CN102447377A - 一种具有预处理功能的开关变换器电路及其方法 - Google Patents

一种具有预处理功能的开关变换器电路及其方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种带有预处理功能的开关变换器的装置和方法。在其中一个实施例中，所述开关变换器将反映输出电压的反馈信号和基准电压相比较，产生一个误差放大信号。基于该误差放大信号，PWM控制器输出PWM控制信号。基于该误差放大信号的转换速率，PWM信号调整器输出PWM脉冲信号。PWM控制信号和PWM脉冲信号共同控制输出级中的开关管，从而可以在开关变换器的负载发生跳变的时候得到较好的瞬态特性。

Description

一种具有预处理功能的开关变换器电路及其方法
技术领域
本发明的实施例涉及一种PWM（脉冲宽度调制）模式控制的开关变换器电路，尤其涉及具有预处理功能的开关变换器电路。本发明的实施例还涉及实现预处理控制的方法。
背景技术
开关变换器电路因为具有较小的体积和较高的工作效率而取得了非常广泛的应用。典型的开关变换器电路通常采用PWM模式控制。传统的PWM模式将反映输出电压的反馈电压与一个基准值共同输入到误差放大器中，得到一个误差放大信号，而PWM控制信号就是基于该误差放大信号的值而产生的。
图1为现有的PWM控制环路100的电路框图。从图中可以看出，PWM控制环路100包括：输出级101，用以接收输入电压VIN，并在PWM驱动信号的控制下将输入电压VIN转换成输出电压VOUT提供给负载；反馈电路102，与输出电压VOUT耦接，输出反馈信号；误差放大器103，耦接至反馈电路102，接收反馈电压，并放大反馈电压和基准电压VREF的差值，得到一个误差放大信号VCMP；PWM控制器104， 接收误差放大信号VCMP和从输出级采样的电流感应信号，并基于这两个信号产生PWM控制信号；驱动器105，耦接至PWM控制器104，接收PWM控制信号，以输出PWM驱动信号给输出级101。
图1中的PWM控制环路100，其PWM控制器基于误差放大信号VCMP的值来产生PWM控制信号。当负载突变的时候，输出电压VOUT也会有一个突然的上升或下降。由于误差放大器的压摆率的限制，误差放大信号无法快速地跟随输出电压的变化，PWM控制信号不能及时地根据负载的变化而变化，因此瞬态特性比较差。
发明内容
本发明的目的是解决现有的PWM模式开关变换器电路中的瞬态特性差的问题，从而提出了一种具有预测功能的PWM模式的开关变换器。
依据本发明一实施例提出的一种具有预测功能的开关变换器电路，包括：输出级，接收输入电压，在PWM驱动信号的控制下将输入电压转换成输出电压提供给负载；反馈电路，与输出电压耦接，输出反馈信号；误差放大器，耦接至反馈电路，接收反馈电压，基于反馈电压和基准电压的比较，输出一个误差放大信号；PWM控制器，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，基于该误差放大信号，产生PWM控制信号；其特征在于，还包括：PWM信号调整器，耦接至PWM信号发生器和误差放大器，基于PWM控制信号和误差放大信号，产生PWM脉冲信号；驱动器，耦接至PWM信号调整器，接收PWM脉冲信号，输出PWM驱动信号给输出级。
依据本发明一实施例，所述PWM信号调整器包括：负载正跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的上升速率大于第一预设值时，负载正跳变检测单元输出第一脉冲信号；负载负跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的下降速率大于第二预设值时，负载负跳变检测单元输出第二脉冲信号；逻辑或单元，耦接至负载正跳变检测单元和PWM控制器，接收第一脉冲信号和PWM控制信号，并基于第一脉冲信号和PWM控制信号，输出正跳变PWM检测信号；逻辑与单元，耦接至逻辑或单元和负载负跳变检测单元，接收正跳变PWM检测信号和第二脉冲信号，并基于正跳变PWM检测信号和第二脉冲信号，输出PWM脉冲信号。
依据本发明一实施例，所述PWM信号调整器包括：负载正跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的上升速率大于第一预设值时，负载正跳变检测单元输出第一脉冲信号；负载负跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的下降速率大于第二预设值时，负载负跳变检测单元输出第二脉冲信号；逻辑与单元，耦接至负载负跳变检测单元和PWM控制器，接收第二脉冲信号和PWM控制信号，并基于第二脉冲信号和PWM控制信号，输出负跳变PWM检测信号；逻辑或单元，耦接至负载正跳变检测单元和逻辑与单元，接收第一脉冲信号和负跳变PWM检测信号，并基于第一脉冲信号和负跳变PWM检测信号，输出PWM脉冲信号。
依据本发明一实施例，所述PWM信号调整器包括：负载正跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的上升速率大于第一预设值时，负载正跳变检测单元输出第一脉冲信号；逻辑或单元，耦接至负载正跳变检测单元和PWM控制器，以接收第一脉冲信号和PWM控制信号，并基于第一脉冲信号和PWM控制信号，输出PWM脉冲信号。
