CN102460566A - Anr信号处理增强 - Google Patents

Abstract

一种ANR电路，可能是个人ANR设备的ANR电路或者可能在该ANR电路的ADC内，反馈参考数据、前馈参考数据和/或穿通音频数据被提供给次级下采样(和/或抽选)滤波器并且/或者被提供给计算块(例如，RMS或绝对计算块)用以导出要由ANR电路向耦合到该ANR电路的处理器件输出的侧链数据，以便在与ANR电路对基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及/或者穿通音频的提供相关的分析中对该侧链数据加以利用。在个人ANR设备的ANR电路中，数字滤波器被构造用以引入一个或多个零点以便添加增益，从而在基于反馈的ANR的提供中引入正相位，其中该增益遵循频率相关的“滑雪道”增益曲线，其中在较低可听频率处添加很小的增益，在较高可听频率处添加随频率而增大的递增增益，并且其中该递增增益在可听频率之上的频率处变得平坦。

Description

ANR信号处理增强

技术领域

本公开涉及个人主动降噪(ANR)设备用以降低在用户双耳中的至少一个耳朵附近的声学噪声。

背景技术

在用户的耳朵周围佩戴的，用于将用户的耳朵与不期望的环境噪声声音隔离的用途的个人ANR设备的耳机和其他物理配置已经变得司空见惯。特别是，在其中通过抗噪声音的主动生成来对抗不期望环境噪声声音的ANR耳机已经变得非常盛行，即使与仅采用在其中简单地将用户的耳朵与环境噪声物理隔离的被动降噪(PNR)技术的耳机或耳塞相比也是如此。用户所特别感兴趣的是还合并了音频收听功能从而使用户能够在无不期望的环境噪声声音侵入的情况下收听电提供的音频(例如，对经录制音频或者接收自另一设备的音频的回放)的ANR耳机。

遗憾的是，尽管随着时间的推移而做出了各种改进，但现有的个人ANR设备继续遭受多种缺点之害。在这些缺点中最为首要的是进而导致电池寿命短的不理想的高功耗率、在其中通过ANR来对抗不期望的环境噪声声音的不理想的狭窄可听频率范围、源于ANR的令人不悦的声音的情况、以及实际上产生比任何所能降低的不期望环境声音更多的不期望噪声声音的情况。

发明内容

ANR电路——可能是个人ANR设备的ANR电路，并且可能在该ANR电路的ADC内，将反馈参考数据、前馈参考数据和/或穿通(pass-through)音频数据提供给次级下采样(和/或抽选)滤波器并且/或者将其提供给计算块(例如，RMS或绝对计算块)用以导出要由ANR电路向耦合到该ANR电路的处理器件输出的侧链(side-train)数据，以便在与ANR电路对基于反馈的ANR、基于前馈的ANR和/或穿通音频的提供相关的分析中对该侧链数据加以利用。

在一个方面中，一种支持由耦合到ANR电路的处理器件执行的ANR分析的方法，其中该ANR电路在个人ANR设备的至少一个耳机中执行基于反馈的ANR和基于前馈的ANR中的至少一个，该方法包括：对表示由安设在至少一个耳机内的反馈麦克风和安设在个人ANR设备的一部分上的前馈麦克风中的至少一个所检测到的参考声音的数字数据进行下采样，以便导出该数字数据的下采样形式；对将ANR电路耦合到处理器件也耦合到的总线的ANR电路的接口进行操作，以便将数字数据的下采样形式作为侧链数据向处理器件传输；以及对处理器件进行操作，以便利用侧链数据作为对ANR分析的输入。

实现可以包括但不限于以下特征中的一个或多个。处理器件可以作为与ANR电路协作的一部分而执行ANR分析以便提供自适应ANR。该方法还可以包括在对ANR电路的接口进行操作以将数字数据的下采样形式作为侧链数据向处理器件传输之前，将数字数据的下采样形式路由经过带通滤波器以便限制由数字数据的下采样形式所表示的参考声音的频率范围。该方法还可以包括在对ANR电路的接口进行操作以将数字数据的下采样形式作为侧链数据向处理器件传输之前，将数字数据的下采样形式路由经过滤波器以便提供对由数字数据的下采样形式所表示的参考声音的频率的加权。该方法还可以包括计算数字数据的下采样形式的信号强度值，并且对ANR电路的接口进行操作以便将信号强度值而不是数字数据的下采样形式作为侧链数据向处理器件传输，其中信号强度值可以是RMS值和绝对值。该方法还可以包括对ANR电路的接口进行操作以便从处理器件接收通过由处理器件所执行的ANR分析而导出的ANR设置，有可能对接收自处理器件的ANR设置进行存储，并且有可能用取自从处理器件接收的ANR设置的至少一个系数来对ANR电路在执行基于反馈的ANR和基于前馈的ANR中的至少一个的过程中所采用的至少一个滤波器进行动态配置。

在一个方面中，一种装置包括：第一ANR电路，并且第一ANR电路包括ADC，该ADC包括初级输出，ADC通过该初级输出来输出表示由第一麦克风所检测到的参考声音的第一数字数据，第一麦克风是反馈麦克风和前馈麦克风中之一；以及接口，其将第一ANR电路耦合到总线，第一ANR电路通过该总线能够耦合到执行ANR分析的处理器件，该接口可操作用于将第一侧链数据通过总线向处理器件传输以使第一侧链数据能够被处理器件用作对ANR分析的输入，第一侧链数据通过至少对第一数字数据进行下采样而从第一数字数据导出。

实现可以包括但不限于以下特征中的一个或多个。作为与第一ANR电路协作的一部分，处理器件可以执行ANR分析以便提供自适应ANR。ADC还可以包括下采样块，作为导出第一侧链数据的一部分，下采样块对ADC所输出的第一数字数据进行下采样；次级输出，ADC通过该次级输出将第一侧链数据输出到接口；可能的带通滤波器、A加权滤波器或者B加权滤波器，其插入在下采样块与次级输出之间；和/或可能的信号强度计算块，其插入在下采样块与次级输出之间，用以作为导出第一侧链数据的一部分而计算信号强度值，其中信号强度计算块可以是RMS块或者绝对值块。

ANR电路还可以包括至少一个数字滤波器，用以从由反馈麦克风和前馈麦克风中之一所检测到的参考声音导出抗噪声音；其中接口还可以操作用于接收ANR设置以便使至少一个数字滤波器能够用取自ANR设置的至少一个系数来进行配置，该ANR设置由处理器件通过ANR分析而导出。ANR电路还可以包括第一缓冲器、第二缓冲器和第三缓冲器；其中至少一个数字滤波器系数存储在第一缓冲器和第二缓冲器中的一个之中；其中在与至少一个数字滤波器的数据传输速率进行协调以对该至少一个数字滤波器的系数设置进行配置时交替采用第一缓冲器和第二缓冲器；并且其中在第三缓冲器中存储故障安全滤波器系数，用以响应于检测到不稳定性的情况而对至少一个数字滤波器进行配置。该装置还可以包括第一耳机；第一麦克风，其中第一麦克风安设在第一耳机上；处理器件；以及总线。该装置还可以包括第二耳机；安设在第二耳机上的第二麦克风；以及第二ANR电路，其中第二ANR电路包括：第二ADC，该第二ADC包括初级输出，第二ADC通过该初级输出来输出表示由第二麦克风所检测到的第二参考声音的第二数字数据；以及第二接口，其将第二ANR电路耦合到处理器件以便向处理器件传输第二侧链数据，从而使第二侧链数据能够由处理器件用作对ANR分析的输入，该第二侧链数据通过至少对第二数字数据进行下采样而从第二数字数据中导出。

在一个方面中，一种ADC包括：初级输出，ADC通过该初级输出来输出表示也由麦克风所接收到的模拟信号所表示的参考声音的数字数据；下采样块，用以作为导出侧链数据的一部分而对数字数据进行下采样；以及次级输出，ADC通过该次级输出来输出侧链数据。

实现可以包括但不限于以下特征中的一个或多个。该ADC还可以包括带通滤波器、A加权滤波器和B加权滤波器中之一，其插入在下采样块与次级输出之间。该ADC还可以包括插入在下采样块与次级输出之间的信号强度计算块，用以作为导出侧链数据的一部分而计算信号强度值，其中信号强度计算块可以是RMS块或者绝对值块。

在个人ANR设备的ANR电路中，数字滤波器被构造用以引入一个或多个零点用以添加增益，以便在基于反馈的ANR的提供中引入正相位，其中该增益遵循频率相关的“滑雪道”增益曲线，其在较低可听频率处添加很小增益，在较高可听频率处添加随频率增大的递增增益，并且在高于可听频率的频率处该递增增益变得平坦。

在另一方面中，一种实现高频相位补偿变换的方法，其使得能够增大在个人ANR设备中提供ANR的频率范围的幅度和上限频率中的至少一个，该方法包括：用至少一个系数对具有至少一个抽头的数字滤波器进行编程，以使数字滤波器利用所述至少一个抽头来引入至少一个零点以便引入正相位；以及对该至少一个系数进行选择以便导致添加增益，该增益在可听频率范围的一部分内随频率增大并且在可听频率范围以上的频率范围中变得平坦。

实现可以包括但不限以下特征中的一个或多个。该方法还可以包括选择FIR滤波器作为数字滤波器。进一步地，该FIR滤波器可以包括至少四个抽头，并且对至少一个系数进行选择可以包括针对至少四个抽头中的每一个选择系数，以便将高频相位补偿变换实现成至少四阶变换。

该方法还可以包括选择至少一个双二阶滤波器作为数字滤波器，以及用另一系数对被构造用于使该至少一个双二阶滤波器能够引入极点的该至少一个双二阶滤波器的另一抽头进行编程，以使该至少一个双二阶滤波器不利用该另一抽头来引入极点。选择至少一个系数可以包括对至少一个系数进行选择以便引入至少一个零点，从而致使增益在15KHz以下的较高可听频率处开始增大增益。该方法还可以包括沿个人ANR设备的ANR电路的反馈ANR通路，在个人ANR设备的ANR电路的sigma-delta模数转换器和下采样块二者之后的位置处安放至少一个数字滤波器。

在又一方面中，一种ANR电路被构造成提供基于前馈的ANR和基于反馈的ANR中的至少一个，该ANR电路包括：至少第一数字滤波器，其沿限定于该ANR电路中的通路安放并且配置有至少第一系数，以便实现第一变换从而生成表示抗噪声音的数字数据；以及至少第二数字滤波器，其沿所述通路安放并且配置有至少第二系数，以便引入至少一个零点用以实现高频相位补偿变换从而在通路中引入正相位，以便增大提供基于前馈的ANR和基于反馈的ANR中的至少一个的频率范围的幅度和上限频率中的至少一个。此外，引入至少一个零点添加了这样的增益，其至少部分地在可听频率范围内随频率而增大，并且该增益在可听频率范围之上的频率范围中变得平坦。

实现可以包括但不限于以下特征中的一个或多个。该至少第二数字滤波器可以是FIR滤波器。进一步地，FIR滤波器可以包括至少四个抽头，并且该至少第二滤波器系数可以包括针对该至少四个抽头中每一个的系数，用以将高频相位补偿变换实现成至少四阶变换。备选地，该至少第二数字滤波器可以是双二阶滤波器。

该ANR电路还可以包括：安放在通路末端的sigma-delta模数转换器，用以将从该ANR电路所合并到其中的个人ANR设备的麦克风接收的模拟信号转换成表示以第一速率采样的参考噪声声音的数字数据；以及安放在所述通路中在sigma-delta模数转换器之后的下采样块，用以将数字数据的数据传输速率从第一速率降低至低于第一速率的第二速率。该至少第二系数可被选择用于引入至少一个零点，以便使增益在15KHz以下的较高可听频率处开始增大增益。

本发明的其他特征和优点将从以下的描述和权利要求中显现。

附图说明

图1是个人ANR设备的实现的一些部分的框图。

图2a到图2f描绘了图1的个人ANR设备的可能的物理配置。

图3a和图3b描绘了图1的个人ANR设备的ANR电路的可能的内部架构。

图4a到图4g描绘了可由图1的个人ANR设备的ANR电路所采用的可能的信号处理拓扑。

图5a到图5e描绘了可由图1的个人ANR设备的ANR电路所采用的可能的滤波器块拓扑。

图6a到图6c描绘了可由图1的个人ANR设备的ANR电路所采用的三重缓冲的可能的变体。

图7a描绘了图3a的内部架构的可能的附加部分。

图7b描绘了图3b的内部架构的可能的附加部分。

图8是可由图1的个人ANR设备的ANR电路所采用的可能的引导加载序列的流程图。

图9a描绘了图1的个人ANR设备的ANR电路的ADC的可能的内部架构。

图9b描绘了图4a到图4g的任一信号处理拓扑的可能的附加部分。

图10a和图10b描绘了图4a到图4g的任意信号处理拓扑的可能的附加部分。

图11a描绘了由可被并入图1的个人ANR设备的声学和/或电子组件的限制以及传播延迟而导致的相移。

图11b描绘了用以抵消图11a的相移的高频相位补偿变换的变体的各方面。

图11c描绘了采用图11b的高频相位补偿变换来对图11a的相移加以抵消的结果的各方面。

图12描绘了采用图11b的高频相位补偿变换可能带来的益处。

图13a和图13b描绘了图11b的高频相位补偿变换的可能实现的各方面。

具体实施方式

在此所公开的和要求保护之项旨在适用于各式各样的个人ANR设备，即，被构造成至少部分地由用户佩戴在用户双耳中的至少一个耳朵附近用以针对该至少一个耳朵提供ANR功能性的设备。应当注意，尽管以一定程度的细节介绍了个人ANR设备的多种具体实现，诸如头戴式通话器、双向通信头戴式通话器、耳机、耳塞、无线头戴式通话器(亦称“耳机套件”)和护耳器等，但对具体实现的这种介绍旨在通过使用示例来帮助理解，而不应被视为对公开内容的范围或权利要求覆盖的范围作出限制。

在此所公开及所要求保护之项旨在适用于提供双向语音通信、单向语音通信(即，由另一设备所电提供的音频声学输出)或者根本不提供通信的个人ANR设备。在此所公开及所要求保护之项旨在适用于无线连接至其他设备、通过导电和/或导光布线连接至其他设备或者根本不连接到任何其他设备的个人ANR设备。在此所公开及所要求保护之项旨在适用于具有被构造成佩戴在用户的任一耳朵或者双耳附近的物理配置的个人ANR设备，包括但不限于：具有一个或两个耳机的头戴式通话器、头上式头戴通话器、颈后头戴通话器、具有通信麦克风(例如，悬吊式麦克风)的头戴式通话器、无线头戴式通话器(即，耳机套件)、单个耳机或成对耳机以及具有一个或多个耳机用以支持语音通信和/或耳朵保护的帽子或头盔。在此所公开及所要求保护之项所适用于的个人ANR设备的其他物理配置对于本领域中技术人员将会是显而易见的。

除个人ANR设备以外，在此所公开及所要求保护之项还旨在适用于在包括但不限于电话亭、汽车客舱等在内的在其中人员可以落座或站立的相对较小空间中提供ANR。

图1提供了个人ANR设备1000的框图，该个人ANR设备1000被构造成由用户佩戴用以在用户双耳中的至少一个耳朵附近提供主动降噪(ANR)。如将更详细解释的那样，个人ANR设备1000可以具有若干种物理配置中的任何物理配置，其中一些有可能的物理配置在图2a到图2f中进行了描绘。这些所描绘的物理配置中的一些物理配置包括单个耳机100用以向用户双耳中的仅一个耳朵提供ANR，而其他物理配置则包括一对耳机100用以向用户的全部两个耳朵提供ANR。然而应当注意，为了讨论的简单性起见，关于图1仅描绘及描述了单个耳机100。如将更详细解释的那样，个人ANR设备1000包括至少一个ANR电路2000，该ANR电路2000可以同时提供基于反馈的ANR和基于前馈的ANR或者提供其中之一，此外可能还提供穿通音频。图3a和图3b描绘了至少可以部分地动态配置的ANR电路2000的两个可能的内部架构。此外，图4a到图4e以及图5a到图5e描绘了ANR电路2000可被动态配置而采用的一些可能的信号处理拓扑以及一些可能的滤波器块拓扑。此外，基于反馈的ANR和基于前馈的ANR中的任一个或者全部二者是除每个耳机100的结构所提供的至少一定程度的被动降噪(PNR)以外提供的。另外，图6a到图6c描绘了可在对信号处理拓扑、滤波器块拓扑和/或其他ANR设置进行动态配置中采用的多种形式的三重缓冲。

每个耳机100包括具有空腔112的壳体110，该空腔112至少部分地由壳体110以及由安设在壳体内用以向用户的耳朵声学输出声音的声学驱动器190的至少一部分所限定。声学驱动器190的这种定位方式还部分地在壳体110内限定了通过声学驱动器190与空腔112分离的另一空腔119。壳体110带有耳朵耦合件115，该耳朵耦合件115围绕通往空腔112的开口并且具有穿过耳朵耦合件115形成且与通往空腔112的开口连通的通道117。在一些实现中，出于美观目的和/或者为了保护壳体110内的组件免于受损，可将透声屏网、格栅或者其他形式的穿孔板(未示出)以在视线中遮掩空腔和/或通道117的方式定位在通道117中或者定位在其附近。当耳机100被用户佩戴在用户双耳中的一个耳朵附近时，通道117将空腔112声耦合到该耳朵的耳道，同时耳朵耦合件115与耳朵的一些部分啮合以便在其间形成至少一定程度的声密封。这种声密封使得壳体110、耳朵耦合件115和用户头部处于耳道(包括耳朵的一些部分)周围的一些部分能够协同地将空腔112、通道117和耳道与壳体110与用户的头部之外的环境至少在一定程度上隔离，从而提供一定程度的PNR。

在一些变体中，空腔119可以经由一个或多个声学端口(仅示出了其中之一)耦合到壳体110外部的环境，每个声学端口由它们的尺寸调谐到选定的可听频率范围，以便以本领域中技术人员很容易意识到的方式增强由声学驱动器190进行的声音的声学输出的特性。并且，在一些变体中，一个或多个经调谐的端口(未示出)可以耦合空腔112与119，以及/或者可以将空腔112与壳体110外部的环境偶合起来。虽然没有具体描绘，但是可以将屏网、格栅或者其他形式的穿孔或纤维状结构定位在一个或多个此类端口内，以防止碎屑或者其他污染物从中穿过，以及/或者提供其中的选定程度的声阻。

在提供基于前馈的ANR的实现中，前馈麦克风130被以在声学上可达壳体110以外环境的方式安设在壳体110的外部上(或者在个人ANR设备1000的一些其他部分上)。前馈麦克风130的这种外部定位使前馈麦克风130能够检测在无个人ANR设备1000所提供的任何形式的ANR或PNR的效果的情况下壳体110之外环境中的环境噪声声音，比如由声学噪声源9900发出的噪声声音。如熟悉基于前馈的ANR的人员将会很容易意识到的那样，由前馈麦克风130所检测到的这些声音被用作参考，从其中导出前馈抗噪声音并继而由声学驱动器190将该前馈抗噪声音声输出到空腔112中。前馈抗噪声音的导出考虑了个人ANR设备1000所提供的PNR的特性、声学驱动器190相对于前馈麦克风130的特性和位置以及/或者空腔112和/或通道117的声学特性。前馈抗噪声音由声学驱动器190进行声输出，其振幅和时移被计算用于以至少衰减能够进入空腔112、通道117和/或耳道的声学噪声源9900的噪声声音的消减方式与这些噪声声音发生声学相互作用。

