CN102468821A - 唤醒电路、车载单元、滤波器以及频率探测和过滤的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及唤醒电路、车载单元、滤波器以及频率探测和过滤的方法。本发明公开了一种唤醒电路，包括：控制信号产生电路；该控制信号产生电路包括脉冲发生器，用于接收数字信号并生成有着数字信号频率的脉冲序列信号；第一比较电路和第二比较电路，均连接至脉冲发生器，用于接收脉冲序列信号；第一比较电路用于比较脉冲序列信号的频率和第一阈值频率，并生成第一控制信号；第二比较电路用于比较脉冲序列信号的频率和第二阈值频率，并生成第二控制信号；唤醒电路进一步包括指示产生电路，用于当脉冲序列信号的频率落入由第一阈值频率和第二阈值频率限定的频率范围时，生成一醒来指示。本发明还公开了一种包含该唤醒电路的车载单元。

Description

唤醒电路、车载单元、滤波器以及频率探测和过滤的方法
技术领域
本发明涉及一种基于频率的数字信号处理，特别涉及一种频率探测和频率选择滤波。
背景技术
电子收费(ETC)系统能使司机在不停车的情况下支付公路通行费。电子收费系统特别用于交通繁忙的高速公路，桥梁和隧道。
路边单元(RSU)以一特定频率发送无线信号，如14KHz矩形波，该矩形波由根据标准(中国国家标准)通过5.83GHz或5.84GHz载波调制。
车载单元使用一唤醒电路，该唤醒电路在遇到一个或多个预置条件时将唤醒主电路。然而，现有的唤醒电路的功率消耗太大，其为限制它的扩展和应用上的主要因素。
因此，发展一个有着能用于车载单元的较低功耗的新的唤醒电路是预期的。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一个唤醒电路，其能在合适条件下唤醒主电路。
为解决上述技术问题，本发明的唤醒电路，包括
控制信号产生电路，该控制信号产生电路包括：脉冲发生器，用于接收数字信号和产生一个有着数字信号频率的脉冲序列信号；第一比较电路和第二比较电路，都连接于脉冲发生器的输出端，用于接收脉冲序列信号；第一比较电路用于比较脉冲序列信号的频率和第一阈值频率，并根据比较结果生成第一控制信号；第二比较电路用于比较脉冲序列信号的频率和第二阈值频率，并根据比较结果生成一个第二控制信号；
指示产生电路，用于当脉冲序列信号的频率落入由第一阈值频率和第二阈值频率所限定的频率范围时，使用第一控制信号和第二控制信号来生成一醒来指示。
本发明还提供一个数字信号的滤波器，包括：
控制信号产生电路；该控制信号产生电路包括脉冲发生器，用于接收数字信号和生成有着数字信号频率的脉冲序列信号；第一比较电路和第二比较电路，都连接于脉冲发生器的输出端，用于接收脉冲序列信号；第一比较电路用于比较脉冲序列信号和第一阈值频率，并根据比较结果生成第一控制信号；第二比较电路用于比较脉冲序列信号的频率和第二阈值频率，并根据比较结果生成一个第二控制信号；
重建电路，用于当数字信号的频率落入由第一阈值电压和第二阈值电压所限定的频率范围时，使用第一控制信号和第二控制信号生成有着数字信号频率的输出信号。
本发明还公开了一种在唤醒电路中的唤醒方法，包括：
生成一个有着数字信号频率的脉冲序列信号；
比较第一阈值频率和脉冲序列信号的频率，并根据比较结果生成第一控制信号；
比较第二阈值频率和脉冲序列信号的频率，并根据比较结果生成第二控制信号；
如果脉冲序列信号的频率落入由第一阈值频率和第二阈值频率所限定的频率范围内，使用第一控制信号和第二控制信号生成醒来指示。
本发明还提供一种方法，包括：
生成一个有着数字信号频率的脉冲序列信号；
比较第一阈值频率和脉冲序列信号的频率，并根据比较结果生成第一控制信号；
比较第二阈值频率和脉冲序列信号的频率，并根据比较结果生成第二控制信号；
如果脉冲序列信号的频率落入由第一阈值频率和第二阈值频率限定的频率范围内，使用第一控制信号和第二控制信号生成醒来指示。
本发明还提供一种电子收费系统的车载单元，包括：