依据本发明一实施例，所述PWM信号调整器包括：负载负跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的下降速率大于第二预设值时，负载负跳变检测单元输出第二脉冲信号；逻辑与单元，耦接至负载负跳变检测单元和PWM控制器，接收第二脉冲信号和PWM控制信号，并基于第二脉冲信号和PWM控制信号，输出PWM脉冲信号。
依据本发明一实施例提出的一种开关变换器电路的控制方法，包括：监测反映负载跳变的误差放大信号的转换速率；当负载发生正跳变时，产生第一脉冲来延长输出级的开通时间，使输出电压快速增加，改善瞬态特性；当负载发生负跳变时，产生第二脉冲来延长输出级的关断时间，使输出电压快速减小，改善瞬态特性。
根据本发明的上述实施例的开关变换器及开关变换器电路的控制方法改善了现有技术中PWM模式开关变换器的瞬态特性。
附图说明
图1为现有的PWM控制环路100的电路框图；
图2A为根据本发明一实施例的PWM控制模式的开关变换器200的电路框图；
图2B为根据本发明另一实施例的PWM控制模式的开关变换器200-1的电路框图；
图2C为根据本发明又一实施例的PWM控制模式的开关变换器200-2的电路框图；
图2D为根据本发明又一实施例的PWM控制模式的开关变换器200-3的电路框图；
图3为根据本发明一实施例的负载正跳变检测单元206的电路图；
图4为根据本发明另一实施例的负载正跳变检测单元206’的电路图；
图5为根据本发明又一实施例的负载正跳变检测单元206’’的电路图；
图6为根据本发明一实施例的负载负跳变检测单元207的电路图；
图7为根据本发明另一实施例的负载负跳变检测单元207’的电路图；
图8为根据本发明又一实施例的负载负跳变检测单元207’’的电路图；
图9为根据本发明一实施例的开关变换器电路的控制方法的流程图300。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称元件“连接到”或“耦接到”另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
图2A为根据本发明一实施例的PWM模式控制的开关变换器200的电路框图。开关变换器200包括：输出级201，接收输入电压VIN，在PWM驱动信号的控制下将输入电压VIN转换成输出电压VOUT提供给负载；反馈电路202，与输出电压耦接，输出反馈信号；误差放大器203，耦接至反馈电路202，接收反馈电压，并基于反馈电压和一基准电压VREF，输出误差放大信号VCMP；PWM控制器204，耦接至误差放大器203，接收误差放大信号VCMP，并基于该误差放大信号VCMP，产生PWM控制信号；PWM信号调整器210，耦接至PWM控制器204和误差放大器203，以接收PWM控制信号和误差放大信号VCMP，并基于PWM控制信号和误差放大信号VCMP，产生PWM脉冲信号；驱动器205，耦接至PWM信号调整器210，接收PWM脉冲信号，并基于PWM脉冲信号输出PWM驱动信号给输出级201。
在一个实施例中，当开关变换器200的负载跳变时，输出电压突变，反馈电压也随之变化，误差放大信号以一定的转换速率跟随变化。也就是说，当误差放大信号的转换速率大于一定的预设值时，意味着负载发生了跳变，PWM信号调整器210输出PWM脉冲信号，快速响应负载的变化，使开关变换器获得较好的瞬态特性。
在一个实施例中，PWM信号调整器210包括：负载正跳变检测单元206，耦接至误差放大器203，接收误差放大信号VCMP，当误差放大信号VCMP的上升速率大于第一预设值时，负载正跳变检测单元206输出第一脉冲信号；负载负跳变检测单元207，耦接至误差放大器203，接收误差放大信号VCMP，当误差放大信号VCMP的下降速率大于第二预设值时，负载正跳变检测单元207输出第二脉冲信号。也就是说当负载发生正跳变时，负载正跳变检测单元206将产生第一脉冲。第一脉冲将会被叠加到PWM控制信号上，从而使得PWM驱动信号的占空比增加，使输出级的开通时间变长，进而使输出电压增大，获得较好的瞬态特性；当负载发生负跳变时，负载负跳变检测单元207将产生第二脉冲。第二脉冲将会被叠加到PWM控制信号上，从而使得PWM驱动信号的占空比减小，使输出级的关闭时间变长，进而使输出电压减小，获得较好的瞬态特性。
在一个实施例中，PWM信号调整器210还包括：逻辑或单元208，耦接到负载正跳变检测单元206和PWM控制器204，接收第一脉冲信号和PWM控制信号，并基于第一脉冲信号和PWM控制信号，输出正跳变PWM检测信号；逻辑与单元209，耦接到逻辑或单元208和负载负跳变检测单元，接收正跳变PWM检测信号和第二脉冲信号，并基于正跳变PWM检测信号和第二脉冲信号，输出PWM脉冲信号。