在提供基于反馈的ANR的实现中，反馈麦克风120被安设在空腔112内。反馈麦克风120位于紧靠空腔112的开口和/或通道117之处，以便当耳机100由用户佩戴时被定位在耳道的入口附近。由反馈麦克风120所检测到的声音被用作参考，从其中导出反馈抗噪声音并继而由声学驱动器190将该反馈抗噪声音声输出到空腔112中。反馈抗噪声音的导出考虑到声学驱动器190相对于反馈麦克风120的特性和位置以及/或者空腔112和/或通道117的声学特性，以及对增强在提供基于反馈的ANR中的稳定性的考虑。反馈抗噪声音由声学驱动器190进行声输出，其振幅和时移被计算用于以至少衰减能够进入空腔112、通道117和/或耳道(以及尚未被无论什么PNR所衰减的)声学噪声源9900的噪声声音的消减方式与这些噪声声音发生声学相互作用。

个人ANR设备1000还包括与个人ANR设备1000的每个耳机100相关联的ANR电路2000中之一，从而使得存在ANR电路2000对耳机100的一一对应。每个ANR电路2000的一部分或者基本上其全部可以被安设在其关联耳机100的壳体110内。备选地和/或附加地，每个ANR电路2000的一部分或者基本上其全部可以被安设在个人ANR设备1000的另一部分内。根据在关联于ANR电路2000的耳机100中是提供了基于反馈的ANR和基于前馈的ANR中之一还是同时提供了二者，ANR电路2000相应地耦合到反馈麦克风120和前馈麦克风130中之一或者同时耦合到这二者。ANR电路2000还耦合到声学驱动器190以导致抗噪声音的声输出。

在一些提供穿通音频的实现中，ANR电路2000还耦合到音频源9400以便从音频源9400接收要由声学驱动器190声输出的穿通音频。与声学噪声源9900所发出的噪声声音不同，穿通音频是个人ANR设备1000的用户所期望听到的音频。实际上，用户可以佩戴个人ANR设备1000以便能够在无声学噪声声音侵入的情况下听到穿通音频。穿通音频可以是对经录制音频、传输的音频或者用户所期望听到的任何各种其他形式音频的回放。在一些实现中，音频源9400可以包括到个人ANR设备1000中，包括但不限于集成音频回放组件或者集成音频接收器组件。在其他实现中，个人ANR设备1000具有无线地或者经由导电或导光线缆耦合到音频源9400的能力，其中音频源9400是与个人ANR设备1000完全分离的设备(例如，CD播放器、数字音频文件播放器、蜂窝电话，等等)。

在其他实现中，从集成在双向通信中所采用的个人ANR设备1000的变体中的通信麦克风140接收穿通音频，其中通信麦克风140被定位用以检测由个人ANR设备1000的用户所产生的语音声音。在此类实现中，可以将由用户所产生的经衰减或修改形式的语音声音声学地输出到用户的一个耳朵或者双耳作为通信侧音，以使用户能够以基本上类似于他们在不佩戴个人ANR设备1000时将会正常听到他们的自己语音那样的方式听到他们自己的语音。

为了支持至少ANR电路2000的操作，个人ANR设备1000还可以包括存储器件170、功率源180和/或处理器件(未示出)中之一或者其全部。如将更详细解释的那样，ANR电路2000可以访问存储器件170(也许通过数字串行接口)来获得ANR设置，以此来对基于反馈的ANR和/或基于前馈的ANR进行配置。如也将更详细解释的那样，功率源180可以是有限容量的功率存储设备(例如，电池)。

图2a到图2f描绘了可由图1的个人ANR设备1000所采用的各种可能的物理配置。如先前所讨论，个人ANR设备1000的不同实现可具有一个或者两个耳机100，并且被构造成以使得每个耳机100能够被定位在用户的耳朵附近的方式佩戴在用户的头部上或者在其附近。

图2a描绘了个人ANR设备1000的“头上式”物理配置1500a，其包括一对耳机100，每个耳机100均为耳杯形式，并且由头环102相连。然而，并且尽管没有具体描绘，但物理配置1500a的备选变体可以仅包括一个连接至头环102的耳机100。物理配置1500a的另一备选变体可以用被构造成用以围绕用户的头部后侧和/或颈部后侧佩戴的不同环带来替代头环102。

在物理配置1500a中，根据耳机100相对于典型人耳耳廓的大小，每个耳机100可以是“耳上”(通常亦称为“耳上式”)或“耳周”(通常亦称为“环耳式”)形式的耳杯。如先前所讨论，每个耳机100具有在其中形成有空腔112的壳体110，并且该110带有耳朵耦合件115。在该物理配置中，耳朵耦合件115的形式为柔性垫(可能是环形)，其包围通往空腔112中的开口的外围并且具有穿过其形成的与空腔112连通的通道117。

当耳机100被构造成要被作为头上式耳杯佩戴时，壳体100与耳朵耦合件115协同用于基本上包围用户耳朵的耳廓。因此，当正确佩戴个人ANR设备1000的此类变体时，头环102与壳体110协同用于将耳朵耦合件115压在用户头部处于耳朵的耳廓周围一侧的部分上，从而使得耳廓被基本上从视线中隐去。当耳机100被构造成要被作为耳上耳杯佩戴时，壳体110和耳朵耦合件115协同用于覆盖在关联耳道的入口周围的耳廓的外围部分上。因此，当正确佩戴时，头环102和壳体110协同用于以很可能留出耳廓外围的部分可见的方式将耳朵耦合件115压在耳廓的部分上。将耳朵耦合件115的柔性材料向耳廓的部分上或者耳廓周围的头部一侧的部分上的挤压同时服务于通过通道17将耳道与空腔112声学耦合起来，以及形成先前所讨论的声密封以便支持对PNR的提供。

图2b描绘了另一头上式物理配置1500b，其基本上类似于物理配置1500a，但是在其中耳机100中之一附加地包括了经由麦克风吊杆142连接到壳体110的通信麦克风140。当耳机100中的这一特定耳机被正确佩戴时，麦克风吊杆142从壳体110起，并且一般在用户的脸颊的部分近旁，延伸到通信麦克风140更加靠近用户的嘴的位置，以便检测从用户的嘴声学输出的语音声音。然而，并且尽管没有具体描绘，但物理配置1500b的一种备选变体是可能的，在其中通信麦克风140更加直接地安设在壳体110上，并且麦克风吊杆142是在用户的嘴附近的一端并在通信麦克风140附近的另一端敞开的中空管以便将声音从用户的嘴附近传送到通信麦克风140附近。

图2b还用虚线描绘了耳机100中的另一耳机，以清楚地表明个人ANR设备1000的物理配置1500b的另一变体也是可能的，在该变体中仅包括耳机100中具有麦克风吊杆142和通信麦克风140的一个。在这样的另一变体中，头环102仍将存在并且会继续被佩戴在用户的头部上方。

图2c描绘了个人ANR设备1000的“入耳式”(通常亦称为“耳内式”)物理配置1500c，其具有一对耳机100，该对耳机100各自为入耳式耳机的形式，并且可以通过软线以及/或者通过导电或导光线缆(未示出)而连接，或者不连接。然而，并且尽管没有具体描绘，但物理配置1500c的一种变体可以仅具有耳机100中之一。

如先前所讨论，耳机100中的每一个具有壳体110，在其中形成有敞开的空腔112，并且带有耳朵耦合件115。在该物理配置中，耳机耦合件115的形式为基本上类似中空管形，其限定与空腔112连通的通道117。在一些实现中，以不同于壳体110的材料(可能是比形成壳体110的材料更柔韧的材料)形成耳机耦合件115，而在其他实现中，耳机耦合件115与壳体110形成整体。

耳朵耦合件115和/或壳体110的一些部分协同用于啮合用户的耳朵的外耳和/或耳道的部分，从而使壳体110能够以通过耳朵耦合件115将壳体112与耳道声学地耦合起来的取向被置于耳道的入口附近。因此，当耳机100被适当定位时，通往耳道的入口基本上被“塞紧”从而创造先前所讨论的声密封以便支持对PNR的提供。

图2d描绘了个人ANR设备1000的另一入耳式物理配置1500d，其基本上类似于物理配置1500c，但是在其中耳机100中之一的形式为单耳头戴式通话器(有时亦称为“耳机套件”)，其附加地具有安设在壳体110上的通信麦克风140。当该耳机100被正确佩戴时，通信麦克风140以被选择用以检测由用户所产生的语音声音的方式大体上朝向用户的嘴附近。然而，并且尽管没有具体描绘，但物理配置1500d的变体是可能的，在其中来自用户的嘴附近的声音通过管状体(未示出)传送到通信麦克风140，或者在其中通信麦克风140被安设在与壳体110连接的吊杆(未示出)上并且将通信麦克风140定位在用户的嘴附近。

尽管未在图2d中具体描绘，但所描绘的物理配置1500d的具有通信麦克风140的耳机100可以伴随或者可以不伴随形式为入耳式耳机的另一耳机(比如图2c中所描绘的耳机100中之一)，该另一耳机可以经由软线或者传导线缆(也未示出)连接到图2d中所描绘的耳机100或者不与其连接。

图2e描绘了个人ANR设备1000的双向通信手持机物理配置1500e，其具有单个耳机100，该单个耳机100与手持机的其余部分形成整体从而使得壳体110称为手持机的壳体，并且其可以通过传导线缆(未示出)连接到可与其配对的支架基座或者不与之连接。以不同于物理配置1500a和物理配置1500b中任一个的耳上变形的耳机100中之一的方式，物理配置1500e的耳机100带有一种形式的耳朵耦合件115，该耳朵耦合件115被配置用于压在耳朵的耳廓的一些部分上，以使通道117能够将空腔112声学耦合到耳道。在各种可能的实现中，耳朵耦合件115可以用不同于形成壳体110的材料形成，或者其可以与壳体110形成整体。

图2f描绘了个人ANR设备1000的另一双向通信手持机物理配置1500f，其基本上类似于物理配置1500e，但是在其中壳体110被塑形为略微更适合于便携式无线通信用途，可能具有用户接口控件和/或一个或多个显示器，以支持在不用支架基座的情况下拨打电话号码以及/或者选择无线电频率信道。

图3a和图3b描绘了可能的内部架构，其中任一个均可由个人ANR设备1000的在其中ANR电路2000至少部分地由可动态配置数字电路制成的实现中的ANR电路2000所采用。换言之，图3a和图3b的内部架构可以在ANR电路2000的操作期间动态地配置，以便采用众多信号处理拓扑和滤波器块拓扑中的任何一个。图4a至图4g描绘了可由ANR电路2000以这种方式采用的信号处理拓扑的各种示例，而图5a至图5e描绘了也可由ANR电路2000以这种方式针对所采用的信号处理拓扑内的使用而采用的滤波器块拓扑的各种示例。然而，并且如本领域中技术人员将很容易意识到的那样，个人ANR设备1000的在其中ANR电路2000在很大程度上或者完全地用缺乏此类动态可配置性的数字电路和/或模拟电路来实现的其他实现是可能的。

在其中ANR电路2000的电路至少部分地为数字式的实现中，表示所接收的或者由ANR电路2000所输出的声音的模拟信号可能需要向也表示这些声音的数字数据的转换，或者从该数字数据创建。更具体而言，在内部架构2200a和2200b二者中，从反馈麦克风120和前馈麦克风130接收的模拟信号，以及任何表示可能接收自音频源9400或者通信麦克风140的穿通音频的模拟信号，由ANR电路2000的模数转换器(ADC)进行数字化。并且，由ANR电路2000的数模转换器(DAC)从数字数据创建任何被提供给声学驱动器190用以致使声学驱动器190声学输出抗噪声音和/或穿通音频的模拟信号。此外，可以相应地通过模拟形式或者数字形式的可变增益放大器(VGA)对表示声音的模拟信号或者数字数据进行操纵，以更改这些被表示的声音的振幅。

图3a描绘了ANR电路2000的可能的内部架构2200a，其中对表示声音的数字数据进行操纵的数字电路通过一个或多个开关器件阵列而选择性地互连，该一个或多个开关器件阵列使得这些互连可在ANR电路2000的操作期间动态地配置。这种对开关器件的使用使得能够通过编程来限定用于数字数据在各个数字电路之间的移动的通路。更具体而言，能够限定不同数量和/或类型的数字滤波器块，与基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及穿通音频相关联的数字数据通过该数字滤波器块被路由，以便执行这些功能。在对内部架构2200a的采用中，ANR电路2000具有ADC 210、310和410；处理器件510；存储器520；接口(I/F)530；开关阵列540；滤波器组550；以及DAC 910。各种可能的变体还可以具有模拟VGA 125、模拟VGA 135和模拟VGA 145中的一个或多个；VGA组560；时钟组570；压缩控制器950；另一ADC 955；以及/或者音频放大器960。

ADC 210接收来自反馈麦克风120的模拟信号，ADC 310接收来自前馈麦克风130的模拟信号，而ADC 410接收来自音频源9400或者通信麦克风140的模拟信号。如将更详细解释的那样，ADC 210、ADC 310和ADC 410中的一个或多个可以相应地通过模拟VGA125、模拟VGA 135和模拟VGA 145中的一个或多个来接收它们所关联的模拟信号。ADC 210、ADC 310和ADC 410中每一个的数字输出均耦合到开关阵列540。出于节能以及使表示否则将作为转换过程的结果而被引入的可听噪声声音的数字数据减少的固有能力的原因，可以将ADC 210、ADC 310和ADC 410中的每一个设计成采用众所周知的sigma-delta模数转换算法的变体。然而，如本领域中技术人员将很容易意识到那样，各种其他模数转换算法中的任何一种均可被采用。此外，在一些实现中，当至少穿通音频作为数字数据而非作为模拟信号被提供给ANR电路2000时，至少ADC 410可被绕过并且/或者被完全省掉。

滤波器组550具有多个数字滤波器，其中每个具有其耦合到开关阵列540的输入和输出。在一些实现中，滤波器组550内的所有数字滤波器是同一类型，而在其他实现中，滤波器组550具有不同类型数字滤波器的混合体。如所描绘的那样，滤波器组550具有多个下采样滤波器552、多个双二次(双二阶)滤波器554、多个内插滤波器556以及多个有限脉冲响应(FIR)滤波器558的混合体，但是如本领域中技术人员将会很容易意识到那样，还可以具有其他多种滤波器。此外，在每个不同类型数字滤波器中可以具有被优化用于支持不同数据传输速率的数字滤波器。以举例方式而言，不同的双二阶滤波器554可以采用不同比特宽度的系数值，或者不同的FIR滤波器558可以具有不同数量的抽头。VGA组560(如果存在)具有多个数字VGA，其中每个具有其耦合到开关阵列540的输入和输出。并且，DAC 910具有其耦合到开关阵列540的数字输出。时钟组570(如果存在)提供耦合到开关阵列540的多个时钟信号输出，该多个时钟信号输出同时提供多个时钟信号，用于以选定的数据传输速率对组件之间的数据进行定时以及/或者其他目的。在一些实现中，至少多个时钟信号的子集为彼此的经同步倍数，以便同时支持不同通路中不同的数据传输速率，其中数据在这些不同通路中以这些不同数据速率的移动被加以同步。

开关阵列540的开关器件可操作用于选择性地耦合ADC 210、ADC 310和ADC 410的数字输出；滤波器组550的数字滤波器的输入和输出；VGA组560的数字VGA的输入和输出；以及DAC 910的数字输入中的不同各项，以在其间形成互连集，该互连集限定了针对表示各种声音的数字数据的移动的通路拓扑。开关阵列540的开关器件还可操作用于选择性地将时钟组570的时钟信号输出中的不同几个输出耦合到滤波器组550的数字滤波器中的不同几个滤波器以及/或者VGA组560的数字VGA中的不同几个数字VGA。在很大程度上以这种方式使得内部架构2200a的数字电路成为可动态配置的。以这种方式，可将不同数量和类型的数字滤波器和/或数字VGA定位在沿针对与基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及穿通音频关联的数字数据流限定的不同通路的各个点上，以便对数字数据所表示的声音进行修改以及/或者在这些通路的每一个中导出表示新的声音的新的数字数据。并且，以这种方式，可以选择不同的数据传输速率，据此将数字数据在每个通路中定时在不同的速率。

为了支持基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及/或者穿通音频，滤波器组550内数字滤波器的输入和输出与开关阵列540的耦合使得多个数字滤波器的输入和输出能够通过开关阵列540而耦合起来，以便创建滤波器块。如本领域中技术人员将会很容易意识到那样，通过将多个较低级数字滤波器组合成滤波器块，可以使得多个较低级数字滤波器协作用于实现更高级功能，而不使用较高级滤波器。此外，在具有多种类型的数字滤波器的实现中，可以创建采用混合的滤波器的滤波器块，以执行更多种功能。举例而言，使用所描绘的滤波器组550内的多种滤波器，可以创建具有至少一个下采样滤波器552、多个双二阶滤波器554、至少一个内插滤波器556以及至少一个FIR滤波器558的滤波器块(即，滤波器的块)。

在一些实现中，开关阵列540的至少一些开关器件可以用二进制逻辑器件来实现，从而使开关阵列540本身能够被用于实现基本二进制数学操作以创建会合节点，在其中以对沿通路流动的不同数字数据片段进行算术求和、求平均以及/或者以其他方式进行组合的方式将这些通路集合在一起。在此类实现中，开关阵列540可以基于可动态编程的逻辑器件阵列的变体。备选地并且/或者附加地，还可以将一组二进制逻辑器件或者其他形式的算术逻辑电路(未示出)合并到ANR电路2000中，其中这些二进制逻辑器件或其他形式算术逻辑电路的输入和输出也被耦合到开关阵列540。

在开关阵列540的开关器件通过创建针对表示声音的数据流动的通路以采用一种拓扑的操作中，可对创建针对具有通过开关设备的尽可能低的延迟的与基于反馈的ANR关联的数字数据流的通路给予优先。并且，可以在相应地从滤波器组550和VGA组560中可用的数字滤波器和VGA中选择具有尽可能低的延迟的数字滤波器和VGA中给予优先。此外，可以响应于因在限定针对与基于反馈的ANR关联的数字数据的通路过程中所采用的开关阵列540的开关器件而造成的任何延迟，对提供给该通路中所采用的滤波器组550的数字滤波器的系数和/或其他设置进行调节。认识到基于反馈的ANR对在执行导出和/或声学输出反馈抗噪声音的功能的过程中所采用组件的延迟的较高敏感度，可以采取此类措施。虽然在基于前馈的ANR中也要考虑此类延迟，但基于前馈的ANR对此类延迟的敏感度一般低于基于反馈的ANR。作为结果，可以给予选择数字滤波器和VGA以及创建针对与基于前馈的ANR关联的数字数据流的通路比给予基于反馈的ANR的优先更低但比给予穿通音频的优先更高的优先程度。

