损耗，提高有用信号增益。 

调谐器在电视接收系统中主要的作用有：①放大由天线接收的电视信号；②选择并转换频道；③把来自不同频道的电视信号换成一个固定频率的电视中频信号；④滤除多种干扰和抑制本振辐射。对滤波电路而言，其主要作用就是频道预选和滤除干扰。 

本发明的技术方案如下：一种超高频段高镜像抑制滤波器，包括放大接收信号的放大器、选择并转换频道的双调谐跟踪滤波器、把来自不同频道的电视信号换成一个固定频率的电视中频信号的混频器、滤除多种干扰和抑制本振辐射的声表面滤波器，其关键在于：所述双调谐跟踪滤波器设置有第六电容，该第六电容一端与前级电路相通，另一端接第一电容的前端，该第一电容的后端接第一二极管的阴极，该第一二极管的阳极接地，该第一电容的后端还串第三电容接地，该第一电容的后端还连接第一电感的外端，该第一电感的内端接第二电感和第三电感的内端，且三个电感的内端连接在交变直流电源的正极上，其中第三电感的外端串第零电容后接地，其中第二电感的外端串第二电容后接后级电路，所述第二电感的外端还串第四电容后接地，该第二电感的外端还接第二二极管的阴极，该第二二极管的阳极接地，所述第一电容的前端和第二电感的外端之间还连接有第五电容。 

第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一二极管、第二二极管、第一电感、第二电感、第三电感组成基本的谐振回路；其中，第一二极管、第二二极管为变容二极管，Term1、Term2分别是前后级电路的等效输入输出电阻，均设为50欧姆。在此滤波电路中，变容二极管通过改变电容值来改变谐振点，从而对频道进行预选。电容是阻断电容，使直流电源对地开路；第五电容为跨接电容，调节信号镜像抑制程度；第六电容的作用是使阻抗匹配。 

所述放大器和双调谐跟踪滤波器之间设置有陷波滤波器，该陷波滤波器设置有第四电感，该第四电感的前端接所述放大器，后端接MOS管的栅极，所述MOS管的漏极接直流电源的正极，MOS管的漏极还串接第八电容后接地，MOS管的源极接所述双调谐跟踪滤波器中的第六电容； 

所述第四电感的前端串第七电容后接地。 

有益效果：本发明提供了一种超高频段高镜像抑制滤波器，不仅有效地抑制超高频频段内的镜像频率及谐波干扰，还在一定程度上降低了插入损耗，提高有用信号增益。 

附图说明

图1是现有一次变频架构框图； 

图2是现有双调谐跟踪滤波器电路图； 

图3是本发明双调谐跟踪滤波器电路图； 

图4是图3的等效电路图； 

图5是仿真结果1波形图； 

图6是仿真结果2波形图； 

图7是陷波滤波器电路图； 

图8是陷波滤波器ADS等效电路图； 

图9是F1仿真结果图； 

图10是F2仿真结果图； 

图11是仿真曲线图； 

图12是改进后一次变频架构框图； 

图13是本发明的总成图。 

具体实施方式：

下面结合附图对本发明作进一步的说明。选取470MHz-566MHz频段为例： 

如图3、12、13所示：一种超高频段高镜像抑制滤波器，包括放大接收信号的放大器1、陷波滤波器2、选择并转换频道的双调谐跟踪滤波器3、把来自不同频道的电视信号换成一个固定频率的电视中频信号的混频器4、滤除多种干扰和抑制本振辐射的声表面滤波器5。 

如图13所示：放大器1、陷波滤波器2、双调谐跟踪滤波器3、电视中频信号的混频器4、声表面滤波器5依次连接，组成本发明。 

其中所述双调谐跟踪滤波器3设置有第六电容C6，该第六电容C6一端与陷波滤波器2相通，另一端接第一电容C1的前端，该第一电容C1的后端接第一二极管D1的阴极，该第一二极管D1的阳极接地，该第一电容C1的后端还串第三电容C3接地，该第一电容C1的后端还连接第一电感L1的外端，该第一电感L1的内端接第二电感L2和第三电感L3的内端，且三个电感的内端连接在交变直流电源V的正极上，其中第三电感L3的外端串第零电容C0后接地，其中第二电感L2的外端串第二电容C2后接混频器4，所述第二电感L2的外端还串第四电容C4后接地，该第二电感L2的外端还接第二二极管D2的阴极，该第二二极管D2的阳极接地，所述第一电容C1的前端和第二电感L2的外端之间还连接有第五电容C5。 

