CN102497102B - 宽输出范围的同步降压-升压型dc-dc转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽输出范围的同步降压-升压型DC-DC转换电路，主要解决现有技术输出动态范围小的问题。该电路包括开关功率管M1、续流功率管M2、PMOS驱动电路、NMOS驱动电路、电平移位电路、储能电感L和输出滤波电容Cout；PMOS驱动电路和NMOS驱动电路分别与开关功率管M1和续流功率管M2的栅极相连，用于驱动M1和M2导通与截止；电平移位电路的输出连接到NMOS驱动电路的电源输入端，以使续流功率管M2的栅极电压可随降压-升压型DC-DC的输出Vout的不同而变化，当M2导通时，其栅极和源极电压之间的差值始终保持恒定。本发明有效地增大了转换器的输出动态范围且提高了转换器输出的电源抑制比，可用于采用DC-DC开关电源的设备中。

Description

宽输出范围的同步降压-升压型DC-DC转换电路

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，涉及模拟集成电路，特别是一种宽输出范围的同步降压-升压型DC-DC转换电路。

背景技术

在降压-升压型DC-DC的典型拓扑结构中，通常采用肖特基二极管作为续流功率管。但由于肖特基二极管的正向导通压降较大，在工作时所产生的损耗也较大，限制了转换器的效率的提高，于是同步整流技术应运而生。

同步整流技术采用金属氧化物MOS管替代肖特基二极管，由于续流功率MOS管的导通压降远远小于肖特基二极管的正向导通压降，降低了续流功率管在工作时所产生的损耗，大大提高了转换器的效率。然而续流功率MOS管无法随电感两端电压的变化自动地导通与截止，故需要一个驱动电路控制续流功率MOS管导通与截止以实现整流功能。

图1显示了传统负压输出的同步降压-升压型DC-DC转换器的拓扑结构图。如图1所示，传统续流功率MOS管的驱动电路的低电平输入端B与降压-升压型DC-DC转换器的输出Vout相连接，高电平输入端A连接到零电平，故驱动电路的电源与地之间的压差就等于转换器输出与零电平之间的压差。然而通常驱动电路中的器件均采用低压工艺，为了防止驱动电路中的器件以及续流功率MOS管高压击穿，输出电压必须设计在一定的范围内，从而导致输出电压的变化范围即输出动态范围减小，限制了转换器的应用。

发明内容

本发明的目的在于针对现有同步降压-升压型DC-DC转换器的不足，提出了一种宽输出范围的同步降压-升压型DC-DC转换电路，以增大转换器的输出动态范围。

为实现上述目的，包括开关功率管M1、续流功率管M2、PMOS驱动电路、NMOS驱动电路、储能电感L和输出滤波电容Cout；PMOS驱动电路的输出连接开关功率管M1的栅极，该功率管M1的源极接直流电源，储能电感L跨接于M1的漏极与零电平之间；NMOS驱动电路的输出连接到M2的栅极，用于驱动续流功率管M2，该续流功率管M2的漏极与开关功率管M1的漏极相连，M2的源极为降压-升压型DC-DC转换电路的输出电压Vout；输出电容Cout跨接于输出电压Vout与零电平之间；其特征在于：NMOS驱动电路连接有电平移位电路，用于为NMOS驱动电路提供电源；

所述电平移位电路，包括误差放大器EA、基准电流源I₁和外围电阻；该基准电流源I₁一端接直流电源VIN，另一端通过电阻R3、R4连接到输出电压Vout；基准电流源I₁与R3的公共端接到误差放大器EA的偏置端A，为误差放大器EA提供电压偏置；误差放大器EA的正输入端VR与电阻R3和R4的公共端相连，输出端通过电阻R1、R2接到输出电压Vout；误差放大器EA的负输入端与电阻R1和R2的公共端相连，构成负反馈环路。