预处理电路，用于预处理接收到的信号以得到一原始数字信号；
唤醒电路，连接至预处理电路，用于接收所得到的原始数字信号；
其中唤醒电路包括：脉冲产生器，用于接收数字信号和产生一个有着原始数字信号频率的脉冲序列信号；第一比较电路和第二比较电路，都连接于脉冲发生器的输出端，用于接收脉冲序列信号；第一比较电路用于比较脉冲序列信号的频率和第一阈值频率，并根据比较结果生成第一控制信号；第二比较电路用于比较脉冲序列信号的频率和第二阈值频率，并根据比较结果生成一个第二控制信号；
指示产生电路，用于当脉冲序列信号的频率落入由第一阈值频率和第二阈值频率所限定的频率范围时，使用第一控制信号和第二控制信号来生成一醒来指示来唤醒主电路。
本发明的唤醒电路，用于ETC系统的车载单元中，实现了在车辆经过ETC系统时，唤醒主电路，建立主电路与路边单元的连接来完成支付。达到主电路保存电力，节约能耗的目的。
附图说明
下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：
图1为使用中的电子收费系统示意图；
图2为图1中所显示的电子收费系统的示意框图；
图3为图2中所显示的唤醒电路的示意框图；
图4为本发明的一具体实施例中的控制信号产生电路的示意框图；
图5为本发明的一具体实施例中的控制信号产生电路的具体结构图；
图6为本发明的另一具体实施例中的控制信号产生电路的具体结构图；
图7为本发明的又一具体实施例中的控制信号产生电路的具体结构图；
图8为本发明的一具体实施例中的唤醒电路的具体结构图；
图9为本发明的一具体实施例中的数字信号的滤波器的具体结构图；
图10为本发明的一具体实施例的方法流程示意图；
图11为本发明的一具体实施例的方法流程示意图；
图12为本发明的一具体实施例的信号流示意图。
具体实施方式
接下来描述本发明的不同例子。下列描述提供全面理解和能描述这些例子的详细细节。然而，没有这些细节本领域的技术人员能实现本发明。此外，一些已知结构或功能可能没有显示或进行详细描述，以避免不必要的模糊相关描述。
使用在下面的描述的术语，应按最广义的意思进行解释，即使是被使用与本发明的某一具体实施例的详细描述相关的。然而，有的术语甚至被强调，任何想要以任意限定方式来解释的术语将在详细描述部分中被作公开的和明确的限定。
不失一般性的，通过将作为在ETC中的应用的例子，作出解释例子的参考。本领域的一般技术人员明白，这些只是用于清楚地、充分地描述发明，而不是限定发明的范围，这些例子通过附加权项来限定。
参考图1和2，为本发明的ETC系统的简单描述。如图1所示，ETC系统(电子收费系统)通常包含路边单元2(RSU)和车载单元3(OBU)。在实践中，车载单元3通常被安置在挡风玻璃或车辆1的其它合适位置。在图2中，车载单元3包括唤醒电路30，主电路31和预处理电路32。
预处理电路32用于解调和解码所接收到的无线信号，并获得一原始数字信号(在下文中作为数字信号提及)。唤醒电路30用于探测数字信号的频率。一旦它发现数字信号的频率落入一个频率范围内，例如10KHz到20KHz之间，唤醒电路30认识到已经接收到的唤醒信号，然后唤醒主电路31。之后主电路31建立与路边单元2的连接来完成一次支付。这样，主电路31为了保存电力将保持关断直到被唤醒。下面将提到ETC系统进一步的细节。
图2为图1所示的ETC系统的示意框图。路边单元2在编码和调制后产生并发射一唤醒信号。所发射的信号将被车载单元3的天线接收到，该天线可为专用天线或与车辆1中其他通讯设备共享的天线。在有预处理单元32调制解码后，原始数字信号，如有着14KHz方波形式的原始数字信号，将通过预处理电路32提供给唤醒电路30。假如所获得的数字信号的频率位于一频率范围内，唤醒电路30将给主电路31发送一醒来指令。