图2B为根据本发明另一实施例的PWM控制模式的开关变换器200-1的电路框图。在图2B中，PWM信号调整器210-1包括：负载正跳变检测单元206，耦接至误差放大器203，接收误差放大信号VCMP，当误差放大信号VCMP的上升速率大于第一预设值时，负载正跳变检测单元206输出第一脉冲信号；负载负跳变检测单元207，耦接至误差放大器203，接收误差放大信号VCMP，当误差放大信号VCMP的下降速率大于第二预设值时，负载正跳变检测单元207输出第二脉冲信号；逻辑与单元209，耦接到负载负跳变检测单元207和PWM控制器204，接收第二脉冲和PWM控制信号，并基于第二脉冲和PWM控制信号，输出负跳变PWM检测信号；逻辑或单元208，耦接到逻辑与单元209和负载正跳变检测单元，接收负跳变PWM检测信号和第一脉冲信号，并基于负跳变PWM检测信号和第一脉冲信号，输出PWM脉冲信号。
图2C为根据本发明又一实施例的开关变换器200-2的框图。如图2C所示，PWM信号调整器210-2中包括：负载正跳变检测单元206，耦接至误差放大器203，接收误差放大信号，当误差放大信号的上升速率大于第一预设值时，负载正跳变检测单元206输出第一脉冲信号；逻辑或单元208，耦接至负载正跳变检测单元206和 PWM控制器204，接收第一脉冲信号和PWM控制信号，并基于第一脉冲信号和PWM控制信号，输出PWM脉冲信号。也就是说当负载发生正跳变时，负载正跳变检测单元206将产生第一脉冲。第一脉冲将会被逻辑或单元208叠加到PWM控制信号上，从而使得PWM驱动信号的占空比增加，使输出级的开通时间变长，进而使输出电压增大，获得较好的瞬态特性。
图2D为根据本发明又一实施例的开关变换器200-3的框图。如图2D所示，PWM信号调整器210-3中包括：负载负跳变检测单元207，耦接至误差放大器203，接收误差放大信号，当误差放大信号的上升速率大于第一预设值时，负载负跳变检测单元207输出第一脉冲信号；逻辑与单元209，耦接至负载负跳变检测单元207和PWM控制器204，以接收第二脉冲信号和PWM控制信号，并基于第二脉冲信号和PWM控制信号，输出PWM脉冲信号。也就是说当负载发生负跳变时，负载负跳变检测单元207将产生第二脉冲。第二脉冲将会被逻辑与单元209叠加到PWM控制信号上，从而使得PWM驱动信号的占空比减小，使输出级的开通时间变短，进而使输出电压减小，系统获得较好的瞬态特性。
图3示出了根据本发明一实施例的负载正跳变检测单元206的电路图。该负载正跳变检测单元206的电路适用于图2A，图2B，图2C中的PWM信号调整器。图3中的负载正跳变检测单元206包括：比较器61、第一偏置电路63和工作在一定频率下的采样保持电路62，其中：采样保持电路62耦接在误差放大器203的输出端和比较器61的第一输入端（反相输入端）之间，接收误差放大信号VCMP，并基于误差放大信号VCMP，提供采样保持信号到比较器61的第一输入端；第一偏置电路63，耦接在误差放大器203的输出端和比较器61的第二输入端（同相输入端）之间，接收误差放大信号VCMP，提供一个电压值低于误差放大信号VCMP的第一偏置信号到比较器61的第二输入端；所述比较器根据采样保持信号和第一偏置信号输出所述第一脉冲信号。
在一个实施例中，第一预设值是第一偏置电路的偏置电压和采样保持电路的频率的乘积。
在一个实施例中，第一偏置电路63包括电压源。电压源的正端耦接到误差放大器203的输出端，电压源的负端耦接到比较器61的第二输入端。因此比较器61的第二输入端的电压将比误差放大信号VCMP低。在一个实施例中，采样保持电路62包括电容和开关，其中开关耦接在采样保持电路62的输入端和输出端之间，电容耦接在采样保持电路62的输出端和地之间。在一个实施例中，开关由时钟信号所控制。
在图3中，假设开关变换电路200工作在稳态下，误差放大信号的值为VCMP0，则比较器的第一输入端的电压是VCMP0，第二输入端的电压为VCMP0－Vbias，其中Vbias是第一偏置电路63的偏置电压值。因此比较器61的输出为低电平。负载正跳变检测单元206不产生作用，即输入到驱动器的PWM脉冲信号就是PWM控制器输出的PWM控制信号，整个电路就是一个普通的PWM模式控制的电路。当负载突然发生正跳变时，比较器61的第一输入端的电压值由于采样保持电路的作用而维持在VCMP0，而比较器61的第二输入端的电压值将会快速地跟随误差放大信号的变化而变化，它的值将会是：
Figure 458254DEST_PATH_IMAGE001
。
其中
Figure 972281DEST_PATH_IMAGE002
是误差放大信号的变化率，T是采样保持电路的周期。比较器61发生跳变的条件是两输入端的电压值相等，即
Figure 928735DEST_PATH_IMAGE003
   （1）
由上式可得：
Figure 341262DEST_PATH_IMAGE004
             （2）
其中f是采样保持电路的频率，f×Vbias被定义成第一预设值。当误差放大信号VCMP的变化率等于第一预设值时，比较器61发生翻转，输出高电平。直至采样保持电路62将比较器第一输入端的电压与误差放大信号VCMP等同时，比较器61重新输出低电平。本领域普通技术人员应该知道，第一预设值也可以通过其它方式来得到，它的值是可变的。通过调整第一预设值，比较器发生跳转时的误差放大信号VCMP的变化率的值也相应地变化。