处理器件510耦合到开关阵列540并且耦合到存储器520和接口530二者。处理器件510可以是包括但不限于通用中央处理单元(CPU)、数字信号处理器(DSP)、精简指令集计算机(RISC)处理器、微控制器或者定序器在内的各种类型的处理器件中的任何一种。存储器520可以基于包括但不限于动态随机访问存储器(DRAM)、静态随机访问存储器(SRAM)、铁磁盘片存储器、光盘存储器或者多种非易失性固态存储技术中的任何一种技术在内的各种数据存储技术中的任意一种。事实上，存储器520可以同时部分易失性部分和非易失性部分。此外，本领域中技术人员将会意识到，尽管存储器520被描绘及讨论为如同其是单个组件那样，但存储器520可以由多个组件制成，可能包括易失性组件和非易失性组件的组合。接口530可以支持ANR电路2000与一个或多个数字通信总线的耦合，该一个或多个数字通信总线包括可通过其耦合存储器件170(不应与存储器520混淆)和/或其他在ANR电路2000之外的器件(例如，其他处理器件，或者其他ANR电路)的数字串行总线。此外，接口530可以提供一个或多个通用输入/输出(GPIO)电连接以及/或者模拟电连接，以便支持可手动操作控件、指示器灯或者其他设备(比如提供对可用功率的指示的功率源180的一部分)的耦合。

在一些实现中，处理器件510对存储器520进行访问以读取加载例程522的指令序列，该指令序列在由处理器件510执行时，导致处理器件510操作接口530对存储器件170进行访问以检索ANR例程525和ANR设置527中之一或全部二者，并且将它们存储在存储器520中。在其他实现中，ANR例程525和ANR设置527中之一或全部二者存储在存储器520的非易失性部分中，从而使得它们无需从存储器件170中检索，即使在对ANR电路2000的电力丢失时亦如此。

无论是否从存储器件170检索ANR例程525和ANR设置527中之一或全部二者，处理器件510对存储器520进行访问以读取ANR例程525的指令序列。处理器件510继而执行该指令序列，从而导致处理器件510如先前所详述地对开关阵列540的开关器件进行配置，以采用对针对表示声音的数字数据流的路径作出限定的拓扑以及/或者向一个或多个数字滤波器和/或VGA提供不同的时钟信号。在一些实现中，使处理器件510以ANR设置527的一部分所指定的方式对开关器件进行设置，其中还使处理器件510从存储器520中进行读取。此外，使处理器件510以ANR设置527的一部分所指定的方式，对滤波器组550的各个数字滤波器的滤波器系数、VGA组560的各个VGA的增益设置以及/或者时钟组570的时钟信号输出的时钟频率进行设置。

在一些实现中，ANR设置527指定多组滤波器系数、增益设置、时钟频率和/或开关阵列540的开关器件的配置，其中不同的组响应于不同情况而被使用。在其他实现中，对ANR例程525的指令序列的执行致使处理器件510响应于不同情况而导出不同的滤波器系数、增益设置、时钟频率和/或开关器件配置组。举例而言，可以使处理器件510对接口530进行操作，以监控来自功率源180的对可从功率源180使用的功率作出指示的信号，以及响应于可用功率量中的变化而在不同的滤波器系数、增益设置、时钟频率和/或开关器件配置组之间动态地切换。

举另一例而言，可以使处理器件510对基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及/或者穿通音频中所涉及的数字数据所表示的声音的特性进行监控，以确定是否期望更改所提供的基于反馈和/或基于前馈的ANR的程度。如本领域中技术人员所熟悉的那样，虽然在有相当大的要衰减的环境噪声的情况下可能非常期望高程度的ANR，但可能存在其他情况，在其中提供高程度的ANR可能实际上对个人ANR设备的用户产生比提供低程度的ANR更加嘈杂或者更令人不悦的声环境。因此，可使处理器件510更改对ANR的提供，以响应于观察到的一个或多个声音的特性来调节由所提供的ANR衰减的环境噪声的衰减程度和/或频率范围。此外，如本领域中技术人员所熟悉的那样，在期望减小衰减程度和/或频率范围的情况下，有可能可以对在实现基于反馈和/或基于前馈的ANR的过程中所使用的滤波器的数量和/或类型进行简化，并且可以使处理器件510在不同的滤波器系数、增益设置、时钟频率和/或开关器件配置组之间进行动态切换，以执行简化，并伴随以降低功耗的附加益处。

DAC 910被提供有来自开关阵列540的表示要声输出到个人ANR设备1000用户的耳朵的声音的数字数据，并将其转换成表示这些声音的模拟信号。音频放大器960从DAC 910接收该模拟信号，并将其放大至足以驱动声学驱动器190从而实现这些声音的声输出。

压缩控制器950(如果存在)针对要进行声输出的声音的振幅过高的指示、即将发生的削波(clipping)情况、实际的削波情况以及/或者其他即将发生的或实际的其他音频假象情况的指示，对要进行声输出的声音进行监控。压缩控制器150可以直接地监控提供给DAC 910的数字数据，或者(通过ADC 955——如果其存在)对音频放大器960所输出的模拟信号进行监控。如将更详细解释的那样，响应于此类指示，压缩控制器950可以对被置于与基于反馈的ANR、基于前馈的ANR和穿通音频功能中的一个或多个功能关联的通路中的VGA组560的一个或多个VGA以及/或者模拟VGA 125、135和145(如果存在)中的一个或多个的增益设置作出更改以调节振幅。此外，在一些实现中，压缩控制器950还可以响应于接收外部控制信号而作出此类调节。此类外部信号可由耦合到ANR电路2000的另一组件提供，该另一组件用于响应于检测到诸如可能导致基于反馈的ANR功能和基于前馈的ANR功能作出难以预测的反应的特响环境噪声声音之类的条件，而提供此类外部控制信号。

图3b描绘了ANR电路2000的另一可能的内部架构2200b，在其中处理器件对存储的机器可读指令序列进行访问和执行，该机器可读指令序列致使处理器件在ANR电路2000的操作期间可被动态配置的方式对表示声音的数字数据进行操纵。这种对处理器件的使用使得能够通过编程来限定针对拓扑的数字数据的移动的通路。更具体而言，可以限定并实例化不同数量和/或类型的数字滤波器，其中每种类型的数字滤波器基于指令序列。在采用内部架构2200b的过程中，ANR电路2000具有ADC 210、ADC 310和ADC 410；处理器件510；存储器520；接口530；直接存储器访问(DMA)器件540；以及DAC 910。各种可能的变体还可以包括ADC 955；音频放大器960；以及/或者模拟VGA 125、模拟VGA 135和模拟VGA 145中的一个或多个。处理器件510直接地或者经由一个或多个总线间接地耦合到存储器520；接口530；DMA器件540；ADC 210、ADC310和ADC 410；以及DAC 910，以便至少使处理器件510能够控制它们的操作。处理器件510还可以类似地耦合到模拟VGA 125、模拟VGA 135和模拟VGA 145(如果存在)中的一个或多个；以及耦合到ADC 955(如果存在)。

如在内部架构2200a中那样，处理器件510可以是各种类型的处理设备中的任何一种，并且再一次，存储器520可以基于各种数据存储技术中的任何一种并且可以由多个组件制成。此外，接口530可以支持ANR电路2000与一个或多个数字通信总线的耦合，并且可以提供一个或多个通用输入/输出(GPIO)电连接和/或模拟电连接。DMA器件540可以基于辅助处理器件、离散数字逻辑、总线主定序器或者各种其他技术中的任何一种。

在存储器520内存储有加载例程522、ANR例程525、ANR设置527、ANR数据529、下采样滤波器例程553、双二阶滤波器例程555、内插滤波器例程557、FIR滤波器例程559以及VGA例程561中的一个或多个。在一些实现中，处理器件510对存储器520进行访问以读取加载例程522的指令序列，该指令序列在由处理器件510执行时，致使处理器件510操作接口530以对存储器件170进行访问以便检索ANR例程525、ANR设置527、下采样滤波器例程553、双二阶滤波器例程555、内插滤波器例程557、FIR例程559以及VGA例程561中的一个或多个，并将它们存储在存储器520中。在其他实现中，这些项目中的一个或多个存储在存储器520的非易失性部分中，从而使得它们无需从存储器件170中进行检索。

如在内部架构2200a的情况中那样，ADC 210接收来自反馈麦克风120的模拟信号，ADC 310接收来自前馈麦克风130的模拟信号，而ADC 410则接收来自音频源9400或者通信麦克风140的模拟信号(除非通过对数字数据的直接接收而免除对ADC 210、310和410中的一个或多个的使用)。再一次，ADC 210、ADC 310和ADC410中的一个或多个可以相应地通过模拟VGA 125、模拟VGA 135和模拟VGA 145中的一个或多个来接收它们所关联的模拟信号。还如内部架构2200a中的情况那样，DAC 910将表示要向个人ANR设备1000的用户的耳朵声输出的声音的数字数据转换成模拟信号，并且音频放大器960将该信号放大至足以驱动声学驱动器190从而实现这些声音的声输出。

然而，不同于在其中经由开关器件阵列对表示声音的数字数据进行路由的内部架构2200a，此类数字数据被存储在存储器520中并从中检索。在一些实现中，处理器件510反复地对ADC 210、ADC310和ADC 410进行访问以检索与它们所接收的模拟信号关联的数字数据以供在存储器520中进行存储，并且反复地从存储器520中检索与DAC 910所输出的模拟信号关联的数字数据以及向DAC 910提供该数字数据以便支持该模拟信号的创建。在其他实现中，DMA器件540(如果存在)与处理器件510独立地在ADC 210、ADC 310和ADC 410；存储器520和DAC 910之间传输数字数据。在另外的其他实现中，ADC 210、ADC 310和ADC 410以及/或者DAC 910具有“总线掌控”能力，从而使得它们中的每一个能够与处理器件510独立地向存储器520写入数字数据和/或从存储器520读取数字数据。ANR数据529由从ADC 210、ADC 310和ADC 410中检索的数字数据以及通过处理器件510、DMA器件540和/或总线掌控功能提供给DAC 910的数字数据所组成。

下采样滤波器例程553、双二阶滤波器例程555、内插滤波器例程557和FIR滤波器例程559各自由致使处理器件510执行对下采样滤波器、双二阶滤波器、内插滤波器和FIR滤波器作出相应限定的计算组合的相应指令序列组成。此外，在各不同类型的数字滤波器之中可以具有针对数据传输速率而优化的那些数字滤波器的变体，包括但不限于不同比特宽度的系数或者不同数量的抽头。类似地，VGA例程561由致使处理器件510执行对VGA作出限定的计算组合的指令序列组成。尽管没有具体描绘，但是在存储器520中还可以存储由类似地对会合节点作出限定的指令序列组成的会合节点例程。

ANR例程525由如下指令序列组成，该指令序列致使处理器件510创建信号处理拓扑，该信号处理拓扑具有包括由下采样滤波器例程553、双二阶滤波器例程555、内插滤波器例程557、FIR滤波器例程559以及VGA例程561所限定的不同数量的数字滤波器和VGA的通路，以便支持基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及/或者穿通音频。ANR例程525还致使处理器件510执行对包括到该拓扑中的各个滤波器和VGA中的每一个进行限定的计算。此外，ANR例程525致使处理器件510执行在ADC 210、ADC 310和ADC 410、存储器520以及DAC 910之间的数据移动，或者致使处理器件510对通过DMA器件540(如果存在)或者通过ADC 210、ADC 310和ADC 410以及/或者DAC 910所执行的总线掌控操作而进行的此类数据移动的性能进行协调。

ANR设置527由对拓扑特性(包括对数字滤波器的选择)、滤波器系数、增益设置、时钟频率、数据传输速率和/或数据大小作出限定的数据组成。在一些实现中，拓扑特性还可以限定要合并到拓扑中的任何会合节点的特性。ANR例程525致使处理器件510在创建信号处理拓扑(包括选择数字滤波器)、设置针对合并到拓扑中的每个数字滤波器的滤波器系数以及设置针对合并到拓扑中的每个VGA的增益的过程中采用此类取自ANR设置527的数据。ANR例程525还可以致使处理器件510在设置针对ADC 210、ADC 310和ADC 410；针对合并到拓扑中的数字滤波器；针对合并到拓扑中的VGA；以及针对DAC 910的时钟频率和/或数据传输速率的过程中采用此类取自ANR设置527的数据。

在一些实现中，ANR设置527指定多组拓扑特性、滤波器系数、增益设置、时钟频率和/或数据传输速率，其中的不同组响应于不同情况而被使用。在其他实现中，对ANR例程525的指令序列的执行导致处理器件510针对不同情况中的给定信号处理拓扑而导出不同的滤波器系数、增益设置、时钟频率和/或数据传输速率组。举例而言，可以使处理器件510对接口530进行操作，以对来自功率源180的指示可从功率源180获得的功率的信号进行监控，并且响应于可用功率量中的变化而采用不同的滤波器系数、增益设置、时钟频率和/或数据传输速率组。

举另一例而言，可以使处理器件510响应于所观察到的一个或多个声音的特性而更改对ANR的提供，从而调节所需ANR的程度。在所衰减的噪声声音的衰减程度和/或频率范围的减小是可能的并且/或者是期望的情况下，有可能可以对在实现基于反馈的ANR和/或基于前馈的ANR的过程中所使用的滤波器的数量和/或类型作出简化，并且可使处理器件510在不同的滤波器系数、增益设置、时钟频率和/或数据传输速率组之间动态地切换以便执行此类简化，并伴随降低功耗的附加益处。

因此，在对ANR例程525的指令序列的执行中，致使处理器件510从ANR设置527中检索数据，从而为采用对处理器件510在提供基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及穿通音频的过程中所要采用的通路作出限定的信号处理拓扑做准备。致使处理器件510利用来自ANR设置527的滤波器系数、增益设置和/或其他数据来实例化数字滤波器、VGA和/或会合节点的多个实例。继而进一步致使处理器件510执行对数字滤波器、VGA和会合节点的这些实例中的每一个作出限定的计算；在数字滤波器、VGA和会合节点的这些示例之间移动数字数据；以及至少以符合检索自ANR设置527的数据的方式对数字数据在ADC 210、ADC 310和ADC 410、存储器520以及DAC 910之间的移动作出协调。在随后的时间，ANR例程525可以使处理器件510在个人ANR设备1000的操作期间改变信号处理拓扑、数字滤波器、数字滤波器系数、增益设置、时钟频率以及/或者数据传输速率。在很大程度上以这种方式使得内部架构2200b的数字电路成为可动态配置的。并且，如将会更详细解释的那样，以这种方式，可将不同数量和类型的数字滤波器和/或数字VGA定位在沿针对数字数据流限定的拓扑的通路的各个点上，以便对该数字数据所表示的声音进行修改以及/或者导出表示新的声音的新的数字数据。

在一些实现中，ANR例程525可以致使处理器件510对操作ADC210和执行对沿针对与基于反馈的ANR关联的数字数据流限定的通路定位的数字滤波器、VGA和/或会合节点的计算给予优先。认识到基于反馈的ANR对反馈参考声音的检测与反馈抗噪声音的声输出之间的延迟的较高敏感度，可以采取此类措施。

ANR例程525还可以使处理器件510针对振幅过高的指示、削波、即将发生的削波的指示以及/或者其他音频假象实际正在发生或者即将发生的指示，对所要进行声输出的声音进行监控。可以使处理器件510针对此类指示而直接地监控提供给DAC 910的数字数据或者对音频放大器960所输出的模拟信号(通过ADC 955)进行监控。如将会更详细说明的那样，响应于此类指示，可使处理器件510对模拟VGA 125、模拟VGA 135和模拟VGA 145中的一个或多个进行操作以便调节模拟信号的至少一个振幅，以及/或者可使处理器件510对基于VGA例程561且定位在拓扑的通路内的VGA中的一个或多个进行操作以便调节由数字数据所表示的至少一个声音的振幅。

图4a到图4g描绘了可由图1的个人ANR设备1000的ANR电路2000所采用的一些可能的信号处理拓扑。如先前所讨论，个人ANR设备1000的一些实现可以采用至少部分地可编程的ANR电路2000的变体，从而使得ANR电路2000能够被动态地配置，以便在ANR电路2000的操作期间采用不同的信号处理拓扑。备选地，个人ANR设备1000的其他实现可以包括被基本上不可更改地构造的ANR电路2000的变体，以便采用一种不变的信号处理拓扑。

如先前所讨论，不同的ANR电路2000关联于每个耳机100，并且因此，具有一对耳机100的个人ANR设备1000的实现还具有一对ANR电路2000。然而，如本领域中技术人员将很容易意识到的那样，为支持一对ANR电路2000而合并到个人ANR设备1000中的其他电子组件，比如功率源180，可能并非是成对的。为了讨论和理解的简单性起见，关于图4a至图4g呈现并讨论了针对仅单个ANR电路2000的信号处理拓扑。

还如先前所讨论，个人ANR设备1000的不同实现可以提供基于反馈的ANR或者基于前馈的ANR中的仅一个，或者可以同时提供二者。此外，不同的实现可以附加地提供或者可以不提供穿通音频。因此，虽然在图4a至图4g中描绘了实现基于反馈的ANR、基于前馈的ANR和穿通音频这全部三者的信号处理拓扑，但应当理解，在其中仅提供这两种形式的ANR中的一个或另一个以及/或者在其中不提供穿通音频的这些信号处理拓扑中每一个的变体都是可能的。在其中ANR电路2000可至少部分地被编程的实现中，可以在ANR电路2000的操作期间动态地选择提供这两种形式的ANR中的哪一种以及/或者是否同时提供这两种形式的ANR。

图4a描绘了可针对其构造和/或编程ANR电路2000的可能的信号处理拓扑2500a。在ANR电路2000采用信号处理拓扑2500a的情况下，ANR电路2000至少包括DAC 910、压缩控制器950和音频放大器960。部分地取决于是否支持基于反馈的ANR和基于前馈的ANR中之一或者全部这二者，ANR电路2000还包括滤波器块250、滤波器块350和/或滤波器块450；会合节点270和/或会合节点290以及/或者ADC 210、ADC 310、ADC 410和/或ADC 955中的一个或多个。

在支持提供基于反馈的ANR的情况下，ADC 210从反馈麦克风120接收表示由反馈麦克风120所检测到的反馈参考声音的模拟信号。ADC 210将来自反馈麦克风120的模拟信号数字化，并将与反馈麦克风120所输出的模拟信号对应的反馈参考数据提供给滤波器块250。滤波器块250内的一个或多个数字滤波器被用来修改来自ADC 210的数据，以便导出表示反馈抗噪声音的反馈抗噪数据。在基于前馈的ANR也得到支持的情况下，滤波器块250将反馈抗噪数据——可能通过会合节点270——提供给VGA 280。

在提供基于前馈的ANR也得到支持的情况下，ADC 310从前馈麦克风130接收模拟信号，将其数字化，并且将与前馈麦克风130所输出的模拟信号对应的前馈参考数据提供给滤波器块350。滤波器块350内的一个或多个数字滤波器被用来修改接收自ADC 310的前馈参考数据，以便导出表示前馈抗噪声音的前馈抗噪数据。在基于反馈的ANR也得到支持的情况下，滤波器块350将前馈抗噪数据——可能通过会合节点270——提供给VGA 280。