上述的DC-DC转换电路，其中误差放大器EA，包括差分输入级、箝位电路、补偿网络和源、漏极之间耐压值大于12V的高压PMOS管M3；该差分输入级设有两个输入端、一个偏置端、一个补偿端和一个输出端；两个输入端分别作为误差放大器EA的正输入端VR和负输入端VF；高压PMOS管M3的栅极与差分输入级的输出端连接，源极与直流电源VIN相连；箝位电路连接在高压PMOS管M3的源极与栅极之间，用于对M3的栅极进行箝位，M3的漏极通过补偿网络连接到差分输入级的补偿端，作为误差放大器的输出。

上述的DC-DC转换电路，其中差分输入级，包括源、漏极之间耐压值大于12V的两个高压NMOS管M6、M7，两个任意极之间耐压值小于5V的低压PMOS管M4、M5和低压NMOS管M8、M9及电流源I₂；该低压NMOS管M8与M9的源极相连构成差分对并连接到电流源I₂，栅极分别作为差分输入级的两个输入端；低压NMOS管M8的漏极与高压NMOS管M6的源极相连并作为补偿端连接到补偿网络；低压NMOS管M9的漏极与高压NMOS管M7的源极相连；高压NMOS管M6与M7的栅极相连作为偏置端；低压PMOS管M4与M5的栅极相连组成有源电流镜结构，M4和M5的漏极分别与高压NMOS管M6和M7的漏极相连；低压PMOS管M4的漏极作为输出端连接到高压PMOS管M3的栅极。

上述的DC-DC转换电路，其中箝位电路，包括三个低压PMOS管M10、M11和M12，这三个低压PMOS管串联连接在高压PMOS管M3的源极和栅极之间，它们的栅极分别与各自的漏极相连，构成二极管接法，对高压PMOS管M3的栅极电压进行箝位。

上述的DC-DC转换电路，其中补偿网络，包括电阻R5和电容C1，该电阻R5与电容C1串联跨接于高压PMOS管M3的漏极与高压NMOS管M6的源极之间，用于环路补偿。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

(1)本发明由于添加了一个电平移位电路为驱动电路供电，以使逻辑驱动电平可随降压-升压型DC-DC输出的不同而变化，在保护驱动模块中低压器件以及同步管的同时有效地增大了输出动态范围。

(2)本发明由于在电平移位电路中设有误差放大器EA，且该误差放大器的反相端电压始终等于降压-升压型DC-DC的输出电压Vout与固定电压之和，以使续流功率管的栅极和源极电压差保持恒定，保证了转换器的效率以及输出电压均不受电源和输出变化的影响，进一步提高了转换器输出的电源抑制比PSRR。

附图说明

图1为传统的同步降压-升压型DC-DC转换器的拓扑结构图；

图2为本发明DC-DC转换电路的拓扑结构图；

图3为本发明中电平移位电路的方框图；

图4为本发明电平移位电路中的误差放大器EA结构图；

图5为本发明中电平移位电路的电路原理图。

具体实施方式

以下结合附图及其实施例对本发明作进一步描述。

参照图2，本发明的宽输出范围的同步降压-升压型DC-DC转换电路包括：开关功率管M1、续流功率管M2、PMOS驱动电路、NMOS驱动电路、电平移位电路、储能电感L和输出滤波电容Cout；该PMOS驱动电路的高电平输入端A与直流电源VIN相连，低电平输入端B接零电平，输出端C连接到开关功率管M1的栅极，用于驱动开关功率管M1；该开关功率管M1的源极连接到直流电源VIN，漏极通过储能电感L接到零电平；电平移位电路的高电平输入端A与直流电源VIN相连，低电平输入端B与NMOS驱动电路的低电平输入端B相连，并连接到续流功率管M2的源极；该NMOS驱动电路的高电平输入端A与电平移位电路的输出端C相连，输出端C连接到续流功率管M2的栅极，用于驱动续流功率管M2；该续流功率管M2的漏极与开关功率管M1的漏极相连，源极为降压-升压型DC-DC转换电路的输出电压Vout；输出电容Cout跨接于输出电压Vout与零电平之间。

参照图3和图5，所述的电平移位电路，包括误差放大器EA、基准电流源I₁和电阻R1、R2、R3、R4，其中：误差放大器EA如图4所示，它包括差分输入级、箝位电路、补偿网络和源、漏极之间耐压值大于12V的高压PMOS管M3。其中：