图4示出了根据本发明一实施例的负载正跳变检测单元206’的电路图。该负载正跳变检测单元206’的电路适用于图2A，图2B，图2C中的PWM信号调整器。与图3相比，图4中采用电阻和电流源的组合63’来实现图3中的电压源63的功能。其中电阻耦接在误差放大器的输出和比较器61的第二输入端之间，电流源耦接在比较器61的第二输入端和地之间。本领域普通技术人员应该知道，电流源也可以耦接在比较器61的第二输入端和一个电势低于比较器第二输入端的电压之间。当电路正常工作时，电流源的电流流过电阻，在电阻上产生一个压降Vbias，从而使得比较器61的第二输入端的电压比误差放大信号Vcmp低。负载正跳变检测单元206’与图3中的负载正跳变检测单元206的工作原理相同。
图5示出了根据本发明一实施例的负载正跳变检测单元206’’的电路图。该负载正跳变检测单元206’’的电路适用于图2A，图2B，图2C中的PWM信号调整器。与图3相比，第一偏置电路63的位置发生了变化。第一偏置电路63耦接在误差放大器203的输出端和采样保持电路62之间。当第一偏置电路63采用电压源来实现时，电压源的负端耦接到误差放大器203的输出端，电压源的正端耦接到采样保持电路62的输入端。
当开关变换电路工作在稳态时，假设误差放大信号的值为VCMP0，则比较器的第一输入端的电压是VCMP0+Vbias，第二输入端的电压为VCMP0，因此比较器61的输出为低电平。其中Vbias是第一偏置电路63的电压值。负载正跳变检测单元206’’不产生作用，即输入到驱动器的PWM脉冲信号就是PWM控制器输出的PWM控制信号，整个电路就是一个普通的PWM模式控制的电路。当负载突然发生正跳变时，比较器61的第一输入端的电压值由于采样保持电路的作用而维持在VCMP0+Vbias，而比较器61的第二输入端的电压值将会快速地跟随误差放大信号的变化而变化，它的值将会是：
Figure 824721DEST_PATH_IMAGE005
。其中是误差放大信号VCMP的变化率，T是采样保持电路的工作周期。比较器61发生跳变的条件是两输入端的电压值相等，即
Figure 133659DEST_PATH_IMAGE006
   （3）
由上式可得：
Figure 954854DEST_PATH_IMAGE004
              （4）
其中f是采样保持电路的频率，f×Vbias被定义成第一预设值。当误差放大信号VCMP的变化率等于第一预设值时，比较器61发生翻转，输出高电平。直至采样保持电路62将比较器61的第一输入端的电压与误差放大信号VCMP与第一偏置电路的偏置电压Vbias的差值VCMP－Vbias等同时，比较器61重新输出低电平。本领域普通技术人员应该知道，第一预设值也可以通过其它方式来得到，它的值是可变的。通过调整第一预设值，比较器发生跳转时的误差放大信号VCMP的变化率的值也相应地变化。
图6示出了根据本发明一实施例的负载负跳变检测单元207的电路图。该负载负跳变检测单元207的电路适用于图2A，图2B，图2D中的PWM信号调整器。图6中的负载负跳变检测单元207包括第二偏置电路73，比较器71和工作在一定频率下的采样保持电路72，其中：采样保持电路72耦接在误差放大器203的输出端和比较器71的第一输入端之间，接收误差放大信号VCMP，并基于误差放大信号VCMP，提供采样保持信号到比较器71的第一输入端；第二偏置电路73，耦合在误差放大器203的输出端和比较器71的第二输入端之间，接收误差放大信号VCMP，提供一个电压值高于误差放大信号VCMP的第二偏置信号到比较器71的第二输入端；所述比较器根据采样保持信号和第二偏置信号输出所述第二脉冲信号。
在一个实施例中，第二预设值是第二偏置电路的偏置电压和采样保持电路的频率的乘积。
在一个实施例中，第二偏置电路73包括电压源。电压源的负端耦接到误差放大器的输出端，电压源的正端耦接到比较器71的第二输入端。因此比较器71的第二输入端的电压将比误差放大信号高。采样保持电路72包括电容和开关，其中开关耦接在采样保持电路72的输入端和输出端之间，电容耦接在采样保持电路的输出端和地之间。在一个实施例中，开关由时钟信号所控制。
在图6中，假设开关变换电路工作在稳态下，误差放大信号的值为VCMP0，则比较器的第一输入端的电压是VCMP0，第二输入端的电压为VCMP0+Vbias，其中Vbias是第二偏置电路73的偏置电压值。因此比较器71的输出为高电平。负载负跳变检测单元207不产生作用，即输入到驱动器的PWM脉冲信号就是PWM控制器输出的PWM控制信号，整个电路就是一个普通的PWM模式控制的电路。当负载突然发生负跳变时，比较器71的第一输入端的电压值由于采样保持电路72的作用而维持在VCMP0，而比较器71的第二输入端的电压值将会快速地跟随误差放大信号的变化而变化，它的值将会是：
Figure 520964DEST_PATH_IMAGE007
。
其中是误差放大信号的变化率，T是采样保持电路的周期。比较器61发生跳变的条件是两输入端的电压值相等，即
Figure 386469DEST_PATH_IMAGE008
   （5）
由上式可得：
Figure 694959DEST_PATH_IMAGE009
             （6）