在VGA 280，可以在压缩控制器950的控制下，对由VGA 280所接收的数据(通过或者不通过会合节点270)所表示的反馈抗噪声音和前馈抗噪声音中之一或全部二者的振幅进行更改。在还支持通话音频的情况下，VGA 280将其数据(经过更改或者不经更改)——可能通过会合节点290——输出到DAC 910。

在其中支持穿通音频的一些实现中，ADC 410对接收自音频源9400、通信麦克风140或者另一来源的表示穿通音频的模拟信号进行数字化，并将经数字化的结果提供给滤波器块450。在其中支持穿通音频的其他实现中，音频源9400、通信麦克风140或者另一来源向滤波器块450提供表示穿通音频的数字数据，而无需模数转换。滤波器块450内的一个或多个数字滤波器被用来对表示穿通音频的数字数据进行修改以便导出穿通音频数据的经修改变体，在其中穿通音频可以以其他方式被重新均衡和/或增强。滤波器块450将穿通音频数据提供给会合节点290，在此将穿通音频数据与正由VGA 280向DAC 910提供的数据结合起来。

DAC 910所输出的模拟信号被提供给音频放大器960以便被放大到足以驱动声学驱动器190，以对反馈抗噪声音、前馈抗噪声音和穿通音频中的一个或多个进行声输出。压缩控制器950对VGA 280的增益进行控制，以使由滤波器块250和滤波器块350中之一或全部二者所输出的数据所表示的声音的振幅能够响应于压缩控制器950所检测到的对即将发生的削波情况、削波的实际发生以及/或者其他不期望音频假象的指示而被减小。压缩控制器950可以对通过会合节点290提供给DAC 910的数据进行监控，或者可以通过ADC955对音频放大器960所输出的模拟信号进行监控。

如图4a中所进一步描绘，信号处理拓扑2500a限定了与基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及穿通音频关联的数字数据可沿其流动的多个通路。在支持基于反馈的ANR的情况下，反馈参考数据和反馈抗噪数据至少在ADC 210、滤波器块250、VGA 280以及DAC 910之间的流动限定了基于反馈的ANR通路200。类似地，在支持基于前馈的ANR的情况下，前馈参考数据和前馈抗噪数据至少在ADC 310、滤波器块350、VGA 280以及DAC 910之间的流动限定了基于前馈的ANR通路300。此外，在支持穿通音频的情况下，穿通音频数据和经修改穿通音频数据至少在ADC 410、滤波器块450、会合节点290以及DAC 910之间的流动限定了穿通音频通路400。在同时支持基于反馈的ANR和基于前馈的ANR的情况下，通路200和通路300全都进一步包括会合节点270。此外，在穿通音频也得到支持的情况下，通路200和/或通路300包括会合节点290。

在一些实现中，表示声音的数字数据可以以相同的数据传输速率被定时通过存在的所有通路200、300和400。因此，在通路200和通路300在会合节点270处结合的情况下，以及/或者在通路400在会合节点400处与通路200和通路300中之一或全部二者结合的情况下，所有数字数据均以公共数据传输速率定时通过，而该公共数据传输速率可由公共同步数据传输时钟进行设置。然而，如本领域中技术人员所知并且如先前所讨论，基于前馈的ANR功能和穿通音频功能对延迟的敏感度比基于反馈的ANR功能更低。此外，基于前馈的ANR功能和穿通音频功能比基于反馈的ANR功能更容易以较低的数据采样率实现成具有足够高的声音质量。因此，在其他实现中，可以以比通路200更慢的数据传输速率操作通路300和/或通路400的一些部分。优选地，通路200、300和400中每一个的数据传输速率被选择成使得通路200使用作为针对以较慢数据传输速率操作的通路300和/或通路400的一些部分所选择的数据传输速率的整数倍的数据传输速率进行操作。

举例而言，在其中存在所有三个通路200、300和400的实现中，通路200以这样的数据传输速率进行操作：该数据传输速率被选择用以提供足够低的延迟，以便支持使ANR的提供不被过度损害(例如，由于导致抗噪声音与其本应衰减的噪声声音的相位不同，或者使得实际上生成的噪声比所衰减的更多的负降噪的情况)的质量足够高的基于反馈的ANR，以及/或者支持在至少反馈抗噪声音的提供中的质量足够高的声音。与此同时，通路300从ADC 310到会合节点270的部分以及通路400从ADC 410到会合节点290的部分全都以更低的数据传输速率(相同的或不同的更低数据传输速率)操作，该更低的数据传输速率仍然还支持在通路300中质量足够高的基于前馈的ANR，以及通过通路300的在前馈抗噪的提供中质量足够高的声音以及/或者通过通路400的穿通音频的质量足够高的声音。

认识到穿通音频功能对更大的延迟和更低的采样率的容忍度可能甚至比基于前馈的ANR功能更高的可能性，在通路400的该部分中所采用的数据传输速率可以进一步低于通路300的该部分的数据传输速率。在一种变体中，为了支持传输速率中的这种差异，会合节点270和会合节点290中之一或者全部二者可以包括采样与保持、缓冲或者其他适当功能，以使会合节点270和会合节点290以不同数据传输速率接收到的数字数据可以组合起来。这可能使得向会合节点270和会合节点290中的每一个提供两个不同的数据传输时钟成为必要。备选地，在另一变体中，为了支持传输速率中的这种差异，滤波器块350和滤波器块450中之一或者全部二者可以包括上采样能力(也许通过包含具有上采样能力的内插滤波器或其他各种滤波器)，以便相应地增大滤波器块350和滤波器块450向会合节点270和会合节点290提供数字数据的数据传输速率，从而匹配于滤波器块250向会合节点270并于随后向会合节点290提供数字数据的数据传输速率。

可能在一些实现中可以支持多个功率模式，在其中响应于从功率源180的功率可用性以及/或者响应于变化的ANR要求而对通路300和通路400的数据传输速率进行动态更改。更具体而言，可以响应于对可从电源180获得的逐渐减少的功率的指示以及/或者响应于处理器件510检测到由数字数据所表示的声音中指示出可以减小由所提供的ANR所衰减的噪声声音的衰减程度和/或频率范围的特性，而减小通路300和通路400中之一或全部二者远达其与通路200的结合点的数据传输速率。在作出在数据传输速率中的这种减小是否有可能的决定中，可使处理器件510对数据传输速率中的这种减小在通过通路200、300和400的声音的质量上以及/或者在所提供的基于反馈的ANR和/或基于前馈的ANR的质量上的影响进行评估。

图4b描绘了可针对其构造和/或编程ANR电路2000的可能的信号处理拓扑2500b。在ANR电路2000采用信号处理拓扑2500b的情况下，ANR电路2000至少具有DAC 910、音频放大器960、ADC210、一对会合节点230和270以及一对滤波器块250和450。ANR电路2000还可以包括会合节点370、滤波器块350、ADC 410和ADC310中的一个或多个。

ADC 210对来自反馈麦克风120的表示反馈麦克风120所检测到的反馈参考声音的模拟信号进行接收和数字化，并将对应的反馈参考数据提供给会合节点230。在一些实现中，ADC 410对从音频源9400、通信麦克风140或者另一来源接收的表示穿通音频的模拟信号进行数字化，并将数字化结果提供给滤波器块450。在其他实现中，音频源9400、通信麦克风140或者另一来源向滤波器块450提供表示穿通音频的数字数据，而无需模数转换。滤波器块450内的一个或多个数字滤波器被用来对表示穿通音频的数字数据进行修改以便导出穿通音频数据的经修改变体，在其中穿通音频可以以其他方式被重新均衡和/或增强。滤波器块450内的一个或多个数字滤波器还发挥分频器(crossover)的功能，其将经修改的穿通音频数据分为较高频率声音和较低频率声音，其中表示较高频率声音的数据被输出到会合节点270，而表示较低频率声音的数据被输出到会合节点230。在各种实现中，滤波器块450中所采用的分频频率可在ANR电路2000的操作期间动态选择，并且可被选择用于有效地禁用分频功能，从而导致表示经修改穿通音频的所有频率的数据被输出到会合节点230或者会合节点270中的任一个。以这种方式，可使经修改穿通音频数据与用于反馈ANR功能的数据在信号处理拓扑2500a内相结合的点成为可选的。

如刚刚讨论的那样，可以在会合节点230处将来自ADC 210的反馈参考数据与用于穿通音频功能的来自滤波器块450的数据(经修改穿通音频的较低频率声音或者全部的经修改穿通音频)相结合。会合节点230将可能的组合数据输出到滤波器块250。滤波器块250内的一个或多个数字滤波器被用来修改来自会合节点230的数据以便导出至少表示反馈抗噪声音并且可能表示经进一步修改的穿通音频声音的数据。滤波器块250将经修改数据提供给会合节点270。会合节点270将来自滤波器块450的可能表示经修改的穿通音频的较高频率声音的数据与来自滤波器块250的经修改数据相结合，并将结果提供给DAC 910以供创建模拟信号。在基于前馈的ANR也得到支持的情况下，滤波器块450对会合节点270的数据提供可以通过会合节点370进行。

在滤波器块450中所采用的分频频率可动态选择的情况下，组成滤波器块450的滤波器的各种特性也可以是可动态配置的。举例而言，组成滤波器块450的数字滤波器的数目和/或类型，以及针对这些数字滤波器中每一个的系数，可以动态地变更。这样的可动态配置性，对于正确地适应在无任何来自滤波器块450的数据与来自ADC 210的反馈参考数据相结合、来自滤波器块450的表示较低频率声音的数据与来自ADC 210的反馈参考数据相结合以及来自滤波器块450的表示所有的经修改穿通音频的数据与来自ADC 210的反馈参考数据相结合之间的变化而言，可被认为是期望的。

在基于前馈的ANR的提供也得到支持的情况下，ADC 310接收来自前馈麦克风130的模拟信号，对其进行数字化，并将与前馈麦克风130所输出的模拟信号对应的前馈参考数据提供给滤波器块350。滤波器块350内的一个或多个数字滤波器被用来修改接收自ADC 310的前馈参考数据以便导出表示前馈抗噪声音的前馈抗噪数据。滤波器块350将前馈抗噪数据提供给会合节点370，有可能在此将前馈抗噪数据与可能由滤波器块450提供的数据(经修改穿通音频的较高频率声音或者所有的经修改穿通音频)相结合。

由DAC 910输出的模拟信号被提供给音频放大器960，以便被放大至足以驱动声学驱动器190从而对反馈抗噪声音、前馈抗噪声音以及穿通音频中的一个或多个进行声输出。

如图4b中所进一步描绘的那样，信号处理拓扑2500b限定其自己的通路200、300和400的变体，与基于反馈的ANR、基于前馈的ANR以及穿通音频关联的数字数据相应地沿着通路200、300和400的变体流动。以不同于信号处理拓扑2500a的通路200的方式，反馈参考数据和反馈抗噪数据在ADC 210、会合节点230和270、滤波器块250以及DAC 910之间的流动限定了信号处理拓扑2500b的基于反馈的ANR通路200。在支持基于前馈的ANR的情况下，以不同于信号处理拓扑2500a的通路300的方式，前馈参考数据和前馈抗噪数据在ADC 310、滤波器块350、会合节点270和370以及DAC 910之间的流动限定了信号处理拓扑2500b的基于前馈的ANR通路300。然而，以非常不同于信号处理拓扑2500a的通路400的方式，信号处理拓扑2500b的滤波器块450的将经修改穿通音频数据分为较高频率声音和较低频率声音的能力导致信号处理拓扑2500b的通路400被部分地分裂。更具体而言，数字数据从ADC 410到滤波器块450的流动在滤波器块450处被分裂。通路400的一个分裂部分在继续通过滤波器块250和会合节点270并且终止于DAC 910之前继续到会合节点230，其在此与通路200相结合。通路400的另一分裂部分在继续通过会合节点270并且终止于DAC 910之前继续到会合节点370(如果存在)，其在此与通路300(如果存在)相结合。

还与信号处理拓扑2500a的通路200、300和400不同的是，信号处理拓扑2500b的通路200、300和400可以用不同的数据传输速率来操作。然而在通路400与通路200和300二者之间的数据传输速率中的差异必须得到解决。在会合节点230、270和/或370中的每一个中可以具有采样与保持、缓冲或者其他功能。备选地和/或附加地，滤波器块350在向会合节点370提供数字数据中可以具有内插或其他上采样能力，并且/或者滤波器块450在向会合节点230和会合节点370(或者如果通路300不存在，则为会合节点270)提供数字数据中可以具有类似的能力。

图4c描绘了可针对其构造和/或编程ANR电路2000的另一可能的信号处理拓扑2500c。在ANR电路2000采用信号处理拓扑2500c的情况下，ANR电路2000至少具有DAC 910、音频放大器960、ADC210、会合节点230、滤波器块250和450、VGA 280、另一会合节点290以及压缩器950。ANR电路2000还可以具有ADC 410、ADC310、滤波器块350、会合节点270以及ADC 955中的一个或多个。信号处理拓扑2500b和2500c在多个方面相类似。然而，在信号处理拓扑2500b与2500c之间的一个重大差异在于：在信号处理拓扑2500c中添加压缩器950用以使得能够响应于压缩器950检测到削波和/或其他不期望音频假象的实际情况或者对削波和/或其他不期望音频假象的即将发生情况的指示，而减小由滤波器块250和滤波器块350二者所输出的数据所表示的声音的振幅。

滤波器块250将其经修改的数据提供给VGA 280，由提供给VGA 280的数据所表示的声音的振幅在此处可以在压缩控制器950的控制下被更改。VGA 280将其数据(经振幅更改或不经振幅更改)输出到会合节点290，该数据可以在此处与可能由滤波器块450输出的数据(也许是经修改穿通音频的较高频率声音，或者也许是全部的经修改穿通音频)相结合。会合节点290转而将其输出数据提供给DAC 910。在基于前馈的ANR的提供也得到支持的情况下，由滤波器块250向VGA 280输出的数据被路由通过会合节点270，该数据可以在此处与滤波器块350所输出的表示前馈抗噪声音的数据相结合，并且该组合数据被提供给VGA 280。

图4d描绘了可针对其构造和/或编程ANR电路2000的又一可能的信号处理拓扑2500d。在ANR电路2000采用信号处理拓扑2500d的情况下，ANR电路2000至少具有DAC 910、压缩控制器950、音频放大器960、ADC 210、会合节点230和290、滤波器块250和450、VGA 280以及其他的VGA 445、455和460。ANR电路2000还可以包括ADC 310和/或410、滤波器块350、会合节点270、ADC 955以及另一VGA 360中的一个或多个。信号处理拓扑2500c和2500d在多个方面相类似。然而，在信号处理拓扑2500c与2500d之间的一个重大差异在于：对引导经修改穿通音频的较高频率声音的提供以使其在信号处理拓扑2500d内两个不同位置中的任一位置或全部两个位置处与其他音频相结合的这一能力的添加。

滤波器块450内的一个或多个数字滤波器被用来修改表示穿通音频的数字数据以便导出穿通音频数据的经修改变体，以及用来发挥将经修改穿通音频数据分为较高频率声音和较低频率声音的分频器功能。表示较低频率声音的数据通过VGA 445输出到会合节点230。表示较高频率声音的数据通过VGA 455输出到会合节点230以及通过VGA 460输出到DAC 910这二者。VGA 445、455和460全都可操作用于控制由滤波器块450输出的数据所表示的较低频率声音和较高频率声音的振幅，以及用于选择性地引导表示较高频率声音的数据的流动。然而，如先前已讨论的那样，可以利用滤波器块450的分频功能来选择性地将全部的经修改穿通音频路由至会合节点230和DAC 910中的一个或另一个。

在基于前馈的ANR的提供也得到支持的情况下，较高频率声音(或者也许是全部的经修改穿通音频)由滤波器块450通过VGA460并向DAC 910的可能的提供可以通过会合节点290。滤波器块350通过VGA 360向会合节点270提供前馈抗噪数据。

图4e描绘了可针对其构造和/或编程ANR电路2000的另一可能的信号处理拓扑2500e。在ANR电路2000采用信号处理拓扑2500e的情况下，ANR电路2000至少具有DAC 910；音频放大器960；ADC210和310；会合节点230、270和370；滤波器块250、350和450；压缩器950；以及一对VGA 240和340。ANR电路2000还可以具有ADC 410和ADC 955中之一或全部二者。信号处理拓扑2500b、2500c和2500e在多个方面相类似。滤波器块250、350和450中的每一个所输出的数据在信号处理拓扑2500e中被结合的方式基本上类似于信号处理拓扑2500b的方式。并且，像信号处理拓扑2500c那样，信号处理拓扑2500e也包括压缩控制器950。然而，在信号处理拓扑2500c与2500e之间的一个重大差异在于：信号处理拓扑2500e中可单独控制的VGA 240和VGA 340对信号处理拓扑2500c中单个VGA280的替换。

会合节点230通过VGA 240向滤波器块250提供有可能与可能由滤波器块450输出的数据(也许是经修改穿通音频的较低频率声音，或者也许是全部的经修改穿通音频)相结合的表示反馈参考声音的数据，并且ADC 310通过VGA 340向滤波器块350提供表示前馈参考声音的数据。滤波器块350所输出的数据在会合节点370处与可能由滤波器块450输出的数据(也许是经修改穿通音频的较高频率声音，或者也许是全部的经修改穿通音频)相结合。会合节点370转而将其数据提供给会合节点270从而与滤波器块250所输出的数据相结合。会合节点270转而将其组合数据提供给DAC 910。

压缩控制器950对VGA 240和VGA 340的增益进行控制，以使得能够响应于压缩控制器950所检测到的削波和/或其他不期望音频假象的实际情况或者削波和/或其他不期望音频假象的即将发生情况的指示，而减小相应地由会合节点230和ADC 310输出的数据所表示的声音的振幅。VGA 240和VGA 340的增益可以以协调的方式被加以控制，或者可以彼此完全独立地被加以控制。

图4f描绘了可针对其构造和/或编程ANR电路2000的另一可能的信号处理拓扑2500f。在ANR电路2000采用信号处理拓扑2500f的情况下，ANR电路2000至少具有DAC 910；音频放大器960；ADC210和310；会合节点230、270和370；滤波器块250、350和450；压缩器950；以及VGA 125和135。ANR电路2000还可以具有ADC410和ADC 955中之一或全部二者。信号处理拓扑2500e和2500f在多个方面相类似。然而，在信号处理拓扑2500e与2500f之间的一个重大差异在于：信号处理拓扑2500f中的VGA 125和VGA 135对信号处理拓扑2500e中的一对VGA 240和340的替换。

VGA 125和VGA 135相应地定位在通往ADC 210和ADC 310的模拟输入处，并且与信号处理拓扑2500e的VGA 240和VGA 340不同，VGA 125和VGA 135是模拟VGA。这使得压缩控制器950能够通过减小表示反馈参考声音和前馈参考声音的模拟信号中之一或全部二者的振幅而响应于在对声学驱动器190的驱动中削波和/或其他音频假象的实际发生以及/或者对削波和/或其他音频假象的即将发生情况的指示。这在被提供给ADC 210和310的模拟信号的振幅过大从而使得可能更容易在对声学驱动器190进行驱动的点导致发生削波的情况下可被认为是期望的。对减小这些模拟信号(也许还包括在别处所描绘的经由VGA 145提供给ADC 410的模拟信号)的振幅这一能力的提供，对于在这些模拟信号之间平衡振幅，以及/或者对于将ADC 210、310和410中的一个或多个所产生的数字数据的数值限制在较小幅度以便降低存储和/或传输带宽要求而言，可被认为是期望的。