图3为图2中唤醒电路30的示意框图。唤醒电路30包含控制信号产生电路300和指示产生电路301。控制信号产生电路300用于接收由预处理电路32获得的数字信号340(如原始数字信号)，生成第一控制信号344和第二控制信号346，该第一控制信号和第二控制信号用于记载数字信号的频率和第一阈值频率与第二阈值频率之间的关系。指示产生电路301接收来自控制信号产生电路300的第一控制信号和第二控制信号，并在数字信号的频率落入由第一阈值频率和第二阈值频率限定的频率范围内时，提供醒来指示。
图4为图3所示本发明的控制信号产生电路300的示意框图。电路300包含脉冲发生器310、第一比较电路320和第二比较电路330。
脉冲发生器310接收通过预处理电路32获得的数字信号340，并生成一脉冲序列信号342，该脉冲序列信号有着与数字信号340相同的频率。
第一比较电路320和第二比较电路330分别接收脉冲序列信号342。第一比较电路320用第一阈值频率(如20KHz)与脉冲序列信号342的频率F作比较。第一比较电路320基于比较结果生成第一控制信号344。第二比较电路330用第二阈值频率(比如20KHz)与脉冲序列信号342的频率F作比较，并根据比较结果生成第二控制信号346。
图5为控制信号产生电路300a的具体结构图。脉冲发生器310包含一个二分频模块312、一个延迟模块314和一个异或门316，三者共同设置来产生脉冲序列信号342。异或门316的输出端作为脉冲发生器310的输出端。在一个具体实例中，脉冲序列信号342的频率为14KHz，意味着所接收到的信号为唤醒信号。
通过二分频模块312输出的二分频信号的频率为数字信号340的频率的1/2。在具体实例中，二分频信号的负荷比为50％，如数字1的持续时间为总时间的50％。
二分频模块312的输出和输入的实例显示在图12中。从图12中可知，原始数字信号340(为图12中标为a的波形)的上升沿变成二分频信号b的上升沿或下降沿。本领域的一般技术人员明白，尽管图12中数字信号340有着50％的负荷比，本发明并不限定数字信号的负荷比。
在图5中，二分频信号b通过二分频模块提供给延迟模块314，在延迟模块中一个延迟Δt被加到信号b上来产生显示在图12中的延迟后信号c。信号b和c进入异或门316，在异或门中将生成一个脉冲序列信号342(在图12中标为d)。在信号340的每个上升沿上(标为a)，在信号342(标为d)上有一短持续时间的负脉冲。
根据显示在图5中的实施例，第一比较电路320a包含第一p型MOSFET321(以MOS321表示)，第一电容322和第一负载323。第一负载323采用电流源的形式，指电流源323。MOS321的栅极连接至异或门316的输出端，用于接收脉冲序列信号342；漏极连接至第一电容322的负极端，用于形成第一共用终端344，在该共用终端的信号波形在图12中标识为e；源极连接至第一电容322的正极端，用于形成第二共用终端，该第二共用终端连接一正电压电源，如漏极电压324Vdd，也就是数字1。第一共用终端344进一步连接电流源323的一端，电流源323的另一端接地。
第二比较电路330a包括第二P型MOSFET331(以MOS331表示)，第二电容332和第二负载333。第二负载333采用电流源的形式，指电流源333。MOS331的栅极连接至异或门316的输出端，用于接收脉冲序列信号342；漏极连接至第二电容332的负极端，用于形成第三共用终端346，在该共用终端的信号波形在图12中标识为f；源极连接至第二电容332的正极端，用于形成第四共用终端，该第四共用终端连接一正电压电源，如漏极电压334Vdd，也就是数字1。第三共用终端346进一步连接电流源333的一端。电流源333的另一端接地。
在电流源323影响下的第一电容322的RC时间常数，为第一阈值频率(如20KHz)的倒数。相应地，在电流源333影响下的第二电容332的RC时间常数为第二阈值频率(如10KHz)的倒数。因此，第一电容322的充电比第二电容332的充电要快。