其中f是采样保持电路的频率， f×Vbias被定义成第二预设值。当误差放大信号VCMP的变化率等于第二预设值时，比较器71发生翻转，输出低电平。直至采样保持电路72将比较器第一输入端的电压与误差放大信号VCMP等同时，比较器71重新输出低电平。本领域普通技术人员应该知道，第二预设值也可以通过其它方式来得到，它的值是可变的。通过调整第二预设值，比较器发生跳转时的误差放大信号VCMP的变化率的值也相应地变化。
图7示出了根据本发明一实施例的负载正跳变检测单元207’的电路图。该负载负跳变检测单元207’的电路适用于图2A，图2B，图2D中的PWM信号调整器。与图6相比，图7中采用电阻和电流源的组合73’来实现图6中的电压源73的功能。其中电阻耦接在误差放大器的输出和比较器71的第二输入端之间，电流源耦接在比较器71的第二输入端和地之间。本领域普通技术人员应该知道，电流源也可以耦接在比较器的第二输入端和一个电势低于比较器第二输入端的电压之间。当电路正常工作时，电流源的电流流过电阻，在电阻上产生一个压降Vbias，从而使得比较器71的第二输入端的电压比误差放大信号VCMP高。负载负跳变检测单元207’与图6中的负载负跳变检测单元207的工作原理相同。
图8示出了根据本发明一实施例的负载正跳变检测单元207’’的电路图。该负载负跳变检测单元207’’的电路适用于图2A，图2B，图2D中的PWM信号调整器。与图6相比，第二偏置电路73的位置发生了变化。第二偏置电路73耦接在误差放大器203的输出端和采样保持电路72之间。当第二偏置电路73采用电压源来实现时，电压源的正端耦接到误差放大器203的输出端，电压源的负端耦接到采样保持电路72的输入端。
当开关变换电路工作在稳态时，假设误差放大信号的值为VCMP0，则比较器的第一输入端的电压是VCMP0－Vbias，第二输入端的电压为VCMP0，因此比较器71的输出为低电平。其中Vbias是第二偏置电路73的电压值。负载负跳变检测单元207’’不产生作用，即输入到驱动器的PWM脉冲信号就是PWM控制器输出的PWM控制信号，整个电路就是一个普通的PWM模式控制的电路。当负载突然发生负跳变时，比较器71的第一输入端的电压值由于采样保持电路的作用而维持在VCMP0－Vbias，而比较器71的第二输入端的电压值将会快速地跟随误差放大信号的变化而变化，它的值将会是：
。
其中
Figure 893040DEST_PATH_IMAGE002
是误差放大信号的变化率，T是采样保持电路的周期。比较器71发生跳变的条件是两输入端的电压值相等，即
   （7）
由上式可得：
Figure 751460DEST_PATH_IMAGE004
              （8）
其中f是采样保持电路的频率，f×Vbias被定义成第二预设值。当误差放大信号VCMP的变化率等于第二预设值时，比较器71发生翻转，输出低电平。直至采样保持电路72将比较器第一输入端的电压与误差放大信号VCMP与第一偏置电路73的电压Vbias的差值VCMP－Vbias等同时，比较器71重新输出高电平。本领域普通技术人员应该知道，第二预设值也可以通过其它方式来得到，它的值是可变的。通过调整第二预设值，比较器发生跳转时的误差放大信号VCMP的变化率的值也相应地变化。
图9示出了根据本发明一实施例的开关变换器电路的控制方法300的流程图。控制方法300的步骤包括：步骤301，监测反映负载跳变的误差放大信号的转换速率；步骤302，当负载发生正跳变时，产生第一脉冲来延长输出级的开通时间，使输出电压快速增加，改善瞬态特性；步骤303，当负载发生负跳变时，产生第二脉冲来延长输出级的关断时间，使输出电压快速减小，改善瞬态特性。
在一个实施例中，产生第一脉冲包括：通过采样保持电路采样误差放大信号，得到采样保持信号；通过偏置电路得到一个比误差放大信号小的第一偏置电压；将采样保持信号与第一偏置电压相比较。
在另一个实施例中，产生第一脉冲包括：通过偏置电路得到一个比误差放大信号大的第一偏置电压；通过采样保持电路采样第一偏置电压，得到采样保持信号；将采样保持信号与误差放大信号相比较。
在一个实施例中，产生第二脉冲包括：通过采样保持电路采样误差放大信号，得到采样保持信号；通过偏置电路得到一个比误差放大信号大的第二偏置电压；将采样保持信号与第二偏置电压相比较。
在另一个实施例中，产生第二脉冲包括：通过偏置电路得到一个比误差放大信号小的第二偏置电压；通过采样保持电路采样第二偏置电压，将到采样保持信号；将采样保持信号与误差放大信号相比较。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (15)

1.一种具有预处理功能的开关变换器电路，包括：
输出级，接收输入电压，在PWM驱动信号的控制下将输入电压转换成输出电压提供给负载；
反馈电路，与输出电压耦接，输出反馈信号；
误差放大器，耦接至反馈电路，接收反馈电压，并基于反馈电压和基准电压，输出误差放大信号；
PWM控制器，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，并基于误差放大信号，产生PWM控制信号；
PWM信号调整器，耦接至PWM控制器和误差放大器，以接收PWM控制信号和误差放大信号，并基于PWM控制信号和误差放大信号，产生PWM脉冲信号；
驱动器，耦接至PWM信号调整器，接收PWM脉冲信号，输出PWM驱动信号给输出级。
