CN103529269A - 开关稳压器逐周期电流估计 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及开关稳压器逐周期电流估计。一种开关稳压器，包括输出相，其具有可操作成响应于施加到输出相的脉宽调制(PWM)信号而在不同时期接通和关断的高侧晶体管和低侧晶体管，PWM信号的每个周期均具有接通部分和关断部分。该开关稳压器进一步包括电流感测电路，其可操作成感测低侧晶体管的电流；模数转换器，其可操作成在每个PWM周期的关断部分期间采样所感测的低侧晶体管电流；以及电流估计器，其可操作成基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间所采样的低侧晶体管电流和当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的周期平均电流。

Description

开关稳压器逐周期电流估计
技术领域
本申请涉及开关稳压器，尤其涉及对开关稳压器的逐周期电流估计。
背景技术
诸如微处理器、图形处理器、网络处理器、数字信号处理器的电子设备，必须经常对大型步进式负载瞬态进行非常快速的响应。开关功率转换器优选具有紧密遵循理想目标电压同时减少环回(ring back)的电压响应。具有这种瞬态响应的系统通常在负载变化的宽频率范围内表现良好。一些传统的开关稳压器通常采用每周期的非常高数量的电流采样，或每周期的一次电流采样，来了解稳压器的输出处的电流状况。在每周期的多次电流采样的情况下，需要高品质的ADC(模数转换器)以获取采样，这显著增加了系统成本、增加了功耗且需要芯片上更多的面积。另一方面，每周期仅单次电流采样向电流环路中引入显著的延迟，并导致开关稳压器的较差的瞬态响应。其他传统的开关稳压器提供自适应电压定位(AVP)，以最小化在高频率重复生负载变化期间的电压偏移，即最小化输出阻抗。通常，电压以高速率被采样，但电感器电流以低得多的速率被采样。负载变化时，由于较低的电感器电流采样速率，AVP环路向控制系统中引入较大的延迟，并引起环回，以及不利的电压响应或输出阻抗峰值。
发明内容
根据在开关稳压器的脉宽调制(PWM)周期期间估计该开关稳压器输出相的周期平均电流的方法的一个实施例，每个PWM周期具有接通部分和关断部分，该方法包括：在每个PWM周期的关断部分期间，测量输出相的低侧晶体管电流；基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间所测量的低侧晶体管电流以及当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的周期平均电流；以及将该周期平均电流估计值结合到该开关稳压器的响应中。
根据开关稳压器的一个实施例，该开关稳压器包括输出相，该输出相包括可操作成响应施加到该输出相的脉宽调制(PWM)信号来在不同时期接通和关断的高侧晶体管和低侧晶体管，PWM信号的每个周期均具有接通部分和关断部分。该开关稳压器进一步包括：电流感测电路，其可操作成感测该低侧晶体管的电流；模数转换器，其可操作成在每个PWM周期的关断部分期间采样所感测的低侧晶体管电流；以及电流估计器，其可操作成基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间所采样的低侧晶体管电流以及当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的周期平均电流。
根据在多相开关稳压器的脉宽调制(PWM)周期期间估计该多相开关稳压器的多个输出相的平均电流的方法的一个实施例，每个PWM周期具有接通部分和关断部分，该方法包括：在每个PWM周期的关断部分期间，测量每个输出相的低侧晶体管电流；基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间为每个输出相所测量的低侧晶体管电流以及当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的每个输出相的平均电流；以及将多个输出相的平均电流估计值进行组合，以生成当前PWM周期的总平均电流估计值。
根据多相开关稳压器的一个实施例，该多相开关稳压器包括多个输出相，每个输出相均包括可操作成响应脉宽调制(PWM)信号来在不同时期接通和关断的高侧晶体管和低侧晶体管；PWM信号的每个周期均具有接通部分和关断部分。该多相开关稳压器进一步包括电流感测电路，其可操作成感测每个低侧晶体管的电流；模数转换器，其可操作成在每个PWM周期的关断部分期间采样每个输出相的所感测的低侧晶体管电流；以及电流估计器，其可操作成基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间为每个输出相所测量的低侧晶体管电流以及当前PWM周期的接通部分的脉宽的估计值，来估计当前PWM周期的每个输出相的平均电流，并且将多个输出相的平均电流估计值进行组合，以生成当前PWM周期的总平均电流估计值。
在阅读以下详细描述时以及浏览附图时，本领域技术人员将认识到附加的特征和优点。
附图说明
附图的元素不一定相对于彼此是按比例的。相同的附图标记表示对应的相似部分。各种图示的实施例的特征可以被组合，除非它们相互排斥。实施例在附图中被描绘，并在随后的描述中被详述。
图1图示出了实现逐周期电流估计的单相开关稳压器的一个实施例的方框图。
图2图示出了逐周期电流估计过程期间各种信号的曲线图。
图3图示出了在PWM周期的接通部分的中点处估计脉宽的一个实施例的曲线图。
图4图示出了实现逐周期电流估计的多相开关稳压器的一个实施例的方框图。