第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3组成基本的谐振回路；其中，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3采用星形连接方式，第一二极管D1、第二二极管D2为变容二极管，Term1、Term2分别是前后级电路的等效输入输出电阻，均设为50欧姆。在此滤波电路中，变容二极管通过改变电容值来改变谐振点，从而对频道进行预选。电容C0是阻断电容，使直流电源对地开路；第五电容C5为跨接电容，调节信号镜像抑制程度；第六电容C6的作用是使阻抗匹配。 

双调谐跟踪滤波器3的等效电路如图4所示， 

令第一二极管D1＝第二二极管D2，设其值为Dc。 

其前、后级谐振频率ω₁、ω₂为： 

${\mathrm{\ω}}_1^2=\frac{1}{(L_1+L_3)[C_6/C_1//(D_c//C_3)]}---\left(1\right)$ ${\mathrm{\ω}}_2^2=\frac{1}{(L_2+L_3)[(D_c//C_4)//C_2]}---\left(2\right)$

通过调节元件参数，可以使前后级谐振频率趋于一致。数字电视中频一般为36MHZ，设本振频率高于谐振频率，可计算出镜像频率。 

将双调谐跟踪滤波器3进行仿真后发现，当谐振信号增益增大时，镜像信号也随之增大，且镜像信号的增益速度大于谐振信号的增益速度，使镜像抑制满足-50dB以下，而谐振频率增益提高的要求较难达到。以谐振点在470MHZ为例，调节元件参数，当谐振点损耗由19.780dB降到5.936dB时，镜像频率抑制则由71.501dB减小到50.015dB，如图5、图6所示。 

为解决上述问题，我们需要在滤波器前端引入一个陷波滤波器电路，从而提高谐振信号增益，增大镜像抑制程度。 

如图7所示：陷波滤波器2设置有第四电感L4，该第四电感L4的前端接所述放大器1，后端接MOS管M的栅极，所述MOS管M的漏极接直流电源DC的正极，MOS管M的漏极还串接第八电容C8后接地，MOS管M的源极接所述双调谐跟踪滤波器3中的第六电容C6； 

所述第四电感L4的前端串第七电容C7后接地。 

陷波滤波器的等效电路如图8所示： 

从图8分析可以得出，未加入第七电容C7前，电路的输入阻抗为 

$Z_{\mathrm{in}}=R_{L4}+r_g-\frac{g_m}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_{\mathrm{gs}}{C}_8}+\mathrm{j\ω}{L}_4+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{gs}}}+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_8}---\left(3\right)$

式中，Cgs为MOS管M的栅源电容，gm为MOS管M的跨导，RL4为第四电感L4的等效串联电阻，rg为MOS管M的栅电阻。可以看出，适当调整MOS管M跨导gm可以抵消电感寄生电阻的影响。 

根据Q值的定义，可以给出这个结构的Q值为 

$Q=\sqrt{\frac{L_4(\frac{1}{C_{\mathrm{gs}}}+\frac{1}{C_8})}{R_{L4}+r_g-\frac{g_m}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_{\mathrm{gs}}{C}_8}}}---\left(4\right)$

在这个公式中可以更加明显地看到，只要调整gm，理论上可以使Q值趋于无穷，从而达到陷波的目的。根据式(3)写出电路的谐振频率为 

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_4\frac{C_{\mathrm{gs}}{C}_8}{C_{\mathrm{gs}}+C_8}}}---\left(5\right)$

在这个频率下，输入阻抗达到最小值，使谐振频率等于或接近镜像信号频率，就可以使镜像信号通过陷波滤波器到地，从而最大限度的抑制镜像信号。但同时，由于在所需信号频率处滤波器的输入阻抗也不能很高，不可避免地，有用信号也会从陷波滤波器泄漏，从而造成信号损失，使得增益下降。为解决这个问题，在第四电感L4前加入一个第七电容C7，引入一个极点，将极点位置调整到所需频率附近，就可以解决有用信号泄漏问题。由图7电路等效变换并调整元件参数得到图8的ADS仿真电路。 