参见图5和图12，在时间0点，在第一电容322的正极端的电压为Vdd，而在第一电容322的负极端的电压为0。因此，在第一电容322两端之间的初始电压为Vdd。在时间t0，数字信号340(标为a)的上升沿来到，异或门316生成一短持续时间的负脉冲。当MOS321的源端接Vdd(数字1)时，在MOS321栅极的电压突然减少到0，在源极和栅极之间的电压超过MOS321的开启电压。因此，第一电容322和MOS321形成一循环，其中第一电容322瞬间放电以至于第一电容322的两端有着相同的电压，即Vdd。放电过程在图12中标为e，表现为从t0开始的陡峭曲线。本领域的一般技术人员将明白，在负脉冲结束之前第一电容322也能完成放电。在本实施例中，电流源的电流相当弱，可能小于1μA，同时电容的放电电流相对地较强，如100μA。因此，第一电容322和第二电容332的放电速度很难分别被电流源323和电流源333影响到。
在负脉冲之后，MOS321的栅极电压将回到Vdd(数字1)，MOS321关断。由于电流源32的存在，出现在第一电容322的负极端到地的常电流。电流源323从第一电容322的负极端拿走正电荷，负电荷聚集在第一电容的负极端。在第一电容322两端的电压变得越来越大，也就是说，当第一电容322再充电时第一电容322负极端的电压从Vdd往下降。
假如再充电足够了，聚集在第一电容322的电荷q将满足以下等式：
q＝CV    (1)
其中C为第一电容322的容量，V为第一电容322两端的电压。
由于脉冲序列信号342的周期性，下一个负脉冲将在t1时刻到来，MOS321源极-栅极的电压再次超过关断电压，第一电容322再次放电直到它的正极端和负极端具有相同电压，也就是Vdd。
可知当脉冲序列信号342取与标记d一样的波形时，第一比较电路320的输出端344的信号将呈现波形e。
第二比较电路330有着与第一比较电路320相同的配置，因此第二电容330以与第一电容相同的方式进行放电和充电。然而，既然两个电容具有不同的RC时间常数，它们将以不同的速度充电，从图12可知第一电容322充电更快些。
在图5中的元件的结合，根据数字信号340，第一控制信号340和第二控制信号346得到电路300a。在t1时刻每个控制信号的电压依赖于脉冲序列信号342的频率(见图12)，频率较大的那个，电容的充电时间较少，在t1时刻第一共用终端和第三共用终端的电压更高。
本发明的一实例中，在脉冲序列信号342中每个负脉冲有着尽可能短的持续时间，留下剩余时间用于充电。如果在脉冲序列信号342中低电平持续太长，整个电路的准确性将严重降低。
显示在图5中的实例有如图6所示的不同实施方式。通过第一电容322和电流源323形成的第一共用终端被连接至第一反相器325的输入端，而不是作为第一比较电路320的输出端。反相器325的输出端连接至第二反相器326的输出端，相反反相器326的输出端作为第一比较电路320的输出端。相同地，在第二比较电路330，通过第二电容332和电流源333形成的第三共用终端连接至第三反相器335的输入端。反相器335的输出端连接至第四反相器336的输出端，相反反相器336的输出端作为第二比较电路330的输出端。
反相器325、326、335和336用于将分别由第一比较电路320和第二比较电路330输出的第一控制信号(在图12中标为e)和第二控制信号(在图12中标为f)的转变过程从缓慢地减少转换到急剧地减少。下面将对这些反相器进行进一步详细的介绍。
反相器有一个反转电压。如果输入到反相器中的信号低于它的反转电压，对于那个反相器来说输入实际上为数字0。因此，反相器的输出为数字1。当输入增加并达到反转电压，输入再次为数字1而反相器的输出为数字0。相反，如果给反相器的输入最初为数字1，随后减少，当达到反转电压时它将变成数字0，于是反相器将输出数字1。