所述差分输入级，包括源、漏极之间耐压值大于12V的两个高压NMOS管M6、M7，两个任意极之间耐压值小于5V的低压PMOS管M4、M5和低压NMOS管M8、M9及电流源I₂，该低压PMOS管M4与M5的栅极相连组成电流镜结构，低压PMOS管M5的栅极与漏极相连，并通过高压NMOS管M7连接到低压NMOS管M9的漏极；该低压PMOS管M4的漏极通过高压NMOS管M6连接到低压NMOS管M8的漏极；该高压NMOS管M6与M7的栅极相连作为误差放大器EA的偏置端A，用于保护低压NMOS管M8、M9；该低压NMOS管M8与M9的源极相连构成差分对并连接到电流源I₂，M8的栅极作为误差放大器EA的正输入端VR，M9的栅极作为误差放大器EA负输入端VF；

所述箝位电路，包括三个低压PMOS管M10、M11和M12，这三个低压PMOS管串联连接在高压PMOS管M3的源极和栅极之间，它们的栅极分别与各自的漏极相连，构成二极管接法，对高压PMOS管M3的栅极电压进行箝位；

所述补偿网络，包括电阻R5和电容C1，该电阻R5与电容C1串联跨接于高压PMOS管M3的漏极与高压NMOS管M6的源极之间，用于环路补偿；

所述高压PMOS管M3的栅极与低压PMOS管M4的漏极相连，源极与直流电源VIN相连，漏极作为误差放大器的输出端。

该基准电流源I₁一端接直流电源VIN，另一端通过电阻R3、R4连接到输出电压Vout；基准电流源I₁与R3的公共端接到误差放大器EA的偏置端A，为误差放大器EA提供电压偏置；该误差放大器EA的正输入端VR连接到电阻R3和R4的公共端，输出作为电平移位电路的输出端通过电阻R1、R2接到输出电压Vout；负输入端VF与电阻R1与R2的公共相连。

本发明的具体工作原理是：同步降压-升压型DC-DC转换器中，PMOS驱动电路和NMOS驱动电路产生具有相同占空比的周期信号，分别用来控制开关功率管M1和续流功率管M2的导通与截止。NMOS驱动电路的电源由电平移位电路提供，该电平移位电路中误差放大器EA的正输入端VR的电压V_VR为：

V_VR＝Vout+I×R4(1)

由公式(1)可得：

V_VR-Vout＝I×R4(2)

其中I为基准电流源I₁的输出电流，由公式(2)可以看出VR端电压V_VR与输出电压Vout之间的差值恒等于恒定电流I与R4的乘积，合理的选择R4和基准电流源I₁，可以使V_VR与Vout的压差保持低压。

根据理想运算放大器的正输入端与负输入虚短路性质，可知误差放大器的输出电压，即电平移位的输出电压V_DD为：

$V_{\mathrm{DD}}=\frac{V_{\mathrm{VR}}-\mathrm{Vout}}{R2}\×(R1+R2)+\mathrm{Vout}---\left(3\right)$

将公式(1)代入公式(3)可得：

$V_{\mathrm{DD}}=I\×\frac{R4}{R2}\×(R1+R2)+\mathrm{Vout}---\left(4\right)$

由公式(4)可以看出V_DD可随降压-升压型DC-DC输出的Vout的不同而变化且始终保持两者之间的电压差恒定，通过合理设置R1、R2、R4以及基准电流源I₁的值，可以精确地将电压差控制在5V之内，在保护NMOS驱动电路中低压器件以及续流功率管M2的同时使转换器的输出电压的变化范围不受工艺的限制，因此有效地增大了输出动态范围；当M2导通时，其栅极和源极电压之差即为V_DD与输出电压Vout之间的差，由于该差值始终保持恒定，保证了转换器的效率以及输出电压均不受电源变化的影响，进一步提高了转换器输出的电源抑制比。