2.如权利要求1所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于，所述PWM信号调整器包括：
负载正跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的上升速率大于第一预设值时，负载正跳变检测单元输出第一脉冲信号；
负载负跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的下降速率大于第二预设值时，负载负跳变检测单元输出第二脉冲信号。
3.如权利要求2所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于，所述PWM信号调整器还包括：
逻辑或单元，耦接至负载正跳变检测单元和PWM控制器，接收第一脉冲信号和PWM控制信号，并基于第一脉冲信号和PWM控制信号，输出正跳变PWM检测信号；
逻辑与单元，耦接至逻辑或单元和负载负跳变检测单元，接收正跳变PWM检测信号和第二脉冲信号，并基于正跳变PWM检测信号和第二脉冲信号，输出PWM脉冲信号。
4.如权利要求2所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于，所述PWM信号调整器还包括：
逻辑与单元，耦接至负载负跳变检测单元和PWM控制器，接收第二脉冲信号和PWM控制信号，并基于第二脉冲信号和PWM控制信号，输出负跳变PWM检测信号；
逻辑或单元，耦接至负载正跳变检测单元和逻辑与单元，接收第一脉冲信号和负跳变PWM检测信号，并基于第一脉冲信号和负跳变PWM检测信号，输出PWM脉冲信号。
5.如权利要求1所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于，所述PWM信号调整器包括：
负载正跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的上升速率大于第一预设值时，负载正跳变检测单元输出第一脉冲信号；
逻辑或单元，耦接至负载正跳变检测单元和PWM控制器，以接收第一脉冲信号和PWM控制信号，并基于第一脉冲信号和PWM控制信号，输出PWM脉冲信号。
6.如权利要求1所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于，所述PWM信号调整器包括：
负载负跳变检测单元，耦接至误差放大器，接收误差放大信号，当误差放大信号的下降速率大于第二预设值时，负载负跳变检测单元输出第二脉冲信号；
逻辑与单元，耦接至负载负跳变检测单元和PWM控制器，接收第二脉冲信号和PWM控制信号，并基于第二脉冲信号和PWM控制信号，输出PWM脉冲信号。
7.如权利要求2所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于，所述负载正跳变检测单元包括比较器、第一偏置电路和工作在一定频率下的采样保持电路，其中：
采样保持电路耦接在误差放大器的输出端和比较器的第一输入端之间，接收误差放大信号，并基于误差放大信号，提供采样保持信号到比较器的第一输入端；
第一偏置电路，耦接在误差放大器的输出端和比较器的第二输入端之间，接收误差放大信号，提供一个电压值低于误差放大信号的第一偏置信号到比较器的第二输入端；
所述比较器根据采样保持信号和第一偏置信号输出所述第一脉冲信号；
其中第一预设值是第一偏置电路的偏置电压和采样保持电路的频率的乘积。
8.如权利要求2所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于，所述负载正跳变检测单元包括第一偏置电路、比较器和工作在一定频率下的采样保持电路，其中：
第一偏置电路和采样保持电路串联连接在误差放大器的输出端和比较器的第一输入端之间，第一偏置电路接收误差放大信号，提供一个电压值高于误差放大信号的第一偏置信号到采样保持电路，比较器的第一输入端接收采样保持电路输出的采样保持信号；
比较器的第二输入端耦接到误差放大器的输出端，接收误差放大信号；
所述比较器根据采样保持信号和第一偏置信号输出所述第一脉冲信号
其中第一预设值等于第一偏置电路的偏置电压和采样保持电路的频率的乘积。
9.如权利要求2所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于，所述负载负跳变检测单元包括第二偏置电路、比较器和工作在一定频率下的采样保持电路，其中：
采样保持电路，耦接在误差放大器的输出端和比较器的第一输入端之间，接收误差放大信号，基于误差放大信号，提供采样保持信号到比较器的第一输入端；
第二偏置电路，耦接在误差放大器的输出端和比较器的第二输入端之间，接收误差放大信号，提供一个电压值高于误差放大信号的第二偏置信号到比较器的第二输入端；
所述比较器根据采样保持信号和第二偏置信号输出所述第二脉冲信号；
其中第二预设值是第二偏置电路的偏置电压和采样保持电路的频率的乘积。
10.如权利要求2所述的具有预处理功能的开关变换器电路，其特征在于所述负载负跳变检测单元包括第二偏置电路、比较器和工作在一定频率下的采样保持电路，其中：