图4g描绘了可针对其编程或者以其他方式构造ANR电路2000的又一可能的信号处理拓扑2500g。在ANR电路2000采用信号处理拓扑2500g的情况下，ANR电路2000至少具有压缩控制器950、DAC 910、音频放大器960、ADC 210和310、一对VGA 220和230、会合节点230和270、滤波器块250和350、另一对VGA 355和360以及VGA 280。ANR电路2000还可以包括ADC 410、滤波器块450、又一VGA 460、会合节点290以及ADC 955中的一个或多个。

ADC 210接收来自反馈麦克风120的模拟信号，并且在向VGA220提供对应的反馈参考数据之前对该模拟信号进行数字化。VGA220将反馈参考数据(可能在对其振幅进行修改之后)输出到会合节点230。类似地，ADC 310接收来自前馈麦克风130的模拟信号，并且在向VGA 320提供对应的前馈参考数据之前对该模拟信号进行数字化。VGA 320将前馈参考数据(可能在对其振幅进行修改之后)输出到滤波器块350。滤波器块350内的一个或多个数字滤波器被用来修改前馈参考数据以便导出表示前馈抗噪声音的前馈抗噪数据，并且滤波器块350将前馈抗噪数据提供给VGA 355和VGA 360二者。在各种实现中，VGA 355和VGA 360的增益可以动态地选择，并且可以像三路开关那样以协调的方式进行操作，以便使前馈抗噪数据能够被选择性地提供给会合节点230和会合节点270中的任一个。因而，在信号处理拓扑2500g内前馈抗噪数据与涉及反馈ANR的数据相结合之处成为可选择的。

因此，根据针对VGA 355和VGA 360所选择的增益，来自滤波器块350的前馈抗噪数据可以在会合节点230处与来自ADC 210的反馈参考数据相结合，或者可以在会合节点270处与滤波器块250从反馈参考数据导出的反馈抗噪数据相结合。如果前馈抗噪数据与反馈参考数据在会合节点230处相结合，则滤波器块250导出表示反馈抗噪声音与经进一步修改的前馈抗噪声音的组合的数据，并且该数据通过会合节点270被提供给VGA 280，其中在会合节点270处不发生数据的结合。备选地，如果前馈抗噪数据与反馈抗噪数据在会合节点270处相结合，则反馈抗噪数据将会由滤波器块250从通过不发生数据结合的会合节点230接收的反馈参考数据中导出，并且从会合节点270处的结合中产生的数据被提供给VGA 280。VGA 280将经振幅修改或不经振幅修改的任何形式的接收自会合节点270的组合数据提供给DAC 910以供创建模拟信号。在穿通音频的提供也得到支持的情况下，VGA 280对该组合数据的这种提供可以通过会合节点290。

在支持对穿通音频的提供的情况下，音频源9400可以提供表示要向用户声输出的穿通音频的模拟信号，而ADC 410对该模拟信号进行数字化并向滤波器块450提供对应于该模拟信号的穿通音频数据。备选地，在音频源9400提供表示穿通音频的数字数据的情况下，此类数字数据可以直接提供给滤波器块450。滤波器块450内的一个或多个数字滤波器可被用来修改表示穿通音频的数字数据以便导出可被重新均衡以及/或者以其他方式增强的穿通音频数据的经修改的变体。滤波器块450将经修改穿通音频数据提供给VGA 460，并且VGA 460在对经修改穿通音频数据所表示的穿通音频声音的振幅进行更改或者不进行更改的情况下，通过会合节点290将经修改穿通音频数据提供给DAC 910。

压缩控制器950对VGA 280的增益进行控制，从而使得能够响应于削波和/或其他音频假象的实际发生以及/或者对削波和/或其他音频假象的即将发生情况的指示，而在压缩控制器950的控制下减小VGA 280所接收到的反馈抗噪声音与前馈抗噪声音的任何组合形式的振幅。

图5a到图5e描绘了可以在对ANR电路2000所采用的信号处理拓扑(比如信号处理拓扑2500a-2500g)内的一个或多个滤波器块(比如滤波器块250、350和450)的创建中采用的一些可能的滤波器拓扑。应当注意，将众多数字滤波器定名为“滤波器块”是一种随意构想，其旨在简化先前对信号处理拓扑的介绍。事实上，在沿任何信号处理拓扑的任何通路(比如通路200、300和400)的任何点上对一个或多个数字滤波器的选择和定位可以以相同于对VGA和会合节点的选择和定位的方式来完成。因此，完全有可能以在其中将各种数字滤波器散置于VGA和/或会合节点之间从而不创建出任何可辨识的滤波器块的方式，沿针对数据移动的通路对各种数字滤波器进行定位。或者，如将要演示说明的那样，完全有可能使滤波器块包括会合节点或者其他组件，作为在其中滤波器块的滤波器被耦合作为滤波器块的滤波器块拓扑的一部分的方式的一部分。

然而，如先前所讨论，可以以各种方式将多个较低级数字滤波器组合起来以执行一个或多个较高级数字滤波器的等效功能。因此，尽管对明显的滤波器块的创建在对具有多个数字滤波器的通路的限定中并非必要，但这在多种情况中可能是期望的。此外，滤波器块在沿某一通路的单个点上的创建可以更加容易地实现在该通路中执行的滤波的特性中的更改。举例而言，可对没有任何其他组件穿插于其间的相连的多个较低级数字滤波器进行动态配置，以通过简单地改变它们的系数以及/或者改变它们互连的方式使其协作执行各种较高级滤波器功能中的任一种。并且，在一些实现中，数字滤波器的此类封闭连接可以通过对限定某一通路的互连作出最少改变而减轻对该通路进行动态配置以添加或移除数字滤波器的任务。

应当注意，图5a到图5e中的每一个中所描绘的对滤波器的类型、滤波器的数目、滤波器的互连以及滤波器块拓扑的选择旨在充当用以辅助理解的示例，而不应被视为对本文所描述各项的范围或本文所要求保护各项的范围作出限制。

图5a描绘了可能的滤波器块拓扑3500a，ANR电路2000可以针对其进行构造和/或编程以便限定滤波器块，比如滤波器块250、350和450中之一。滤波器块拓扑3500a由具有在其输入处的下采样滤波器652；双二阶滤波器654、655和656；以及在其输出处的FIR滤波器658的数字滤波器串行链所组成。

如图5a中更加明确地描绘，在一些实现中，ANR电路2000采用内部架构2200a从而使得ANR电路2000包括滤波器组550，该滤波器组550包括众多下采样滤波器552、双二阶滤波器554和FIR滤波器558。每个下采样滤波器552、双二阶滤波器554和FIR滤波器558中的一个或多个可以经由开关阵列540以包括限定滤波器块拓扑3500a的方式在内的若干种方式中的任何方式进行互连。更具体而言，下采样滤波器652是下采样滤波器552中之一；双二阶滤波器654、655和656各自是双二阶滤波器554中之一；并且FIR滤波器658是FIR滤波器558中之一。

备选地，并且亦如在图5a中更明确地描绘，在其他实现中，ANR电路2000采用内部架构2200b从而使得ANR电路2000包括存储器520，在其中存储有下采样滤波器例程553、双二阶滤波器例程555和FIR滤波器例程559。不同数量的下采样滤波器、双二阶滤波器和/或FIR滤波器可以在存储器520的可用存储位置内用在其间限定的包括限定滤波器块拓扑3500a的大量滤波器和互连在内的各种互连中的任何互连来实例化。更具体而言，下采样滤波器652是下采样滤波器例程553的实例；双二阶滤波器654、655和656各自是双二阶滤波器例程555的实例；并且FIR滤波器658是FIR滤波器例程559的实例。

如先前所讨论，通过沿信号处理拓扑中表示声音的数字数据的不同通路采用不同的数据传输速率可以实现功率节省和/或其他益处。为了支持在不同数据传输速率之间进行转换，其中包括正以一种数据传输速率进行操作的一个通路耦合至正以另一数据传输速率进行操作的另一通路的情况，可以向滤波器块内不同的数字滤波器提供不同的数据传输时钟，并且/或者滤波器块内的一个或多个数字滤波器可被提供有多个数据传输时钟。

举例而言，图5a描绘了不同数据传输速率的可能的组合，其可被采用在滤波器块拓扑3500a内用以支持以一种数据传输速率接收数字数据、以另一数据传输速率在这些数字滤波器之间传输数字数据、以及以又一数据传输速率输出数字数据。更具体而言，下采样滤波器652以数据传输速率672接收表示声音的数字数据，并且至少将该数字数据下采样成更低的数据传输速率675。更低的数据传输速率675被采用在数字数据在下采样滤波器652、双二阶滤波器654-656以及FIR滤波器658之间的传输之中。FIR滤波器65在其所接收的数字数据被滤波器块拓扑3500a中的数字滤波器所属于的滤波器块输出时，至少将该数字数据从更低的数据传输速率675上采样成更高的数据传输速率678。在滤波器块内对不止一种数据传输速率的使用的许多其他可能的例子以及对在滤波器块内采用多种数据传输时钟的可能的相应需求对于本领域中技术人员将会是显然的。

图5b描绘了可能的滤波器块拓扑3500b，其基本上类似于滤波器块拓扑3500a，但是在其中已用内插滤波器657替代了滤波器块拓扑3500a的FIR滤波器658。在采用内部架构2200a的情况下，这种从滤波器块拓扑3500a到滤波器块拓扑3500b的改变需要至少更改开关阵列540的配置以便用内插滤波器556中之一来调换FIR滤波器558中之一。在采用内部架构2200b的情况下，这种改变需要至少用对内插滤波器例程557的实例化来替换提供FIR滤波器658的对FIR滤波器例程559的实例化，以便提供内插滤波器657

图5c描绘了可能的滤波器块拓扑3500c，其由与滤波器块拓扑3500b相同的数字滤波器组成，但是在其中这些数字滤波器之间的互连已被重新配置成分支拓扑以便提供两个输出，而滤波器块拓扑3500b仅具有一个输出。在采用内部架构2200a的情况下，从滤波器块拓扑3500b到滤波器块拓扑3500c的这种改变需要至少对开关阵列540的配置作出更改以将通往双二阶滤波器656的输入与双二阶滤波器655的输出断开，并且替代地将该输入连接到下采样滤波器652的输出。在采用内部架构2200b的情况下，这样的更改需要至少更改提供双二阶滤波器656的对双二阶滤波器例程555的实例化，以从提供下采样滤波器652的对下采样滤波器例程553的实例化中得到其输入。滤波器块拓扑3500c可以被采用在期望滤波器块能够提供这样的两个输出的情况中：在其中，以不同方式对输入处所提供的表示音频的数据作出更改以创建该数据的两个不同的经修改版本，比如在信号处理拓扑2500b-2500f中的每一个中的滤波器块450的情况中那样。

图5d描绘了另一可能的滤波器块拓扑3500d，其基本上类似于滤波器块拓扑3500a，但是在其中已经移除了双二阶滤波器655和656以便将数字滤波器链从滤波器块拓扑3500a中的数量为五缩短到数量为三。

图5e描绘了又一可能的滤波器块拓扑3500e，其由与滤波器块拓扑3500b相同的数字滤波器组成，但是在其中在这些数字滤波器之间的互连已被重新配置以便将双二阶滤波器654、655和656置于并联布置之中，而这些相同的滤波器在滤波器块拓扑3500b中处于串行链配置之中。如图所绘，下采样滤波器652的输出耦合到所有三个双二阶滤波器654、655和656的输入，并且所有这三个双二阶滤波器的输出都通过附加合并的会合节点659耦合到内插滤波器657的输入。

综上所述，图5a至图5e描绘了在其中可对滤波器块的给定滤波器块拓扑进行动态配置以便允许在滤波器块的操作期间对数字滤波器的滤波器类型、滤波器数量和/或互连作出更改的方式。然而，如本领域中技术人员将很容易意识到那样，在数字滤波器的类型、数量和互连中的这种改变很可能要求在滤波器系数和/或其他设置中作出相应改变，以实现力图以这样的改变来实现的较高级滤波器功能。如将会更详细讨论的那样，为了避免或者至少减轻由在个人ANR设备的操作期间作出这种改变而引起的可听失真或其他不期望音频假象的产生，理想地对互连、组件(包括数字滤波器)的数量、组件类型、滤波器系数以及/或者VGA增益值中的此类改变进行缓冲，以便使得此类改变能够以在时间上与一种或多种数据传输速率相协调的方式作出。

内部架构2200a和内部架构2200b二者的可动态配置性，如在整个对可动态配置信号处理拓扑以及可动态配置滤波器块拓扑的前文讨论中所示例说明的，支持以多种途径来节省功率以及减少由于麦克风自身噪声的引入、量化误差以及来自个人ANR设备1000中所采用的组件的其他影响而导致的可听假象。实际上，在实现这两个目标之间可能存在协同效益，这是因为为了降低由个人ANR设备1000的组件所生成的可听假象而采取的至少一些措施还可以导致功耗的降低。鉴于个人ANR设备1000优选地从提供电力的能力很可能比较有限的电池或其他便携式电力源进行供电，功耗的降低可能相当重要。

在内部架构2200a和内部架构2200b中的任一个中，可以通过执行ANR例程525的指令序列而使处理器件510对来自功率源180的功率的可用性进行监控。备选地和/或附加地，可以使处理器件510对一个或多个声音(例如，反馈参考和/或抗噪声音、前馈参考和/或抗噪声音以及/或者穿通音频声音)的特性进行监控，并且响应于所观察到的特性而更改所提供的ANR的程度。如熟悉ANR的人员将很容易意识到那样，通常情况下，提供程度增大的ANR往往要求对更为复杂的传输功能的实现，这往往要求实施数目更多的滤波器和/或更为复杂的滤波器类型，而这转而往往导致更大的功耗。类似地，程度较小的ANR往往要求对更为简单的传输功能的实现，这往往要求更少的和/或更简单的滤波器，这转而往往导致更小的功耗。

此外，有可能出现诸如具有相对较低环境噪声水平或者具有发生在相对较窄频率范围内的环境噪声声音的环境之类的情况，在其中提供较大程度的ANR实际上可能导致在对ANR的提供中所使用的组件生成比被衰减的环境噪声声音更大的噪声声音。另外，并且如基于反馈的ANR领域中技术人员将会熟悉的那样，在某些情况下，提供可观程度的基于反馈的ANR可能由于产生不期望的可听反馈噪声而导致不稳定性。

响应于逐渐减少的电力可用性或者对需要(或者有可能更期望)程度较小的ANR的指示，处理器件510可以禁用一个或多个功能(包括基于反馈的ANR和基于前馈的ANR中之一或者全部二者)，降低一个或多个通路的数据传输速率，禁用通路内的分支，降低滤波器块内的数字滤波器之间的数据传输速率，用消耗更少功率的数字滤波器来替换消耗更多功率的数字滤波器，减小在提供ANR中所采用的传输功能的复杂度，减少滤波器块内的数字滤波器的总数，以及/或者通过减小VGA增益设置和/或更改滤波器系数而减小一个或多个声音所经受的增益。然而，在采取这些或其他类似行动中的一个或多个行动中，还可以由ANR例程525致使处理器件510估算在ANR的提供中对降低功耗和避免提供程度过大的ANR的目标中之一或全部二者与维持提供给个人ANR设备1000的用户的预定期望水平的声音质量和ANR质量的目标中之一或全部二者作出平衡的减小程度。可以将最低数据传输速率、最大信噪比或者其他度量用作ANR和/或声音的预定质量水平。

作为一个示例，并且向回参考在其中明确描绘了通路200、300和400的图4a的信号处理拓扑2500a，所提供的ANR的程度以及/或者功耗的减小可以通过关闭基于反馈的ANR功能、基于前馈的ANR功能以及穿通音频功能中的一个或多个功能来实现。这将会导致沿通路200、300和400的至少一些组件被操作进入低功率状态，在其中这些组件内涉及数字数据的操作将会停止；或者基本上与功率源180断开。如先前关于图4a所讨论，功耗和/或所提供的ANR的程度中的减小还可以通过降低通路200、300和400中一个或多个通路的至少一些部分的数据传输速率来实现。

作为另一示例，并且向回参考在其中也明确描绘了通路200、300和400的图4b的信号处理拓扑2500b，在功耗和/或传输功能复杂度中的减小可以通过关闭经过通路400的分裂分支中之一的数据流动来实现。更具体而言，并且如先前关于图4b所讨论，由滤波器块450内的数字滤波器用于将经修改穿通音频分离成较高频率声音和较低频率声音的分频频率可被选择用以致使全部的经修改穿通音频被导向通路400的分支中的仅一个分支。这将会导致经修改穿通音频数据经过会合节点230和370中的一个或另一个的传输中断，从而通过允许禁用这些会合节点中的一个或另一个的组合功能或者至少使其不被采用而使功耗以及/或者噪声声音从组件的引入的减小成为可能。类似地，并且向回参考图4d的信号处理拓扑2500d(尽管缺少对其通路的明确标记)，滤波器块450所采用的分频频率或者VGA 445、455和460的增益设置可被选择用于沿着这些VGA中的每一个所通往的三个可能的通路分支中的单独一个对全部的经修改穿通音频数据进行导引。因此，通过允许禁用会和节点230和290中的一个或另一个的组合功能或者至少使其不被采用，将会使功耗和/或噪声的引入的减小成为可能。另外，经修改穿通音频数据所不经过其传输的VGA 445、455和460中的一个或多个VGA可被禁用。

作为又一示例，并且向回参考在其中明确描绘了三种数据传输速率672、675和678的分配的图5a的滤波器块拓扑3500a，所提供的ANR的程度和/或功耗的减小可以通过降低这些数据传输速率中的一个或多个来实现。更具体而言，在采用滤波器块拓扑3500a的滤波器块内，数字数据在数字滤波器652、654-656以及658之间传输的数据传输速率675可被减小。数据传输速率中的这种改变可能还伴随着以更好地针对较低带宽计算优化的相同类型的数字滤波器的变体来调换一个或多个数字滤波器。如数字信号处理领域中技术人员将会熟悉的那样，在数字处理中保持期望预定水平的声音质量和/或ANR质量所需的计算精确程度随采样率的改变而改变。因此，随着数据传输速率675被减小，可以将可能已被优化用于在原始数据传输速率上保持期望水平的声音质量和/或期望水平的ANR质量的双二阶滤波器654-656中的一个或多个，替换成被优化用于以同时还使功耗减小的降低的计算精确度在新的较低数据传输速率上保持基本上相同的声音和/或ANR质量的双二阶滤波器的其他变体。这可能需要提供采用不同比特宽度的系数值并且/或者包括不同数量的抽头的一个或多个不同类型的数字滤波器的不同变体。