参考图12，在标记为信号e和f的各自的结构轴上有水平点状线。标识为Vth的点状线表示反相器325和33的反转电压。可以看到当脉冲序列信号342(标为d)的频率为14KHz，电容322有足够的时间来充电，因此自第一共用终端的电压被充分的拉低至低于反相器325的反转电压。因此，对于反相器325，输入等同于信号g。当第一共用终端的逐渐变化的电压达到反转电压时，反相器325的输入将从1换到0，直到信号342的下一个负脉冲到来。根据显示为g的输入信号，由反相器325提供的输出将是信号i，而后反相器326将信号i转换回信号g。因此，第一控制信号344为与信号g中一个相类似的波形，有着由反相器325和326的缓冲效应所引起的相转变。既然数字信号340的频率高于第二阈值频率(10KHz)，当脉冲序列信号342的下一个负脉冲来临时，在第三共用终端的电压(图12中标为f)没有达到反相器335的反转电压。因此，提供给反相器335的输入被认为是常数1(和在图12中标示为h的一样)。反相器335的输出为常数0，见信号j。反相器336的输出将为常数1，见信号h。
在另一实例中，数字信号340的频率超过20KHz。从而在第一共用终端的电压到达反相器325的反转电压之前，下一个负脉冲就将到来。电容322再次放电。因而，给反相器325的输入一直为Vdd，从此第一比较电路320的输出，也就是第一控制信号324，一直为数字1。同时，第二控制信号326也是常数1。
本发明还有其他的情况，数字信号340的频率低于10KHz，由第一比较电路320输出的第一控制信号324将与图12中标记的e信号相类似。在第二比较电路330中，电容332的放电过程能将第三共用终端的电势拉至低于反相器335的反转电压。因此，由反相器336输出的第二控制信号346将表现为方波的形式。
反相器326和336输出的两个控制信号为数字的，能直接用于控制其他电路，如指示产生电路301d或重建电路302(在下面详细描述)。本领域的一般技术人员将理解，反相器325、326、335和336是可选的，与其它元件一样。因为，当指示产生电路301d或重建电路302包括有着反转电压的数字元件时，只要在第一比较电路和第二比较电路中的电容322、电容332以及负载能适当的被设计以与指示产生电路301d或重建电路302中的数字元件相匹配，没有换流器能达到可接受的性能。
图5所示实施方式的变形显示在图7中。电阻器323c和333c取代了电流源。拿电容322和电阻器323c举例，在电阻器323c作用下的电容322的充电过程为：在t1时刻，晶体管MOS321关断，在第一共用终端的电压为Vdd，在第一共用终端和地之间的电压也为Vdd。因此，存在从电容322的负极端到地的电流，带走正电荷，导致负电荷聚集在电容322的负极端。
上面描述集中在根据数字信号340的输入，第一控制信号和第二控制信号的产生过程。控制信号有各种各样的应用，一种应用为显示在图8(该图为图例说明书本发明的唤醒电路30d的结构)中。此外，控制信号产生电路300d，唤醒电路30d进一步包含时钟计数器301d。
更具体的，时钟计数器301d用CK(时钟信号输入端)端接收第一控制信号344，用复位端接收第二控制信号346。
一旦数字信号340的频率在10KHz和20KHz之间，时钟计数器301d的时钟信号输入端的输入将为时钟信号，而在复位端的输入为直流信号，如常数1。跟着，时钟计数器301d开始有规律的计数，当达到上升沿的某个数字(如5)时输出一个指示。该指示(如，常数1)为标志着所输入的数字信号340有着想要的频率，这个频率为低于第一阈值频率(20KHz)并高于第二阈值频率(10KHz)。
假如时钟计数器301d的时钟信号输入端的输入为常数1，表示数字信号340的频率高于第一阈值频率(20KHz)。既然在时钟信号输入端没有上升沿，时钟计数器将不会计数。时钟计数器301的输出端将(如常数0)表示数字信号340的频率不合需要。
假如时钟计数器301d的复位端的输入为时钟信号，表示数字信号340的频率低于第二阈值频率(10KHz)。时钟计数器301d的输出端将会(如常数0)表示数字信号340的频率不合需要。
当图8中的探测器30d的频率被作为唤醒电路用于ETC系统中，可预先配置连接到时钟计数器301d输出端的主电路31，由此主电路31将断电直到从时钟计数器301d接收到特别的输入信号，例如常数1。