第二偏置电路和采样保持电路串联连接在误差放大器的输出端和比较器的第一输入端之间，第二偏置电路接收误差放大信号，提供一个电压值低于误差放大信号的第二偏置信号到采样保持电路，比较器的第一输入端接收采样保持电路输出的采样保持信号；
比较器的第二输入端耦接到误差放大器的输出端，接收误差放大信号；
所述比较器根据采样保持信号和第二偏置信号输出所述第二脉冲信号
其中第二预设值等于第二偏置电路的偏置电压和采样保持电路的频率的乘积。
11.一种开关变换器电路的控制方法，包括：
监测反映负载跳变的误差放大信号的转换速率；
当负载发生正跳变时，产生第一脉冲来延长输出级的开通时间，使输出电压快速增加，改善瞬态特性；
当负载发生负跳变时，产生第二脉冲来延长输出级的关断时间，使输出电压快速减小，改善瞬态特性。
12.如权利要求11所述的开关变换器电路的控制方法，其特征在于，产生第一脉冲包括：
通过采样保持电路采样误差放大信号，得到采样保持信号；
通过偏置电路得到一个比误差放大信号小的第一偏置电压；
将采样保持信号与第一偏置电压相比较。
13.如权利要求11所述的开关变换器电路的控制方法，其特征在于，产生第一脉冲包括：
通过偏置电路得到一个比误差放大信号大的第一偏置电压；
通过采样保持电路采样第一偏置电压，得到采样保持信号；
将采样保持信号与误差放大信号相比较。
14.如权利要求11所述的开关变换器电路的控制方法，其特征在于，产生第二脉冲包括：
通过采样保持电路采样误差放大信号，得到采样保持信号；
通过偏置电路得到一个比误差放大信号大的第二偏置电压；
将采样保持信号与第二偏置电压相比较。
15.如权利要求11所述的开关变换器电路的控制方法，其特征在于，产生第二脉冲包括：
通过偏置电路得到一个比误差放大信号小的第二偏置电压；
通过采样保持电路采样第二偏置电压，将到采样保持信号；
将采样保持信号与误差放大信号相比较。
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Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102684483A (zh) * 2012-05-16 2012-09-19 杭州乐图光电科技有限公司 一种开关型调节器的控制电路及其控制方法
CN103529269A (zh) * 2012-06-29 2014-01-22 英飞凌科技奥地利有限公司 开关稳压器逐周期电流估计
CN106688172A (zh) * 2014-05-08 2017-05-17 罗姆动力威胜有限公司 用于控制dc‑dc转换器的方法
CN107565815A (zh) * 2017-10-19 2018-01-09 海南师范大学 具有预处理功能的开关变换器电路
CN108319318A (zh) * 2018-04-09 2018-07-24 艾乐德电子（南京）有限公司 一种输出电压瞬间跌落和跃升幅值可控的开关电源及方法
CN113037262A (zh) * 2021-03-12 2021-06-25 电子科技大学 用于高功率密度降压型开关变换器的开关电流积分器
CN113315343A (zh) * 2021-05-31 2021-08-27 杰华特微电子股份有限公司 开关电源的控制电路及控制方法
CN113495188A (zh) * 2021-06-22 2021-10-12 瀚昕微电子(无锡)有限公司 电压波动检测电路
CN113504405A (zh) * 2021-06-22 2021-10-15 瀚昕微电子(无锡)有限公司 电压波动检测电路

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11552563B2 (en) * 2020-11-18 2023-01-10 Apple Inc. Voltage regulator with dv/dt detection
CN113495187A (zh) * 2021-06-22 2021-10-12 瀚昕微电子(无锡)有限公司 Ac/dc电压检测电路

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1854958A (zh) * 2005-04-20 2006-11-01 精拓科技股份有限公司 脉冲宽度调制控制模块及其调整脉冲宽度调制信号的方法
CN101009466A (zh) * 2005-11-16 2007-08-01 英特赛尔美国股份有限公司 用于快速实现参考电压跃迁的补偿偏移校正方法
US20080232144A1 (en) * 2007-03-23 2008-09-25 Jonathan Klein Soft start circuit with slew rate controller for voltage regulators
CN101939909A (zh) * 2008-12-10 2011-01-05 罗姆股份有限公司 D类功率放大器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6201417B1 (en) * 1994-09-02 2001-03-13 Semiconductor Components Industries, Llc. Shaping a current sense signal by using a controlled slew rate