作为其他示例，并且相应地向回参考图5c和图5d的滤波器块拓扑3500c和3500d，并且参考滤波器块拓扑3500a，所提供的ANR的程度和/或功耗的减小可以通过减少滤波器块中所采用的数字滤波器的总数来实现。更具体而言，可以将滤波器块拓扑3500a的串行链中总数为五个的数字滤波器减少为滤波器块拓扑3500d的较短串行链中总数为三个的数字滤波器。如本领域中技术人员将很容易意识到，在数字滤波器的总数中的此类改变将很可能需要伴随在提供给剩余的数字滤波器中的一个或多个的系数中的改变，这是因为原始的五个数字滤波器所执行的一个或多个传输功能将很可能必须由能够用剩余的三个数字滤波器执行的一个或多个传输功能来更改或替代。并且更具体而言，在滤波器块拓扑3500c的分支拓扑中总数为五个的数字滤波器可以通过移除或者解激活分支中之一的滤波器(例如，提供两个输出中之一的一个分支的双二阶滤波器656和内插滤波器657)而被减少成总数为三个的滤波器。这可以与选择针对提供分频功能的滤波器块的分频频率以将数字数据所表示的声音的所有频率导向两个输出中的仅一个输出相配合，以及/或者与操作滤波器块之外的一个或多个VGA从而消除或者停止数字数据经信号处理拓扑的分支的传输相配合地完成。

数据传输速率的减小可以在内部架构2200a和2200b中的任一个中以各种方式实现。举例而言，在内部架构2200a中，可以通过开关阵列540将时钟组570所提供的各个数据传输时钟导向滤波器块拓扑和/或信号处理拓扑的不同数字滤波器、VGA和会合节点，以使得由这些组件中的一个或多个组件对多种数据传输速率的使用和/或在不同数据传输速率之间的转换成为可能。举例而言，在内部架构2200b中，可以使处理器件510以不同的时长间隔来执行对信号处理拓扑和/或滤波器块拓扑的数字滤波器、VGA和会合节点的各种实例化的指令序列。因此，针对给定组件的一种实例化的指令序列，比在其中支持较低数据传输速率的针对同一组件的另一实例化的指令序列，被以更频繁的间隔执行，以便支持更高的数据传输速率。

作为另一示例，并且向回参考任一先前描绘的信号处理拓扑和/或滤波器块拓扑，所提供的ANR的程度以及/或者功耗的减小可以通过减小对与ANR的提供相关联的一个或多个声音(例如，反馈参考和/或抗噪声音，或者前馈参考和/或抗噪声音)的增益来实现。在VGA被包括到基于反馈的ANR通路和基于前馈的ANR通路中至少之一的情况下，可以减小该VGA的增益设置。备选地和/或附加地，并且根据给定的数字滤波器所实现的传输功能，可对该数字滤波器的一个或多个系数作出更改，以便减小给予由该数字滤波器所输出的数字数据所表示的任何声音的增益。如本领域中技术人员将会熟悉的那样，减小通路中的增益可以减小组件所生成的噪声声音的可察觉性。在环境噪声声音方面相对很小的情况中，由组件生成的噪声声音可能变得更为占优势，并且因此，降低组件所生成的噪声声音可能变得比生成用于对环境噪声声音方面可能存在的仅有的一点噪声进行衰减的抗噪声音更加重要。在一些实现中，响应于相对较低环境噪声声音水平而在增益中的这种减小可以使得对较低成本麦克风的使用成为可能。

在一些实现中，在沿基于反馈的ANR通路的某一点上执行这种增益中的减小可被证明比沿基于前馈的ANR通路更为有用，这是因为环境噪声声音倾向于在尚未到达反馈麦克风之前120即被个人ANR设备所提供的PNR更多地衰减。作为反馈麦克风120常常比前馈麦克风130被提供以环境噪声声音的更弱变体的结果，基于反馈的ANR功能可能更易受到在其中有时在环境噪声声音方面很小时由组件所引入的噪声声音变得比环境噪声声音更为占优势的情况的影响。可以向基于反馈的ANR通路中并入VGA，用于通过通常采用取值为1的增益值并继而响应于处理器件510和/或处于ANR电路2000之外并与ANR电路2000耦合的另一处理器件对于环境噪声水平足够低以至于由基于反馈的ANR通路中的组件所生成的噪声声音很可能显著到足以使这种增益减小比产生反馈抗噪声音更为有利的确定而将增益值减小至1/2或者减小至某一其他预选的较低值，来执行这一功能。

作为确定是否要在ANR设置中作出改变的一部分，对环境噪声声音的特性的监控可能需要若干种用于测量环境噪声声音的强度、频率和/或其他特性的途径中的任一种。在一些实现中，可以在预选频率范围内对反馈麦克风120和/或前馈麦克风130所检测到的环境噪声声音采取无加权的简单声压级(SPL)或其他信号能量测量。备选地，SPL或其他信号能量测量的预选频率范围内的频率可以服从于被开发用以反映平均人耳对不同可听频率的相对敏感度的广为人知并广泛使用的“A加权(A-weighted)”频率加权曲线。

图6a至图6c描绘了三重缓冲的各方面以及可能的实现，该三重缓冲用于同时支持同步ANR设置改变，以及用于支持对于约束条件的发生以及/或者对于可能发生的指示的故障安全响应，这些约束条件包括但不限于：声输出声音的削波和/或过高振幅、声音在与故障关联的特定频率范围内的产生、至少基于反馈的ANR的不稳定性或者其他可能生成不期望或不舒服的声输出的条件。三重缓冲的这些变体中的每一个都具有至少三个缓冲器620a、620b和620c。在三重缓冲的每个所描绘的变体中，两个缓冲器620a和620b在ANR电路2000的正常操作期间被交替采用，以便同步地更新“正在进行中”的期望的ANR设置，这些设置包括但不限于：拓扑互连、数据时钟设置、数据宽度设置、VGA增益设置以及滤波器系数设置。并且，在三重缓冲的每个所描绘的变体中，第三缓冲器620c保持被称为“保守”或“故障安全”设置的一组ANR设置，响应于检测到约束条件，可以凭借这组ANR设置来将ANR电路2000带回到稳定操作并且/或者带回到安全的声输出水平。

如针对音频信号的数字信号处理控制领域中的技术人员将会熟悉的那样，往往有必要对各种音频处理设置的更新进行协调以使其在对音频数据片段的处理之间的间隔期间发生，并且往往有必要使得对这些设置中至少一些设置的更新在相同间隔期间作出。不这样做的话，可能导致对滤波器系数的不完整编程、对传输功能的不完整的或异常的定义、以及可能导致产生并最终声输出不期望声音的其他不匹配的配置问题，这些不期望声音包括但不限于：可能使聆听者惊愕或害怕的突然爆发或激增的噪声，令人不悦并且可能伤害聆听者的在音量中的突然增大，或者也可能有害的在对基于反馈的ANR设置进行更新的情况下啸鸣的反馈声音。

在一些实现中，图6a-图6c中任一个的缓冲器620a-620c是以硬件实现的专用寄存器，其内容能够被定时到VGA、数字滤波器、会合节点、时钟组570(如果存在)的时钟、开关阵列540(如果存在)、DMA器件541(如果存在)和/或其他组件内的寄存器中。在其他实现中，图6a-图6c的缓冲器620a-620c是存储器520内的指定位置，其内容能够被处理器件510检索并且由处理器件510写入到存储器520内与VGA、数字滤波器以及会合节点的实例化相关联的其他位置中，以及/或者由处理器件510写入到时钟组570(如果存在)的时钟、开关阵列540(如果存在)、DMA设备541(如果存在)和/或其他组件内的寄存器中。

图6a描绘了包括增益值在内的VGA设置的三重缓冲，其采用各自存储不同的VGA设置626的缓冲器620a-620c的变体。对VGA增益值的这种三重缓冲的使用的一个示例可以是：压缩控制器950响应于在声学驱动器190的声输出中检测到削波和/或其他可听假象的发生以及/或者对削波和/或其他可听假象即将发生的指示，对一个或多个VGA进行操作以减小数字数据所表示的声音的振幅。在一些实现中，压缩控制器950将新的VGA设置存储到缓冲器620a和620b中选定的一个中。在随后与数字数据片段经过VGA中的一个或多个的流动相同步的时间，存储在缓冲器620a和620b中选定的一个中的设置被提供给这些VGA，从而避免了可听假象的生成。如本领域中技术人员将很容易意识到那样，压缩控制器950可以在一段时间中反复地对VGA的增益设置进行更新以便将一个或多个声音的振幅“缓降”到期望的振幅水平，而不是立即将振幅减小到该期望水平。在这样的情况下，压缩控制器950将会在向缓冲器620a存储经更新的增益设置与向缓冲器620b存储经更新的增益设置之间交替更迭，从而使得缓冲器620a和620b中的每一个被压缩控制器950写入的时间和缓冲器中的每一个向VGA提供它们所存储的VGA设置的时间能够被解耦。然而，一组更保守地选择的VGA设置被存储在缓冲器620c中，并且这些故障安全设置可以响应于检测到约束条件而提供给VGA。这种对缓冲器620c中所存储的VGA设置的提供凌驾于对缓冲器620a和620b中的任一个中所存储的任何VGA设置的提供之上。

图6b描绘了包括滤波器系数在内的滤波器系数的三重缓冲，其采用各自存储不同的滤波器设置625的缓冲器620a-620c的变体。对滤波器系数的这种三重缓冲的使用的一个示例可以是：对在个人ANR设备1000所提供的基于反馈的ANR中减小的噪声声音的频率范围和/或衰减程度进行调节。在一些实现中，由ANR例程525致使处理器件510将新的滤波器系数存储到缓冲器620a和620b中选定的一个中。在随后与数字数据片段经过数字滤波器中的一个或多个的流动相同步的时间，存储在缓冲器620a和620b中选定的一个之中的设置被提供给这些数字滤波器，从而避免了可听假象的生成。对滤波器系数的这种三重缓冲的使用的另一示例可以是：对一些上述信号处理拓扑中的滤波器块450内的数字滤波器所采用的分频频率进行调节，以将经修改的穿通音频的声音分成较低频率声音和较高频率声音。在至少与关联于穿通音频的数字数据片段经过滤波器块450的数字滤波器的流动相同步的时间，存储在缓冲器620a和620b中的一个或另一个中的滤波器设置被提供给至少一些数字滤波器。

图6c描绘了时钟、VGA、滤波器和拓扑设置中的全部或者可选子集的三重缓冲，其采用各自存储不同的拓扑设置622、滤波器设置625、VGA设置626和时钟设置627的缓冲器620a-620c的变体。对所有这些设置的三重缓冲的使用的一个示例可以是：响应于个人ANR设备1000的用户对控件进行用以激活“通话”功能的操作而从一种信号处理拓扑改变成另一信号处理拓扑，在其中对个人ANR设备1000所提供的ANR作出更改以使用户能够更容易地听到另一个人的语音而无需移除个人ANR设备1000或者完全关闭ANR功能。可以使处理器件510将指定在其中让语音声音能够更容易地从前馈麦克风130传递到声学驱动器190的新的信号处理拓扑所需的设置，以及新的信号处理拓扑的VGA、数字滤波器、数据时钟和/或其他组件的各种设置，存储在缓冲器620a和620b中的一个或另一个内。继而，在与至少一些表示声音的数字数据片段经过至少一个组件(例如，ADC、VGA、数字滤波器、会合节点或者DAC)的流动相同步的时间，这些设置(通过被提供给开关阵列540——如果其存在)被用于创建针对新的信号处理拓扑的互连，并且被提供给要在新的信号处理拓扑中使用的组件。

然而，图6c中所描绘的三重缓冲的一些变体还可以包括掩码640，从而提供确定在缓冲器620a和620b中任一个将其所存储的内容提供给一个或多个组件时有哪些设置被实际更新的能力。在一些实施方式中，将掩码内的比特位置选择性地设置成1或者0，以便选择性地使与每个比特位置对应的不同设置的内容能够在缓冲器620a和620b中的一个或另一个的内容要向一个或多个组件提供经更新的设置时被提供给该组件。掩码640的粒度可以是这样的：即，使每个个别设置可被选择性地启用以供进行更新，或者可以是这样的：即，使所有的每个拓扑设置622、滤波器设置625、VGA设置626以及时钟设置627能够被选择以供相应地通过拓扑设置掩码642、滤波器设置掩码645、VGA设置掩码646以及时钟设置掩码647进行更新。

图7a和图7b各自相应地描绘了对ANR电路2000的内部架构2200a和2200b的若干个可能的补充。因此应当注意，为了讨论的简单性起见，仅描绘了内部架构2200a和2200b与这些可能的补充相关联的部分。这些可能的补充中的一些补充依赖于对接口530的使用，从而经由至少一个总线535将ANR电路2000耦合到其他器件。这些可能的补充中的其他补充依赖于对接口530的使用，以便从至少一个可手动操作控件接收信号。

更具体而言，在可能为了从外部存储器件(例如，存储器件170)检索ANR设置527的至少一些内容而执行加载例程522的指令序列的过程中，可使处理器件510对ANR电路2000进行配置，以替代地接受来自外部处理器件9100的这些内容。并且，为了在提供基于反馈的ANR和/或基于前馈的ANR功能中更好地支持对自适应算法的使用，外部处理器件9100可以耦合到ANR电路2000用以通过对关于反馈参考声音、前馈参考声音和/或穿通音频的统计信息的分析来增强ANR电路2000的功能性，其中侧链信息从内建到ADC210、ADC 310和ADC 410中的一个或多个内或者与其相连的下采样滤波器和/或其他滤波器提供。此外，为了支持在两个ANR电路2000之间的协作以便实现一种形式的双耳基于前馈ANR，ANR电路2000中的每一个可以向另一个传输前馈参考数据的副本。此外，ANR电路2000和/或外部处理器件9100中的一个或多个可以针对可手动操作通话控件9300正被用户手动操作以便利用通话功能的情况而对其进行监控。

ANR电路2000可以接受来自直接地、通过另一ANR电路2000(如果存在)或者通过外部处理器件9100(如果存在)耦合到ANR电路2000的通话控件9300的输入。在个人ANR设备1000具有两个ANR电路2000的情况下，通话控件9300可以直接地耦合到每一个ANR电路2000的接口530，或者可以耦合到与全部两个ANR电路2000耦合的单个外部处理器件9100(如果存在)，或者可以耦合到一对外部处理器件9100(如果存在)，其中处理器件9100中的每一个单独地耦合到每个ANR电路2000中单独的一个。

不论通话控件9300耦合到其他一个或多个组件的确切方式如何，在检测到通话控件9300已被手动操作后，至少对基于前馈的ANR的提供作出更改，从而使得由前馈麦克风130所检测到的人类语音频带中的声音的衰减得到减小。以这种方式，由前馈麦克风130所检测到的人类语音频带中的声音实际上至少通过针对与基于前馈的ANR关联的数字数据的通路被传送用以由声学驱动器190进行声输出，而前馈麦克风130所检测到的其他声音则通过基于前馈的ANR而继续被衰减。以这种方式，个人ANR设备1000的用户在还能够听到正在近旁讲话的人的语音的同时，仍然能够具有至少一定程度的基于前馈的ANR以对抗环境噪声声音的益处。

如本领域的技术人员所熟悉的，在被普遍接受为限定人类语音频带的频率范围中存在一些差异，从宽达300Hz至4KHz的范围到窄至1KHz至3KHz的范围。在一些实现中，使处理器件510和/或外部处理器件9100(如果存在)通过至少更改针对用于基于前馈的ANR的通路中的滤波器的ANR设置来响应于用户操作通话控件9300，以便缩小经基于前馈的ANR衰减的环境噪声声音的频率范围，从而使得基于前馈的ANR功能基本上限制在对被选择用于限定个人ANR设备1000的人类语音频带的任何频率范围以下的频率进行衰减。备选地，针对至少这些滤波器的ANR设置被更改以便在基于前馈的ANR所衰减的环境噪声声音的频率范围之中创建针对一种类型的人类语音频带的“缺口”，从而使得基于前馈的ANR对发生在该人类语音频带以下和该人类语音频带以上的频率中的环境噪声声音的衰减显著大于前馈麦克风130所检测到的处于人类语音频带内的声音。无论哪种方式，至少一个或多个滤波器系数被更改以便减小对人类语音频带中的声音的衰减。此外，可以更改在用于基于前馈的ANR的通路中所采用的滤波器的数量和/或类型，并且/或者可以更改用于基于前馈的ANR的通路本身。

尽管没有具体描绘，但是用于提供一种形式的更加适合于使用模拟滤波器的通话功能的备选途径将会是：实现一对并行的模拟滤波器组，其各自能够支持提供基于前馈的ANR功能；以及提供一种形式的可手动操作通话控件，其致使表示基于前馈的ANR的一个或多个模拟信号被路由到并行的模拟滤波器组中的一个或另一个，以及/或者从并行的模拟滤波器组中的一个或另一个被路由。并行的模拟滤波器组中之一被配置用于提供基于前馈的ANR而不顾及通话功能，而并行的滤波器组中的另一个则被配置用于提供在其中处于一种形式的人类语音频带内的声音的衰减程度较轻的基于前馈的ANR。在内部架构2200a内可以实现某种类似的途径作为另一备选，在其中一种形式的可手动操作通话控件直接地操作开关阵列540内的至少一些开关器件，以便切换数字数据在两个并行的数字滤波器组之间的流动。

图8是可能的加载序列的实现的流程图，要存储在存储器520中的ANR设置527的至少一些内容可以借此通过总线535从外部存储器件170或者处理器件9100提供。该加载序列旨在允许ANR电路2000足够灵活以便在不经更改的情况下适应于各种场景中的任一场景，包括但不限于：存储器件170和处理器件9100中的仅一个存在于总线535上；以及虽然存储器件170和处理器件9100二者都存在于总线上，但它们中的一个或另一个不提供此类内容。总线535可以是串行或并行数字电子总线，并且耦合到总线535的不同器件可以充当至少对数据传输进行协调的总线主控器。

在加电和/或重置后，处理器件510对存储器520进行访问，以便检索和执行加载例程522的指令序列。在执行指令序列后，在632中，使处理器件510对接口530进行操作以使得ANR电路2000进入在其中ANR电路2000成为总线535上的总线主控器的主控模式，并且处理器件510继而进一步对接口530进行操作以尝试从也耦合到总线535的存储器件(比如存储器件170)检索数据(比如ANR设置527的一部分内容)。如果在633中，从存储器件检索数据的尝试成功，则在634中使处理器件510对接口530进行操作以使得ANR电路2000进入总线535上的从属模式，以便使总线535上的另一处理器件(比如处理器件9100)能够向ANR电路2000传输数据(包括ANR设置527的至少一部分内容)。

然而，如果在633中，从存储器件检索数据的尝试失败，则在635中使处理器件510对接口530进行操作以使得ANR电路2000进入总线535上的从属模式，以便支持对来自外部处理器件(比如外部处理器件9100)的数据的接收。在636中，进一步使处理器件510在选定的时间段内等待对来自另一处理器件的此类数据的接收。如果在637中，从另一处理器件接收到此类数据，则在638中使处理器件510对接口530进行操作以使得ANR电路2000停留在总线535上的从属模式之中，以便使总线535上的其他处理器件能够向ANR电路2000传输进一步的数据。然而，如果在637中，没有从另一处理器件接收到此类数据，则在632中使处理器件510对接口530进行操作以使得ANR电路2000返回成为总线535上的总线主控器，并且再次尝试从存储器件检索此类数据。