可选择得，前述电路300可用来做数字信号的频率选择性滤波。参见图9，重建电路302包括第一D型触发器351，第二D型触发器352和与门353。第一比较电路320的输出端344连接至两个D型触发器的时钟信号输入端(CK端)和与门的一个输入端。D型触发器351的D输入端接Vdd；Q输出端连接至D型触发器352的D输入端。第二比较电路330的输出端346连接至两个D型触发器的复位端。D型触发器352的Q端连接至与门353的另一输入端。与门353的输出端作为重建电路302的输出端，也就是，这个滤波器的输出端。
D型触发器351和352仅在上升沿做动作。对于D型触发器351和352中的任一个：(1)当复位端的输入为0是，Q端将输出0；(2)当复位端输入1时，从Q端输出将与D输入端的输入同步。也就是说，一旦上升沿到来，Q端输出的为输入到D输入端的信号。
万一数字信号340的频率高于第一阈值频率(举例来说，20KHz)，在时钟信号输入端的输入和两个D型触发器的复位端的输入仅为常数1，使得与门353输出端的输出为常数0，所以数字信号中频率高于20KHz的被过滤掉了。
当数字信号340的频率在第一阈值频率和第二阈值频率之间(举例为15KHz)，第二比较电路330输出为常数数字1，而两个D型触发器的时钟信号输入端的输入为0和1轮流的时钟信号。因此，D型触发器351将发射连接在它D输入端的Vdd到它的Q端，那么与门353的输出端将与第一控制信号344一样，该第一控制信号344共享了数字信号340的频率。通过操纵电容和负载，控制由与门353输出的信号的负荷比，比图12中所示的负荷比更接近数字信号340的负荷比。
如果数字信号340的频率低于10KHz，第一控制信号和第二控制信号中每一个将在0和1之间交替。因此，即使D型触发器351能发射Vdd到D型触发器352的D输入端，D型触发器352仍然通过信号346反复重设。因此，Vdd从未被发射到D型触发器352的Q端，也就是说，D型触发器352将一直输入0。随后，与门353的输出端将为常数0。这样，所输入的频率低于第二阈值频率(10KHz)的数字信号被过滤掉了。
可选择地，RS型触发器也用来取代D型触发器。
可选择地，唤醒电路能通过连接图8所示的时钟计数器到图9中的滤波器来形成。
考虑到电容和负载之间的失配，根据本发明的至少一个实施例，错误率小于1％，在很多情况下是可容忍的。
参考图5-9中任意一个图，第一比较电路320用于限制高频信号，也就是说：(1)当数字信号340的频率超过第一阈值频率时，第一比较电路320将输出直流信号(举例说明，数字1)；(2)当数字信号340的频率低于第一阈值频率时，第一比较电路320将输出一与数字信号340共享相同频率的时钟信号。第二比较电路330用于限制低频信号，也就是说：(1)当数字信号340的频率超过第二阈值频率时，第二比较电路330将输出常数1；(2)当数字信号340的频率低于第二阈值频率时，第二比较电路330将输出一与数字信号340共享相同频率的时钟信号。
图10为本发明的频率探测方法400的流程图。在步骤402，生成有着数字信号频率的脉冲序列信号，参考上面脉冲产生器310执行的过程。步骤404，用第一阈值频率比较脉冲序列信号的频率，根据比较结果生成第一控制信号，参考第一比较电路320履行的过程。步骤406，用第二阈值频比较脉冲序列信号的频率，根据比较结果生成第二控制信号，参考第二比较电路330的执行过程。步骤408，如果数字信号的频率落入有第一阈值频率和第二阈值频率限定的频率范围，使用第一控制信号和第二控制信号生成一醒来指示，参考由图8中时钟计数器301d执行的过程。
图11为本发明的频率选择和滤波方法的流程图。步骤502至506与步骤402至406一样。步骤508，仅当数字信号的频率落入限定的频率范围内，使用第一控制信号和第二控制信号生成输出信号，该输出信号具有与数字信号一样的频率。

Claims (13)