1.3噪声系数 

由于在前级引进了陷波滤波器，可能对电路的信噪比产生影响，为此引入参数噪声系数对其影响进行评估。分别设双调谐跟踪滤波器3两端的输入信号和噪声为S_i1和N_i1，输出信号和噪声为S_o1和N_o1，不带陷波滤波器的电路两端输入信号和噪声为S_i2和N_i2，输出信号和噪声为S_o2和N_o2，根据定义，两种情况下的噪声系数F1、F2分别为 

$F_1=\frac{S_{i1}/N_{i1}}{S_{o1}/N_{o1}}---\left(6\right)$ $F_2=\frac{S_{i2}/N_{i2}}{S_{o2}/N_{o2}}---\left(7\right)$

在同一电路中，我们假设输入端的信噪比是相同的，则有 

$\frac{F_1}{F_2}=\frac{S_{o2}/N_{o2}}{S_{o1}/N_{o1}}---\left(8\right)$

即两种情况下噪声系数之比等于它们输出信噪比的反比。在ads中对噪声系数进行仿真，得到仿真结果如图9、图10所示。 

根据仿真数据可计算出两个端点470MHZ和566MHZ处的噪声系数之比约为0.01和0.42，同时由于F2的最小值18.954大于F1的最大值8.971，所以F1/F2总是小于1，即输出信噪比S_o2/N_o2小于S_o1/N_o1，说明引入陷波滤波器后电路输出端信噪比得到了优化，有所提高。 

2、电路仿真 

对双调谐跟踪滤波器3电路，谐振频段要覆盖470MHZ-566MHZ的范围，需要的变容二极管变容比要满足D_c＞(f_max/f_min)²＝(566/470)²≈1.45。考虑到变容二极管mv-209的变容比为33pf(1.5v)/11pf(9v)＝3，满足使用要求。令f₀＝470MHZ，此时取D_c最大值33pf，求得L₁+L₃≈2.83nH。调节各元件参数，主要达到以下指标：①频率覆盖470MHZ-566MHZ范围，共12个频道，各频道之间间隔＞8MHZ；②镜像抑制≥50dB；③谐振增益＞2.5dB；④阻带抑制＞100dB。仿真曲线见图11，各项仿真结果见表1。 

表1 

本发明对地面数字电视调谐器的滤波器进行了分析，给出电路和仿真结果，各项指标基本能满足设计要求。对超高频段来讲，这样的抑制效果是非常理想的。尤其是前端使用的陷波滤波器，作为一个整体，改变其元件参数，从而改变其谐振频率，可以借鉴到其他类似电路，以提高电路的镜像抑制和有用信号的增益。 

Claims (1)

1.一种超高频段高镜像抑制滤波器，包括放大接收信号的放大器(1)、选择并转换频道的双调谐跟踪滤波器(3)、把来自不同频道的电视信号换成一个固定频率的电视中频信号的混频器、滤除多种干扰和抑制本振辐射的声表面滤波器(5)，其特征在于：所述双调谐跟踪滤波器(3)设置有第六电容(C6)，该第六电容(C6)一端与前级电路相通，另一端接第一电容(C1)的前端，该第一电容(C1)的后端接第一二极管(D1)的阴极，该第一二极管(D1)的阳极接地，该第一电容(C1)的后端还串第三电容(C3)接地，该第一电容(C1)的后端还连接第一电感(L1)的外端，该第一电感(L1)的内端接第二电感(L2)和第三电感(L3)的内端，且三个电感的内端连接在交变直流电源(V)的正极上，其中第三电感(L3)的外端串第零电容(C0)后接地，其中第二电感(L2)的外端串第二电容(C2)后接后级电路，所述第二电感(L2)的外端还串第四电容(C4)后接地，该第二电感(L2)的外端还接第二二极管(D2)的阴极，该第二二极管(D2)的阳极接地，所述第一电容(C1)的前端和第二电感(L2)的外端之间还连接有第五电容(C5)；

所述放大器(1)和双调谐跟踪滤波器(3)之间设置有陷波滤波器(2)，该陷波滤波器(2)设置有第四电感(L4)，该第四电感(L4)的前端接所述放大器(1)，后端接MOS管(M)的栅极，所述MOS管(M)的漏极接直流电源(DC)的正极，MOS管(M)的漏极还串接第八电容(C8)后接地，MOS管(M)的源极接所述双调谐跟踪滤波器(3)中的第六电容(C6)；

所述第四电感(L4)的前端串第七电容(C7)后接地。

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