图9a和图9b各自描绘了在其中内部架构2200a和2200b中任一个可以支持向外部处理器件9100提供测量数据的方式，这可能是为了使处理器件9100能够向ANR电路2000所执行的基于反馈和/或基于前馈的ANR功能添加自适应特征。本质上讲，在ANR电路执行滤波以及导出反馈和前馈抗噪声音的其他方面并且将这些抗噪声音与穿通音频结合起来的同时，处理器件9100对麦克风120和/或130所检测到的反馈和/或前馈参考声音的各种特性进行分析。在处理器件9100确定需要更改ANR电路2000的信号处理拓扑(包括更改滤波器块250、350和450中之一的滤波器块拓扑)、更改VGA增益值、更改滤波器系数、更改数据据其传输的时钟时序等的情况下，处理器件9100经由总线535向ANR电路2000提供新的ANR设置。如先前所讨论，这些新的ANR设置可以存储在缓冲器620a和620b中的一个或另一个内，以便准备将这些新的ANR设置以与表示声音的数字数据片段在ANR电路2000内的组件之间传送的数据传输速率中的一个或多个时序同步地提供给ANR电路2000内的组件。以这种方式，确实可以使ANR电路2000对ANR的提供也成为自适应式。

为了支持ANR电路2000与外部处理器件9100之间的这种协作，不经修改地向处理器件9100提供反馈参考数据、前馈参考数据和/或穿通音频数据的副本可能被认为是期望的。然而，预计针对反馈参考数据、前馈参考数据以及穿通音频数据中的每一个，可能以高时钟频率，有可能以1MHz左右的时钟频率，对此类数据进行采样。因此，以如此高的采样率通过总线535向处理器件9100提供所有此类数据的副本可能对ANR电路2000增加不期望的过高负担，以及不期望地增大ANR电路2000的功耗需求。此外，可由处理器件9100作为与ANR电路2000的这种协作的一部分而执行的至少一些处理可能不需要访问此类数据的这种完整副本。因此，采用内部架构2200a和2200b中任一个的ANR电路2000的实现可以支持由以较低采样率的此类数据组成的较低速侧链数据以及/或者关于此类数据的各种度量向处理器件9100的提供。

图9a描绘了ADC 310的示例变体，其具有同时输出表示ADC310从反馈麦克风130所接收的前馈参考模拟信号的前馈参考数据和对应的侧链数据的能力。ADC 310的这一变体具有sigma-delta块322、初级下采样块323、次级下采样块325、带通滤波器326以及RMS块327。sigma-delta块322执行对ADC 310所接收到的模拟信号的典型sigma-delta模数转换的至少一部分，并且向初级下采样块323提供具有相对较高采样率的前馈参考数据。初级下采样块323采用各种可能的下采样(和/或抽选)算法中的任一种来导出前馈参考数据的变体，其具有对于在导出表示要由声学驱动器190声输出的抗噪声音的前馈抗噪数据中所采用的VGA、数字滤波器和/或会合节点的任何组合更合适的采样率。然而，初级下采样块323还将前馈参考数据的副本提供给次级下采样块325用以导出前馈参考数据的另外下采样的(和/或抽选的)变体。次级下采样块325继而将前馈参考数据的另外下采样的变体提供给带通滤波器326，在此，由经另外下采样的前馈参考数据所表示声音的处于选定频率范围内的子集被允许传递到RMS块327。RMS块327计算经另外下采样的前馈参考数据在带通滤波器326的选定频率范围内的RMS值，并继而将这些RMS值提供给接口530以供经由总线535传输到处理器件9100。

应当注意，尽管上述示例涉及了与基于前馈的ANR的提供相关联的ADC 310和数字数据，但是相应地涉及基于反馈的ANR和穿通音频中任一个的ADC 210和ADC 410中的任一个的类似变体也是有可能的。还有可能的是：ADC 310(或者ADC 210和ADC 410中的任一个)的不具有次级下采样块325从而使得在数据被提供给带通滤波器326之前不执行另外的下采样(和/或抽选)的备选变体；替代带通滤波器326或者除带通滤波器326以外采用A加权滤波器或者B加权滤波器的备选变体；用执行不同形式的信号强度计算(例如，绝对值计算)的另一个块来替换RMS块327的备选变体；以及不具有带通滤波器326和/或RMS块327从而使得次级下采样块325的经下采样(和/或经抽选)输出在经更少修改或者基本上不经修改的情况下被更多地传送到接口的备选变体。

图9b描绘了滤波器块350的示例变体，其具有同时输出与滤波器块350所接收到的前馈参考数据相对应的前馈抗噪数据和侧链数据的能力。如先前所详细讨论的那样，滤波器块250、350和450内的滤波器的数量、类型和互连(即，它们的滤波器块拓扑)中的每一个都能够作为内部架构2200a和2200b中任一个动态配置能力的一部分而被动态选择。因此，滤波器块350的这一变体可以用在其中同时执行导出前馈抗噪数据和侧链数据的功能的各种可能的滤波器块拓扑中的任一种来加以配置。

图10a和图10b各自描绘了内部架构2200a和2200b中任一个可以支持双耳基于前馈的ANR的方式，在其中前馈参考数据在一对ANR电路2000之间共享(ANR电路2000的每个个体向一对耳机100中单独的一个提供基于前馈的ANR)。在具有一对耳机100的个人ANR设备1000的一些实现中，表示由与耳机100中的每一个相关联的单独的前馈麦克风130所检测到的声音的前馈参考数据被提供给全部两个与每个耳机相关联的单独的ANR电路2000。这是凭借经过连接这对ANR电路2000的总线对前馈参考数据进行交换而实现的。

图10a描绘了对信号处理拓扑(也许是先前所详细介绍的信号处理拓扑中的任何一个)的示例补充，其包括滤波器块350的变体，该变体具有接受来自两个不同前馈麦克风130的前馈参考数据输入的能力。更具体而言，滤波器块350耦合到ADC 310，以便更直接地接收来自与滤波器块350所处于其中的一个ANR电路2000也关联到的同一耳机相关联的前馈麦克风130的前馈参考数据。ADC 310与滤波器块350之间的这种耦合以先前关于内部架构2200a和2200b讨论的方式中之一作出。然而，滤波器块350还耦合到接口530，以便通过接口530从关联于另一耳机100的ANR电路2000接收来自也与另一耳机100关联的前馈麦克风130的其他前馈参考数据。相应地，ADC 310的用以向滤波器块350提供前馈参考数据的输出也耦合到接口530，以便通过接口530将其前馈参考数据传输到关联于另一耳机100的ANR电路2000。关联于另一耳机100的ANR电路2000将这种相同的补充采用到它的具有其滤波器块350的相同变体的信号处理拓扑，并且ANR电路2000的这两个个体通过它们相应的接口530在ANR电路2000的全部两个个体所耦合到的总线535上交换前馈参考数据。

图10b描绘了包括滤波器块350的变体的对信号处理拓扑的另一示例补充。然而，滤波器块350的这一变体除了涉及对来自ANR电路2000的该另一个体的前馈参考数据的接收以外，还涉及前馈参考数据向关联于另一耳机100的ANR电路2000的传输。在期望在前馈参考数据被传输到ANR电路2000的另一个体之前以某种方式对其进行滤波或者对其进行处理的实现中，可以将此类补充功能合并到滤波器块350中。

图11a、图11b和图11c描绘了个人ANR设备1000的组件(声学组件和电子组件)因这些组件引入相移而在较高频率上对ANR的提供所造成的各种影响，相移包括最小相移和非最小相移，其在较高频率上尤为显著。还描绘了使用高频相位补偿来至少部分地缓解此类影响的各方面。如已在先前详细图示和解释的那样，抗噪声音的生成需要经过潜在的长组件链来传播表示声音的信号，组件链中的每一个都带来传播延迟，并且其中每一个都具有各种频率限制。如本领域中技术人员将很容易意识到那样，此类组件特性不可避免地带来至少一定程度的相移，在较高频率上尤为如此。

图11a描绘了在诸如提供ANR的设备之类的音频设备中所采用的多种组件的典型频率限制的示例。在所描绘的这一示例中，组件在一直到大约15KHz的频率上对通过它们传播的音频施加相对平坦的增益水平，该增益在更高频率上逐渐降低。事实上，可以说具有此类频率限制的组件表现得像是具有大约15KHz截止频率(即，这可以被称为是15KHz处的“陡崖”)的低通滤波器。由于人类听觉顶多只能够检测20Hz至20KHz范围内的声音，其中语音和音乐一般发生在15KHz以下的频率上，因此在正常的音频应用中此类行为不成问题。如将要解释的那样，对于个人ANR设备而言情况并非如此。如本领域技术人员所熟悉的那样，因在增益中展现出频率相关的变化的组件或者组件组合，而会产生最小相移，比如组件展现出低通、高通和带通滤波器行为的情况。图中还描绘了在通过展现出这一示例15KHz低通滤波器行为的组件传播的音频上施加的最小相移。存在以大约15KHz为中心的基本上为负的相移，其中负相移通常在频率上低一个数量级(例如，1.5KHz)时开始累积。

图中还描绘了因经过组件的音频的传播延迟而导致的频率相关的相移。如本领域技术人员所熟悉的那样，从由麦克风对噪声声音的检测，到由一个或多个滤波器对抗噪声音的导出，以及继而到由声学驱动器对抗噪声音的声学输出具有一定量的传播延迟(例如，一定的时间推移)，这是不可避免的。在基于反馈的ANR的情况中，因声音从对抗噪声音进行声学输出的声学驱动器(例如，声学驱动器190)传播到在对噪声声音进行感测时所采用的麦克风(例如，内部麦克风120)所耗时间而产生的传播延迟也是反馈环路的操作中的一个因素。为了便于讨论，在所描绘的示例中假定传播延迟在所有可听频率上都相同(即，假定其与频率无关)。这样的在频率范围上一致的传播延迟还可能由于采样及处理延迟而从对数字形式音频的处理而产生。对于给定量的与频率无关的传播延迟，相移程度随频率线性地增大，从而使得发生在较低频率的相移程度显著小于发生在较高频率的相移程度。较低频率上的音频的较长波长导致相对较小的相移，而在较高频率上逐渐变短的波长则导致逐渐增大的相移。

如果可以构建某种形式的仅遭受最小相移影响的个人ANR设备1000，则在理论上有可能在高达组件的频率限制(即，所描述示例中的15KHz)的频率上提供抗噪声音。然而，传播经过任何个人ANR设备1000的组件的音频由于传播延迟而同时遭受到最小相移和非最小相移(假设传播延迟与频率无关，在这种情况下为线性相移)，无论该个人ANR设备1000是如何实现的。因此，最小相移和非最小相移二者的综合效应也被描绘为组件所导致的组合相移。

对组合相移的这种描述清楚地说明了为什么通常仅在相对较低的音频频率上提供基于反馈的ANR。发生在较低频率上的相对较小的相移使得有可能导出以及声学输出具有与其所衰减的较低频率噪声声音的相位相对紧密对齐的反转相位的较低频率抗噪声音。这种可能性是因为较低频率噪声声音的较长波长导致噪声与抗噪声音之间的相位不对齐仅为整体波长的一小部分。因此，相对比较容易实现在较低频率噪声与抗噪声音之间足够紧密的对齐，以便带来对较低频率噪声声音的大幅衰减。相反，较高频率上相对较大的相移使得以造成衰减的方式来导出和声学输出具有与较高频率噪声声音的相位对齐的反转相位的较高频率抗噪声音变得困难。实际上，由于这些短得多的波长，较高频率噪声与抗噪声音很有可能有足够多的不期望的对齐，这实际上在基于反馈的ANR的实现的反馈环路中带来正反馈特性，其导致对较高频率噪声的放大而不是衰减。如基于反馈的ANR领域中技术人员将很容易意识到那样，以这种方式对噪声声音的放大往往引起反馈环路中的振荡(亦称为“持续不稳定”)，其具有令人不悦的声学结果。由于这些困难，在较高频率上提供基于反馈的ANR的尝试是罕见的。

在较低频率与较高频率之间相移中的这些同样的差异也适用于基于前馈的ANR的提供。再一次地，经过组件的传播延迟和组件中的频率限制施加了频率相关的相移。并且再一次地，在较高频率上的较大相移使得以导致衰减的方式来导出和输出与较高频率噪声声音对齐的较高频率抗噪声音变得更加困难。然而，基于前馈的ANR的提供额外受到噪声声音所源自的方向的影响。如基于前馈的ANR的提供领域中技术人员将很容易意识到那样，噪声声音所源自的方向在该噪声声音到达前馈麦克风的位置与该噪声声音到达期望发生衰减的位置(例如，在个人ANR设备1000的情况中，为在耳朵处)的相对时间上有影响。

图11b描绘了用以至少部分地对参考图11a讨论的一个或多个种类的较高频率相移的发生加以抵消而在较高频率上提供相移补偿的各方面。理想情况下，为了至少部分地抵消由传播延迟以及图11a所描绘的具有15KHz低通滤波器行为的组件的使用所引起的组合相移，可以用附加组件来实现具有高架滤波器(high shelf filter，有时亦称为“up-shelf”上架滤波器)的无约束变体的行为的理想高频(HF)相位补偿变换。在图11b中描绘了显著地抵消至少前述低通滤波器行为的、此类理想HF相位补偿变换的这种行为。这种理想HF相位补偿变换在高达15KHz的频率上提供相对很小的增益或不提供增益，但是在15KHz以及更高的频率上提供递增增益。在无约束情况下，在15KHz以上的递增增益增大到无限量。然而，如音频滤波器领域中技术人员将很容易意识到那样，此类理想的无约束形式的高通滤波器实际上是无法用真实世界的组件来实现的。

因此，图中还描绘了尽可能接近实际可能与理想HF相位补偿变换的行为匹配的、用真实世界模拟电路(例如，模拟滤波器组件)实现的HF相位补偿变换的一个变体的行为。在高达15KHz的频率上，这种更可实现的变体的行为基本上类似于理论变体的行为，其在高达15KHz的频率上提供很小的附加增益或者不提供附加增益，并且提供起始于15KHz且在更高频率上进一步增大的递增增益。然而，由于真实世界组件不能提供无约束增益，该递增增益必然在高于15KHz的某一频率处停止增大。此外，在使用模拟电路来创建滤波器时所固有的限制(即，运算放大器的性能限制，其受有限的增益-带宽乘积所支配)要求增益在进一步更高的频率处返回到零，从而产生所描绘的“山丘”，其中增益回滚下降。如本领域中技术人员将会理解的那样，增益的这种归零是由通过可以被用作实现此类补偿变换的滤波器的任何运算放大器向此类补偿变换引入极点而产生的。尽管HF相位补偿变换的这种可实现变体在较高频率上提供用以反转图11a中所见的一些相移的途径方面前进了一定距离，但模拟电路要求增益归零的限制导致这种可实现变体并非优选。

因此，图中还描绘了尽可能接近实际可能与理想HF相位补偿变换的行为匹配的、用真实世界数字电路(例如，数字滤波器组件)实现的HF相位补偿变换的另一变体的行为。再一次地，在高达15KHz的频率上，这种另外的更可实现的变体的行为基本上类似于理论变体的行为，其在高达15KHz的频率上提供很小的附加增益或者不提供附加增益，并且提供起始于15KHz且在更高频率上进一步增大的递增增益。然而，再一次地，由于真实世界组件不能提供无约束增益(因奈奎斯特频率(Nyquist frequency)所带来的限制)，该递增增益必然在高于15KHz的某一频率处停止增大。然而，不同于早先的模拟电路变体，用数字电路实现的本变体可以以如下方式利用一个或多个数字滤波器：该方式能够在进一步更高的频率上维持增大的增益，尽管该增益最终确实会在远高于可听频率的高得多的频率上开始返回到接近零的较小程度。换言之，在使用数字电路的实现中，增益在达到奈奎斯特频率之前的进一步更高频率上即变得平坦。本质上讲，实现了“高架”滤波器行为，其中在两个基本上平坦的增益水平之间存在“滑雪道”式的增益行为变化。可以利用一个或多个数字滤波器来引入产生这种“滑雪道”行为的零点，而不同时引入如使用模拟电路的上述实现的情况那样的将会迫使增益归零的极点。尽管用数字电路实现的变体的这种行为并不与理想HF相位补偿变换的行为完全相同，但这种行为比用模拟电路实现的变体的行为要接近得多。图11b还描绘了由使用数字电路实现的HF相位补偿变换的这种变体的行为所产生的频率相关的正相移。

图11c描绘了采用由图11b的HF相位补偿变换的数字式实现变体所提供的频率相关的正相移来抵消图11a的大部分负组合相移的结果。如图所示，在高达15KHz并且略微超过15KHz的频率上的大部分负相移被抵消，而在进一步高于15KHz的频率上残留相对少量的负相移。

图12描绘了由于引入因图11b的HF相位补偿变换的数字电路变体的提供而产生的此类正频率相关的相移，可以在ANR的提供中实现的可能益处的示例。再一次地，由较高频率上的相移所导致的前述困难通常将基于前馈的ANR和基于反馈的ANR二者的提供仅限于较低频率。此外，如本领域中技术人员将很容易意识到那样，通过使用由用户在耳朵附近佩戴的结构(例如，壳体110、耳朵耦合件115和/或个人ANR设备1000的其他组件)对PNR的提供往往在较高频率上更加有效。由于这些原因，可对提供基于前馈的ANR和基于反馈的ANR的频率范围的上限进行选择，以适应提供PNR的频率范围的下限。图12描绘了对这些降噪形式中的每一种所最为有效的频率范围的这种协调的示例。

通过在提供PNR的频率范围的下限与提供基于前馈的ANR和基于反馈的ANR的频率范围的上限之间的这种协调，可以跨非常宽的频率范围提供相对恒定的噪声声音衰减幅度。特别是，在降噪的提供中，通常期望避免在存在ANR与PNR的提供之间的过渡的频率范围内产生“凹陷”。应当注意的是，提供基于反馈的ANR的频率范围的上限可被设置成低于提供基于前馈的ANR的频率范围的上限。虽然有可能损失跨宽频率范围的相对恒定的噪声声音衰减幅度，但这样做可能认为是期望的，以便进一步降低在基于反馈的ANR的提供中产生不稳定性的可能性，从而即使不是在所有条件下也是在大多数条件下，避免反馈环路振荡的产生。

然而，通过提供HF相位补偿变换(特别是用数字电路实现的变体)，即使没有同时提高幅度，也至少可以提高提供基于反馈的ANR和基于前馈的ANR的频率范围的上限。图12描绘了提高提供基于反馈的ANR的频率范围的上限以及基于反馈的ANR所实现的衰减的幅度中之一或二者的可能性。尽管确实存在通过引入HF相位补偿变换而在基于前馈的ANR的提供中作出改善的可能性，但可以认识到通过引入HF相位补偿变换来改善基于反馈的ANR的提供比改善基于前馈的ANR的提供存在更大的潜力。如本领域中技术人员将很容易意识到那样，这是由于基于反馈的ANR不遭受与基于前馈的ANR所遭受的相同的先前所讨论的方向性问题。