1.一种唤醒电路，其特征在于，其包括：
控制信号产生电路，所述控制信号产生电路包括：脉冲发生器，用于接收数字信号，并生成有着数字信号频率的脉冲序列信号；第一比较电路和第二比较电路，都连接至所述脉冲发生器的输出端，用于接收所述脉冲序列信号；所述第一比较电路用于比较所述脉冲序列信号的频率和第一阈值频率，根据比较结果生成第一控制信号；所述第二比较电路用于比较所述脉冲序列信号的频率和第二阈值频率，根据比较结果生成第二控制信号；
以及指示产生电路，用于当所述脉冲序列信号的频率落入由所述第一阈值频率和所述第二阈值频率限定的频率范围时，使用所述第一控制信号和所述第二控制信号来生成一醒来指示。
2.如权利要求1所述的唤醒电路，其特征在于：
所述第一比较电路包括：第一p型MOSFET(321)，第一电容(322)和第一负载(323)；所述第一p型MOSFET(321)的栅极连接至所述脉冲发生器的输出端，漏极连接至所述第一电容(322)的负极端，以形成第一共用终端(344)，源极连接至第一电容(322)的正极端，以形成第二共用终端，所述第二共用终端连接一正电压源，所述第一共用终端(344)连接所述第一负载的一端，所述第一负载的另一端接地；
所述第二比较电路包括：第二p型MOSFET(331)，第二电容(332)和第二负载(333)；所述第二p型MOSFET(331)的栅极连接至所述脉冲发生器的输出端，漏极连接至所述第二电容(332)的负极端，形成第三共用终端，源极连接至第二电容(332)的正极端，形成第四共用终端，所述第四共用终端连接一正电压源，所述第三共用终端连接所述第二负载的一端，所述第二负载的另一端接地。
3.如权利要求2所述的唤醒电路，其特征在于：
在所述第一负载影响下的所述第一电容的RC时间常数，为所述第一阈值频率的倒数；以及
在所述第二负载影响下的所述第二电容的RC时间常数，为所述第二阈值频率的倒数。
4.如权利要求2所述的唤醒电路，其特征在于：
所述第一比较电路进一步包括：第一反相器和第二反相器，所述第一反相器的输入端连接至所述第一共用终端，所述第一反相器的输出端连接至所述第二反相器的输入端，并由所述第二反相器输出第一控制信号；
所述第二比较电路进一步包括：第三反相器和第四反相器，所述第三反相器的输入端连接至所述第三共用终端，所述第三反相器的输出端连接至所述第四反相器的输入端，并由所述第四反相器输出第二控制信号。
5.如权利要求2所述的唤醒电路，其特征在于：所述指示产生电路包括时钟计数器；所述时钟计数器的时钟信号输入端连接至所述第一比较电路的输出端，用于接收第一控制信号；所述时钟计数器的复位端连接至所述第二比较电路的输出端，用于接收所述第二控制信号。
6.一种用于数字信号的滤波器，其特征在于，包括：
控制信号产生电路，所述控制信号产生电路包括脉冲发生器，用于接收数字信号并生成有着数字信号频率的脉冲序列信号；第一比较电路和第二比较电路，都连接至所述脉冲发生器的输出端，用于接收所述脉冲序列信号；所述第一比较电路用于比较所述脉冲序列信号的频率和第一阈值频率，根据比较结果生成第一控制信号；所述第二比较电路用于比较所述脉冲序列信号的频率和第二阈值频率，根据比较结果生成第二控制信号；
重建电路，用于在所述数字信号的频率落入由所述第一阈值频率和第二阈值频率限定的频率范围时，根据所述第一控制信号和第二控制信号生成有着数字信号频率的输出信号。
7.如权利要求6所述的滤波器，其特征在于：
所述第一比较电路包括：第一p型MOSFET(321)，第一电容(322)和第一负载(323)；所述第一p型MOSFET(321)的栅极连接至所述脉冲发生器的输出端，漏极连接至所述第一电容(322)的负极端，形成第一共用终端(344)，源极连接至第一电容(322)的正极端，形成第二共用终端，所述第二共用终端连接一正电压电源，第一共用终端(344)连接所述第一负载的一端，所述第一负载的另一端接地；