当PMOS驱动电路驱动开关功率管M1导通时，NMOS驱动电路驱动续流功率管M2截止，此时电流通过M1流过储能电感L，存储于L上的能量开始累积；当PMOS驱动电路驱动开关功率管M1截止，NMOS驱动电路驱动续流功率管M2导通，储能电感L上产生反向电动势，L上储存的电荷经M2给负载供电，同时还对电容Cout进行充电，以维持输出电压Vout不变。

以上仅是本发明的一个最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的构思下，可以对其电路进行不同的变更与改进，但这些均在本发明的保护之列。

Claims (5)

1.一种宽输出范围的同步降压-升压型DC-DC转换电路，包括开关功率管M1、续流功率管M2、PMOS驱动电路、NMOS驱动电路、储能电感L和输出滤波电容Cout；PMOS驱动电路的输出连接开关功率管M1的栅极，该功率管M1的源极接直流电源，储能电感L跨接于M1的漏极与地之间；NMOS驱动电路的输出连接到M2的栅极，用于驱动续流功率管M2，该续流功率管M2的漏极与开关功率管M1的漏极相连，M2的源极输出降压-升压型DC-DC转换电路的输出电压Vout；输出电容Cout跨接于M2的源极与地之间；其特征在于：NMOS驱动电路连接有电平移位电路，用于为NMOS驱动电路提供电源；

所述电平移位电路，包括误差放大器EA、基准电流源I₁和外围电阻；该基准电流源I₁一端接直流电源VIN，另一端通过电阻R3、R4连接到M2的源极；基准电流源I₁与R3的公共端接到误差放大器EA的偏置端A，为误差放大器EA提供电压偏置；误差放大器EA的正输入端VR与电阻R3和R4的公共端相连，输出端通过电阻R1、R2接到M2的源极；误差放大器EA的负输入端与电阻R1和R2的公共端相连，构成负反馈环路。

2.根据权利要求1所述的DC-DC转换电路，其特征在于误差放大器EA，包括差分输入级、箝位电路、补偿网络和源、漏极之间耐压值大于12V的高压PMOS管M3；该差分输入级设有两个输入端、一个偏置端、一个补偿端和一个输出端；两个输入端分别作为误差放大器EA的正输入端VR和负输入端VF；高压PMOS管M3的栅极与差分输入级的输出端连接，源极与直流电源VIN相连；箝位电路连接在高压PMOS管M3的源极与栅极之间，用于对M3的栅极进行箝位，M3的漏极通过补偿网络连接到差分输入级的补偿端，作为误差放大器的输出。

3.根据权利要求2所述的DC-DC转换电路，其特征在于所述差分输入级，包括源、漏极之间耐压值大于12V的两个高压NMOS管M6、M7，两个任意极之间耐压值小于5V的低压PMOS管M4、M5和低压NMOS管M8、M9及电流源I₂；该低压NMOS管M8与M9的源极相连构成差分对并连接到电流源I₂，栅极分别作为差分输入级的两个输入端；低压NMOS管M8的漏极与高压NMOS管M6的源极相连并作为补偿端连接到补偿网络；低压NMOS管M9的漏极与高压NMOS管M7的源极相连；高压NMOS管M6与M7的栅极相连作为偏置端；低压PMOS管M4与M5的栅极相连组成有源电流镜结构，M4和M5的漏极分别与高压NMOS管M6和M7的漏极相连；低压PMOS管M4的漏极作为输出端连接到高压PMOS管M3的栅极。

4.根据权利要求2所述的DC-DC转换电路，其特征在于所述箝位电路，包括三个低压PMOS管M10、M11和M12，这三个低压PMOS管串联连接在高压PMOS管M3的源极和栅极之间，它们的栅极分别与各自的漏极相连，构成二极管接法，对高压PMOS管M3的栅极电压进行箝位。

5.根据权利要求2所述的DC-DC转换电路，其特征在于所述补偿网络，包括电阻R5和电容C1，该电阻R5与电容C1串联跨接于高压PMOS管M3的漏极与高压NMOS管M6的源极之间，用于环路补偿。

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