图13a和图13b描绘了向滤波器块拓扑(诸如滤波器拓扑3500a-3500e中之一)提供高频相位补偿(即，添加高频相位补偿变换的实现)的可能的途径，其中滤波器块拓扑可在对ANR电路2000所采用的信号处理拓扑(诸如信号处理拓扑2500a-2500g中之一)内的一个或更多个滤波器块(诸如滤波器块250、350和450)的创建中使用。然而，考虑到先前所讨论的通过高频相位补偿变换的添加对于基于反馈的ANR的提供能够实现相对更大的益处，更可能是在对滤波器块250的创建中采用图13a-图13b中所描绘的滤波器拓扑。如图5a-图5e中的情况那样，图13a和图13b的每一个中所描绘的滤波器类型、滤波器数量、滤波器互连以及滤波器块拓扑的选择旨在充当用以协助理解的示例，而不应被当作是对本文所描述内容的范围或者本文所要求保护的内容的范围作出限制。

图13a描绘了一种可能的合并有高频相位补偿的滤波器块拓扑3500f，ANR电路2000可针对该高频相位补偿而被构造和/或编程以限定滤波器块，诸如滤波器块250、350和450中之一。如图所示，滤波器拓扑3500f添加有三个双二阶滤波器659，其串联耦合并且耦合到其他滤波器650的输出。其他滤波器650是一个或多个滤波器的块，其至少实现用以从反馈麦克风120和前馈麦克风130中之一或二者所检测到的参考声音中导出抗噪声音的变换。实际上，其他滤波器650可以表示双二阶滤波器659所添加到的滤波器拓扑3500a-3500e中之一。双二阶滤波器659协同用于实现高频相位补偿变换，以便引入至少影响较高频率声音的正相移，从而支持跨具有比别的可能的上限更高的上限的频率范围对基于前馈的ANR和基于反馈的ANR中之一或二者的提供。在实现此类高频相位补偿变换时，用包含针对极点的零值乘数的滤波器系数对每个双二阶滤波器659进行编程，以便有效地将双二阶滤波器659转变成仅引入零点的双抽头FIR滤波器，从而创建图11b中所示的“滑雪道”行为。

应当注意，尽管在图13a中描绘有三个双二阶滤波器659，其能够实现6阶形式的高频相位补偿变换，但是根据每个双二阶滤波器659的特性以及根据所要实现的特定高频相位补偿变换的特性，可以采用数量更多或更少的双二阶滤波器659。使用数量更多的双二阶滤波器659能够更容易地支持更高阶形式的高频相位补偿变换的实现。理想情况下，高频相位补偿变换的6阶变体可认为适合于降低噪声和/或提供可观的增益，从而使得图11b中所描绘的针对高频相位补偿变换的数字式实现变体的滑雪道曲线的高度对个人ANR设备的声学组件的频率响应限制作出最佳补偿。然而，对滤波器组550中可分配的双二阶滤波器554的数量以及/或者可用于基于双二阶滤波器例程555而对双二阶进行实例化的资源(例如，功率、存储器，等等)的约束可能使得必须使用数目较少的双二阶滤波器659，从而仅可以实现高频相位补偿变换的较低阶变体。因此，仅使用一对双二阶滤波器659并且从而实现4阶形式的高频相位补偿变换可能作为提供增益、维持增益余量、降低噪声和节能的更好平衡而被认为更为期望。

图13b描绘了另一可能的合并有高频相位补偿的滤波器块拓扑3500g，ANR电路2000可针对该高频相位补偿而被构造和/或编程以限定滤波器块，诸如滤波器块250、350和450中之一。如图所示，滤波器拓扑3500g添加有一个FIR滤波器658，其耦合到其他滤波器650的输出。FIR滤波器658实现高频相位补偿变换，以便引入至少影响较高频率声音的正相移，从而支持跨具有比别的可能的上限更高的上限的频率范围对基于前馈的ANR和基于反馈的ANR中之一或二者的提供。当然，通过使用FIR滤波器658，提供了引入零点而不引入极点的能力，以便创建图11b中所描绘的“滑雪道”行为。

应当注意，尽管图13b中仅描绘了一个FIR滤波器658，但是如果图13b中所描绘的一个FIR滤波器658不具有足够数量的抽头，或者以某种其他方式无法实现特定的高频相位补偿变换，则可以采用附加的FIR滤波器658。再一次地，尽管实现高频相位补偿变换的更高阶变体以便随频率增大而增大增益可能被认为是期望的，但各种约束(例如，FIR滤波器的每个抽头的功耗)可能使得必须实现较低阶变体。为了努力将增益与其他因素相平衡，4阶、5阶或者6阶形式的高频相位补偿变换可能认为是期望的。

如图13a-图13b中所明确描绘，在一些实现中，ANR电路2000采用内部架构2200a，从而使得ANR电路2000将合并有众多个双二阶滤波器554和/或FIR滤波器558的滤波器组550合并在内。双二阶滤波器554和FIR滤波器558中每一个中的一个或多个可以经由开关阵列540以多种方式中任一方式进行互连，这些方式包括限定滤波器拓扑3500f和3500g中任一个的方式。备选地，在其他实现中，ANR电路2000采用内部架构2200b，从而使得ANR电路2000合并其中存储有双二阶滤波器例程555和/或FIR滤波器例程559的存储器520。不同数量的双二阶滤波器和/或FIR滤波器可以在存储器520的可用存储位置内利用限定于它们之间的各种互连中的任一种而被实例化，包括滤波器数量以及限定滤波器拓扑3500f和3500g中任一个的互连。

如先前所讨论，通过在信号处理拓扑中沿表示声音的数字数据的不同通路采用不同的数据传输速率，可以实现功率节省以及/或者其他益处。为了支持不同数据传输速率之间的转换，包括以一种数据传输速率进行操作的一个通路耦合到以另一数据传输速率进行操作的另一通路的情况，可以向滤波器块内不同的数字滤波器提供不同的数据传输时钟，并且/或者可对滤波器块内的一个或多个数字滤波器提供多个数据传输时钟。通过传输速率之间的转换还可以实现噪声整形以及其他益处。实际上，如先前所讨论，ADC 210、ADC 310和ADC 410中的一个或多个可以在下采样块之前采用以高速率进行采样的sigma-delta模数转换器(有时亦称为“delta-sigma”模数转换器)，以在数字数据被提供到VGA或滤波器块之前大大降低数据的传输速率。如本领域中技术人员将很容易意识到那样，sigma-delta模数转换器与下采样块的此类组合是提供改善音频性能的噪声整形的一种途径。在用数字滤波器(例如，用双二阶滤波器659和/或FIR滤波器658)来实现高频相位补偿变换的过程中，变换的期望阶次可能部分地取决于对sigma-delta转换器与下采样块的此类组合的使用对反馈参考声音和/或前馈参考声音的影响。

其他实现均处在以下权利要求以及发明人可享有权利的其他权利要求的范围内。

Claims (42)

1.一种支持由耦合到ANR电路的处理器件所执行的ANR分析的方法，所述ANR电路在个人ANR设备的至少一个耳机中执行基于反馈的ANR和基于前馈的ANR中的至少一个，该方法包括：

对表示由安设在所述至少一个耳机内的反馈麦克风和安设在所述个人ANR设备的一部分上的前馈麦克风中的至少一个所检测到的参考声音的数字数据进行下采样，以便导出所述数字数据的下采样形式；

对将所述ANR电路耦合到所述处理器件也耦合到的总线的ANR电路的接口进行操作，以便将所述数字数据的所述下采样形式作为侧链数据向所述处理器件传输；以及

对所述处理器件进行操作，以便利用所述侧链数据作为对所述ANR分析的输入。

2.根据权利要求1所述的方法，其中作为与所述ANR电路协作的一部分，所述处理器件执行所述ANR分析以便提供自适应ANR。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括在对所述ANR电路的所述接口进行操作以将所述数字数据的所述下采样形式作为所述侧链数据向所述处理器件传输之前，将所述数字数据的所述下采样形式路由经过带通滤波器，以便限制由所述数字数据的所述下采样形式所表示的参考声音的频率范围。

4.根据权利要求1所述的方法，还包括在对所述ANR电路的所述接口进行操作以将所述数字数据的所述下采样形式作为所述侧链数据向所述处理器件传输之前，将所述数字数据的所述下采样形式路由经过滤波器，以便提供对由所述数字数据的所述下采样形式所表示的参考声音的频率的加权。

5.根据权利要求1所述的方法，还包括计算所述数字数据的所述下采样形式的信号强度值，并且对所述ANR电路的所述接口进行操作，以便将所述信号强度值而不是所述数字数据的所述下采样形式作为所述侧链数据向所述处理器件传输。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述信号强度值是RMS值和绝对值中之一。

7.根据权利要求1所述的方法，还包括对所述ANR电路的所述接口进行操作以便从所述处理器件接收通过由所述处理器件所执行的所述ANR分析而导出的ANR设置。

8.根据权利要求7所述的方法，还包括对从所述处理器件接收的所述ANR设置进行存储，并且用取自从所述处理器件接收的所述ANR设置的至少一个系数来对所述ANR电路在执行所述基于反馈的ANR和所述基于前馈的ANR中的至少一个的过程中所采用的至少一个滤波器进行动态配置。

9.一种包括第一ANR电路的装置，所述第一ANR电路包括：

ADC，其包括初级输出，所述ADC通过该初级输出来输出表示由第一麦克风所检测到的参考声音的第一数字数据，所述第一麦克风是反馈麦克风和前馈麦克风中之一；以及

接口，其将所述第一ANR电路耦合到总线，所述第一ANR电路通过该总线能够耦合到执行ANR分析的处理器件，所述接口可操作用于将第一侧链数据通过所述总线向所述处理器件传输以使所述第一侧链数据能够被所述处理器件用作对所述ANR分析的输入，所述第一侧链数据通过至少对所述第一数字数据进行下采样而从所述第一数字数据导出。

10.根据权利要求9所述的装置，其中作为与所述第一ANR电路协作的一部分，所述处理器件执行所述ANR分析以便提供自适应ANR。

11.根据权利要求9所述的装置，其中所述第一ANR电路还包括插入在所述ADC的所述初级输出与所述接口之间的下采样滤波器，用于作为导出所述第一侧链数据的一部分而对所述第一数字数据进行下采样。

12.根据权利要求11所述的装置，其中所述第一ANR电路还包括插入在所述下采样滤波器与所述接口之间的带通滤波器、A加权滤波器和B加权滤波器中之一。

13.根据权利要求11所述的装置，其中所述第一ANR电路还包括插入在所述下采样滤波器与所述接口之间的信号强度计算块，用以作为导出所述第一侧链数据的一部分而计算信号强度值。

14.根据权利要求13所述的装置，其中所述信号强度计算块是RMS块和绝对值块中之一。

15.根据权利要求9所述的装置，其中所述ADC还包括：

下采样块，用以作为导出所述第一侧链数据的一部分而对所述ADC所输出的所述第一数字数据进行下采样；以及

次级输出，所述ADC通过该次级输出将所述第一侧链数据输出到所述接口。

16.根据权利要求15所述的装置，其中所述ADC还包括插入在所述下采样块与所述次级输出之间的带通滤波器、A加权滤波器和B加权滤波器中之一。

17.根据权利要求15所述的装置，其中所述ADC还包括插入在所述下采样块与所述次级输出之间的信号强度计算块，用以作为导出所述第一侧链数据的一部分而计算信号强度值。

18.根据权利要求17所述的装置，其中所述信号强度计算块是RMS块和绝对值块中之一。

19.根据权利要求9所述的装置，其中所述第一ANR电路还包括：

至少一个数字滤波器，用以从由反馈麦克风和前馈麦克风中之一所检测到的参考声音导出抗噪声音；并且

其中所述接口还可以操作用于接收ANR设置以便使至少一个数字滤波器能够用取自所述ANR设置的至少一个系数来进行配置，所述ANR设置由所述处理器件通过所述ANR分析而导出。

20.根据权利要求19所述的装置，其中所述第一ANR电路还包括：

第一缓冲器；

第二缓冲器；

第三缓冲器；

其中所述至少一个数字滤波器系数存储在所述第一缓冲器和所述第二缓冲器中的一个之中；

其中在与所述至少一个数字滤波器的数据传输速率进行协调而对所述至少一个数字滤波器的系数设置进行配置时交替采用所述第一缓冲器和所述第二缓冲器；并且

其中在所述第三缓冲器中存储故障安全滤波器系数，用以响应于检测到不稳定性的情况而对所述至少一个数字滤波器进行配置。

21.根据权利要求9所述的装置，还包括：

第一耳机；

所述第一麦克风，其中所述第一麦克风安设在所述第一耳机上；

所述处理器件；以及

所述总线。

22.根据权利要求21所述的个人ANR设备，还包括：

第二耳机；

安设在所述第二耳机上的第二麦克风；以及

第二ANR电路，其包括：

第二ADC，该第二ADC包括初级输出，所述第二ADC通过所述初级输出来输出表示由所述第二麦克风所检测到的第二参考声音的第二数字数据；以及

第二接口，其将所述第二ANR电路耦合到所述处理器件以便向所述处理器件传输第二侧链数据，从而使所述第二侧链数据能够由所述处理器件用作对所述ANR分析的输入，所述第二侧链数据通过至少对所述第二数字数据进行下采样而从所述第二数字数据中导出。

23.一种ADC，其包括：

初级输出，所述ADC通过该初级输出来输出表示也由麦克风所接收到的模拟信号所表示的参考声音的数字数据；

下采样块，用以作为导出侧链数据的一部分而对所述数字数据进行下采样；以及

次级输出，所述ADC通过该次级输出来输出所述侧链数据。

24.根据权利要求23所述的ADC，其中所述ADC还包括插入在所述下采样块与所述次级输出之间的带通滤波器、A加权滤波器和B加权滤波器中之一。

25.根据权利要求23所述的ADC，其中所述ADC还包括插入在所述下采样块与所述次级输出之间的信号强度计算块，用以作为导出所述侧链数据的一部分而计算信号强度值。

26.根据权利要求25所述的ADC，其中所述信号强度计算块是RMS块和绝对值块中之一。

27.一种实现高频相位补偿变换的方法，其使得能够增大在个人ANR设备中提供ANR的频率范围的幅度和上限频率中的至少一个，该方法包括：

用至少一个系数对具有至少一个抽头的数字滤波器进行编程，以使所述数字滤波器利用所述至少一个抽头来引入至少一个零点以便引入正相位；以及

对所述至少一个系数进行选择以便导致添加增益，所述增益在可听频率范围的一部分内随频率增大并且在所述可听频率范围以上的频率范围中变得平坦。

28.根据权利要求27所述的方法，还包括选择FIR滤波器作为所述数字滤波器。

29.根据权利要求28所述的方法，其中：

所述FIR滤波器包括至少四个抽头；以及

对所述至少一个系数进行选择包括针对所述至少四个抽头中的每一个选择系数，以便将所述高频相位补偿变换实现成至少四阶变换。

30.根据权利要求27所述的方法，还包括：

选择至少一个双二阶滤波器作为所述数字滤波器；以及

用另一系数对被构造用于使得所述至少一个双二阶滤波器能够引入极点的该至少一个双二阶滤波器的另一抽头进行编程，以使所述至少一个双二阶滤波器不利用所述另一抽头来引入极点。

31.根据权利要求27所述的方法，其中选择所述至少一个系数包括对所述至少一个系数进行选择以便引入至少一个零点，从而致使所述增益在15KHz以下的较高可听频率处开始增大增益。

32.根据权利要求27所述的方法，还包括沿所述个人ANR设备的ANR电路的反馈ANR通路，在所述个人ANR设备的所述ANR电路的sigma-delta模数转换器和下采样块二者之后的位置处安放所述至少一个数字滤波器。

33.一种被构造成提供基于前馈的ANR和基于反馈的ANR中的至少一个的ANR电路，该ANR电路包括：

至少第一数字滤波器，其沿限定于所述ANR电路中的通路安放并且用至少第一系数进行配置，以便实现第一变换从而生成表示抗噪声音的数字数据；

至少第二数字滤波器，其沿所述通路安放并且用至少第二系数进行配置，以便引入至少一个零点用以实现高频相位补偿变换从而在所述通路中引入正相位，以便增大提供所述基于前馈的ANR和所述基于反馈的ANR中的至少一个的频率范围的幅度和上限频率中的至少一个，其中：

引入所述至少一个零点添加了至少部分地在可听频率范围内随频率而增大的增益；并且

所述增益在所述可听频率范围之上的频率范围中变得平坦。

34.根据权利要求33所述的ANR电路，还包括：

安放在所述通路的末端处的sigma-delta模数转换器，用以将从所述ANR电路所合并到其中的个人ANR设备的麦克风接收的模拟信号转换成以第一速率采样的表示参考噪声声音的数字数据；以及

在所述sigma-delta模数转换器之后安放在所述通路中的下采样块，用以将所述数字数据的数据传输速率从所述第一速率降低至低于所述第一速率的第二速率。

35.根据权利要求33所述的ANR电路，其中所述至少第二数字滤波器是FIR滤波器。

36.根据权利要求35所述的ANR电路，其中：

所述FIR滤波器包括至少四个抽头；并且

所述至少第二系数包括针对所述至少四个抽头中每一个的系数，用以将所述高频相位补偿变换实现成至少四阶变换。

37.根据权利要求33所述的ANR电路，其中所述至少第二数字滤波器是双二阶滤波器。

38.根据权利要求33所述的ANR电路，其中所述至少第二系数可被选择用于引入至少一个零点，以便使所述增益在15KHz以下的较高可听频率处开始增大增益。

39.一种用以向用户的耳朵提供基于前馈的ANR和基于反馈的ANR中至少一个的个人ANR设备，该个人ANR设备包括：

壳体，其限定要在所述壳体处于所述用户的耳朵附近位置时声学耦合到所述耳朵的耳道的空腔；

声学驱动器，其安设在所述壳体内，用于作为对所述基于前馈的ANR和所述基于反馈的ANR中的至少一个的提供的一部分而向所述空腔中声输出抗噪声音；

ANR电路，其被耦合到声学驱动器用以从噪声参考声音生成所述抗噪声音，以便用模拟信号来驱动所述声学驱动器从而使所述声学驱动器声输出所述抗噪声音；

至少一个数字滤波器，其合并到所述ANR电路中；以及

至少一个抽头，其合并到所述数字滤波器中并且用至少一个系数进行配置，以便引入至少一个零点从而实现高频相位补偿变换，以便在所述抗噪声音的生成中引入正相位从而增大提供所述基于前馈的ANR和所述基于反馈的ANR中的至少一个的频率范围的幅度和上限频率中的至少一个，其中：

引入所述至少一个零点添加了至少部分地在可听频率范围内随频率而增大的增益；并且

所述增益在所述可听频率范围之上的频率范围中变得平坦。

40.根据权利要求39所述的个人ANR设备，其中所述至少一个数字滤波器是FIR滤波器。

41.根据权利要求40所述的个人ANR设备，其中：

所述FIR滤波器包括至少四个抽头；并且

所述至少一个系数包括针对所述至少四个抽头中每一个的系数，用以将所述高频相位补偿变换实现成至少四阶变换。

42.根据权利要求39所述的个人ANR设备，其中所述至少一个数字滤波器是双二阶滤波器。

Images