所述第二比较电路包括：第二p型MOSFET(331)，第二电容(332)和第二负载(333)；所述第二p型MOSFET(331)的栅极连接至所述脉冲发生器的输出端，漏极连接至所述第二电容(332)的负极端，形成第三共用终端，源极连接至第二电容(332)的正极端，形成第四共用终端，所述第四共用终端连接一正电压电源，第三共用终端连接所述第二负载的一端，所述第二负载的另一端接地。
8.如权利要求6所述的滤波器，其特征在于：
在所述第一负载影响下的所述第一电容的时间常数RC，为所述第一阈值频率的倒数；以及
在所述第二负载影响下的所述第二电容的时间常数RC，为所述第二阈值频率的倒数。
9.如权利要求6所述的滤波器，其特征在于：
所述第一比较电路进一步包括：第一反相器和第二反相器，所述第一反相器的输入端连接至所述第一共用终端，所述第一反相器的输出端连接至所述第二反相器的输入端，并由所述第二反相器输出第一控制信号；
所述第二比较电路进一步包括：第三反相器和第四反相器，所述第三反相器的输入端连接至所述第三共用终端，所述第三反相器的输出端连接至所述第四反相器的输入端，并由所述第四反相器输出第二控制信号。
10.如权利要求6所述的滤波器，其特征在于：
所述重建电路包括第一D型触发器，第二D型触发器和与门；
所述第一D型触发器和第二D型触发器又分别包括D输入端、时钟信号输入端、复位端和输出端；
所述第一D型触发器的D输入端连接至正电压源；所述第一D型触发器的时钟信号输入端连接至所述第一比较电路的输出端，用于接收所述第一控制信号；所述第一D型触发器的复位端连接至所述第二比较电路的输出端，用于接收所述第二控制电路；所述第一D型触发器的输出端连接至所述第二D型触发器的D输入端；
所述第二D型触发器的时钟信号输入端连接至所述第一比较电路的输出端，用于接收所述第一控制信号；所述第二D型触发器的复位端连接至所述第二比较电路的输出端，用于接收所述第二控制信号；所述第二D型触发器的输出端连接至所述与门的输入端，所述与门的另一个输入端连接至所述第一比较电路的输出端，用于接收所述第一控制信号，所述与门的输出端作为所述重建电路的输出端。
11.一种在唤醒电路中的频率探测和过滤的方法，其特征在于，包括如下步骤：
生成一个有着数字信号频率的脉冲序列信号；
比较第一阈值频率和所述脉冲序列信号的频率，并根据比较结果生成第一控制信号；
比较第二阈值频率和所述脉冲序列信号的频率，并根据比较结果生成第二控制信号；
如果所述脉冲序列信号的频率落入由第一阈值频率和第二阈值频率限定的频率范围内时，使用第一控制信号和第二控制信号生成醒来指示。
12.一种频率探测和过滤的方法，其特征在于，包括如下步骤：
生成一个有着数字信号频率的脉冲序列信号；
比较第一阈值频率和所述脉冲序列信号的频率，并根据比较结果生成第一控制信号；
比较第二阈值频率和所述脉冲序列信号的频率，并根据比较结果生成第二控制信号；
如果所述脉冲序列信号的频率落入由所述第一阈值频率和所述第二阈值频率限定的频率范围内时，使用所述第一控制信号和所述第二控制信号生成醒来指示。
13.一种电子收费系统的车载单元，其特征在于，所述车载单元包括：
预处理电路，用于预处理所接收到的信号以得到一原始数字信号；
唤醒电路，连接至所述预处理电路，用于接收所得到的原始数字信号；
主电路，连接至所述唤醒电路；
所述唤醒电路包括：脉冲产生器，用于接收数字信号，并产生一个有着所述原始数字信号频率的脉冲序列信号；第一比较电路和第二比较电路，都连接于所述脉冲发生器的输出端，用于接收所述脉冲序列信号；所述第一比较电路用于比较所述脉冲序列信号的频率和第一阈值频率，并根据比较结果生成第一控制信号；所述第二比较电路用于比较所述脉冲序列信号的频率和第二阈值频率，并根据比较结果生成一个第二控制信号；
指示产生电路，用于当所述脉冲序列信号的频率落入由第一阈值频率和第二阈值频率所限定的频率范围时，使用第一控制信号和第二控制信号来生成一醒来指示来唤醒所述主电路。
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