US7710092B2 (en) * 2003-02-10 2010-05-04 Power-One, Inc. Self tracking ADC for digital power supply control systems
US7489119B2 (en) * 2005-08-17 2009-02-10 Nexem, Inc. DC to DC converter with reference voltage loop disturbance compensation
US7453246B2 (en) * 2005-11-16 2008-11-18 Intersil Americas Inc. Adaptive PWM pulse positioning for fast transient response
US8305053B2 (en) * 2010-08-18 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated System and method for controlling a power switch in a power supply system

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1854958A (zh) * 2005-04-20 2006-11-01 精拓科技股份有限公司 脉冲宽度调制控制模块及其调整脉冲宽度调制信号的方法
CN101009466A (zh) * 2005-11-16 2007-08-01 英特赛尔美国股份有限公司 用于快速实现参考电压跃迁的补偿偏移校正方法
US20080232144A1 (en) * 2007-03-23 2008-09-25 Jonathan Klein Soft start circuit with slew rate controller for voltage regulators
CN101939909A (zh) * 2008-12-10 2011-01-05 罗姆股份有限公司 D类功率放大器

Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102684483B (zh) * 2012-05-16 2015-05-20 杭州乐图光电科技有限公司 一种开关型调节器的控制电路及其控制方法
CN102684483A (zh) * 2012-05-16 2012-09-19 杭州乐图光电科技有限公司 一种开关型调节器的控制电路及其控制方法
CN103529269A (zh) * 2012-06-29 2014-01-22 英飞凌科技奥地利有限公司 开关稳压器逐周期电流估计
US9285399B2 (en) 2012-06-29 2016-03-15 Infineon Technologies Austria Ag Switching regulator cycle-by-cycle current estimation
CN103529269B (zh) * 2012-06-29 2016-12-28 英飞凌科技奥地利有限公司 开关稳压器逐周期电流估计
CN106688172B (zh) * 2014-05-08 2019-11-05 罗姆电力华纯有限公司 用于控制dc-dc转换器的方法
CN106688172A (zh) * 2014-05-08 2017-05-17 罗姆动力威胜有限公司 用于控制dc‑dc转换器的方法
CN107565815A (zh) * 2017-10-19 2018-01-09 海南师范大学 具有预处理功能的开关变换器电路
CN108319318A (zh) * 2018-04-09 2018-07-24 艾乐德电子（南京）有限公司 一种输出电压瞬间跌落和跃升幅值可控的开关电源及方法
CN108319318B (zh) * 2018-04-09 2024-04-12 艾乐德电子（南京）有限公司 一种输出电压瞬间跌落和跃升幅值可控的开关电源及方法
CN113037262A (zh) * 2021-03-12 2021-06-25 电子科技大学 用于高功率密度降压型开关变换器的开关电流积分器
CN113037262B (zh) * 2021-03-12 2022-05-17 电子科技大学 用于高功率密度降压型开关变换器的开关电流积分器
CN113315343A (zh) * 2021-05-31 2021-08-27 杰华特微电子股份有限公司 开关电源的控制电路及控制方法
CN113495188A (zh) * 2021-06-22 2021-10-12 瀚昕微电子(无锡)有限公司 电压波动检测电路
CN113504405A (zh) * 2021-06-22 2021-10-15 瀚昕微电子(无锡)有限公司 电压波动检测电路

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