图5图示出了与图1中所示实施例类似的开关模式降压转换器的一个实施例的方框图。
图6图示出了与图5中所示实施例类似的开关模式降压转换器的一个实施例的方框图。
具体实施方式
此处描述的实施例为开关稳压器提供逐周期电流估计，该逐周期估计基于在先周期中所测量的电流值以及当前周期中的脉宽估计值。此处所描述的逐周期电流估计技术可被应用到任何开关稳压器架构，包括：降压、升压、降压-升压、反激式、推挽式、半桥式、全桥式和SEPIC(单端初级电感器转换器)。降压转换器将DC电压降低到更低的DC电压。升压转换器提供高于输入的输出电压。降压-升压转换器生成与输入极生相反的输出电压。反激式转换器生成小于或大于输入的输出电压，以及多路输出。推挽式转换器是双晶体管转换器，其在低输入电压下尤其有效。半桥式转换器是在许多离线应用中使用的双晶体管转换器。全桥式转换器是通常被用于离线设计中的四晶体管转换器，其可生成非常高的输出功率。SEPIC是一种类型的DC-DC转换器，其允许其输出端处的电压大于、小于或等于其输入端处的电压。
对于每种类型的开关稳压器架构，通过提供逐周期的电流估计来实现快速的负载瞬态响应。基于在先周期中所测量的电流和当前周期的脉宽的预测，来逐周期估计电流值。
接下来描述的是逐周期电流估计技术的实施例，其在开关模式降压转换器的情境中被解释。本领域技术人员将理解的是，此处所描述的逐周期电流估计实施例可在较小修改(如果有的话)的情况下，被容易地应用到其他开关稳压器架构。此类修改充分处于本技术领域普通技术人员的能力之内，而无需过多的试验。
图1图示出了开关模式降压转换器的一个实施例的方框图，该开关模式降压转换器包括耦合到诸如微处理器、图形处理器、网络处理器、数字信号处理器等的负载102的功率级100。根据本实例，功率级100具有单相104，即，该开关模式降压转换器为单相开关稳压器，其中由一相来供应负载电流。该相104包括由对应驱动器101、103所驱动的高侧晶体管(HS)和低侧晶体管(LS)。输出相104通过电感器(L)向负载102提供电流。由输出相104所提供的电流量取决于高侧晶体管和低侧晶体管的开关状态。输出电容器(C)也被耦合到负载102，位于相电感器和负载102之间，如图1中所示的。输出电容器可为单个电容器或并联的电容器组。
功率级100的操作通过由控制器106所生成的脉宽调制(PWM)信号(pwm)所控制。控制器106包括生成PWM信号的PWM控制单元108。PWM信号被施加到输出相104，且PWM信号的每个周期均具有接通部分和关断部分。在每个PWM周期的接通部分期间将输出相104的高侧晶体管接通，并且将低侧晶体管关断。相反地，在每个PWM周期的关断部分期间，将低侧晶体管接通，并且将高侧晶体管关断。
PWM信号的占空比(d)决定了高侧晶体管和低侧晶体管在每个PWM周期期间分别被接通多长时间，并因此决定了由输出相104向负载102提供的电流量。基于提供至开关模式降压转换器的参考电压(Vref)与负载电压(Vo)之间的差值来生成PWM信号。在一些实施例中，参考电压对应于与负载102相关联的电压标识(VID)。该VID决定了稳压器的设定点，即负载电流为零时稳压器的目标电压。
控制器106还包括用于采样负载电压(Vo)的第一ADC110，以及用于采样功率级输出相104的所感测的低侧晶体管电流(Isense)的第二ADC112。低侧晶体管电流(ILs)由包括在开关稳压器中的感测电路114所感测。控制器106进一步包括自适应电压定位(AVP)单元118，其生成对参考电压(Vref)的偏移量(Vavp)，该偏移量(Vavp)为与由开关稳压器的相电流估计器120所生成的周期平均电流估计值(Iph_est)成比例的量。通过这样做，周期平均电流估计值被结合到开关稳压器的响应中。该周期平均电流估计值是基于在先PWM周期中所测量的低侧晶体管电流和当前PWM周期的脉宽的预测而生成的。
由AVP单元118生成的偏移量(Vavp)构成误差信号(e)，该误差信号(e)被输入到控制器100的补偿器122。在一个实施例中，补偿器122为PID(比例积分微分)滤波器，其实现将误差电压(e)作为输入并且将占空比作为输出的补偿器传递函数。同样地，提供给开关稳压器的功率级100的PWM信号的占空比基于由AVP单元118所生成的偏移量(Vavp)。
接下来参考图2更详细地描述关于逐周期相电流估计的开关稳压器的操作。图2示出了电感器电流(IL)、所感测的低侧晶体管电流(Isense)、采样的低侧晶体管电流(1ph_mid_off)以及周期平均电流估计值(Iph_est)，该周期平均电流估计值(Iph_est)由相电流估计器120所生成，其被标绘为施加至功率级100的PWM信号的函数。如下更详细的描述，PWM信号的每个接通部分均具有一定的宽度(W)，该宽度(W)在当前PWM周期中被估计，并被用于逐周期相电流估计中。
第二ADC112在每个PWM周期的关断部分期间(例如中点处)采样所感测的低侧晶体管电流(Isense)。相电流估计器120基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间所采样的低侧晶体管电流以及当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的周期平均电流(Iph_est)。
图2示出了4个连续的PWM周期(N，N+1，N+2和N+3)，每个周期具有比关断部分短的接通部分(具有宽度W)。基于PWM周期N的关断部分的中点处所采样的低侧晶体管电流(由图2中的点[n0]处所取得的lph_mid_off采样所表示)以及在PWM周期N+1的接通部分的中点(由图2中的点[n0+1]所表示)处的脉宽估计值来估计PWM周期N+1的周期平均电流(Iph_est)。
在一个实施例中，相电流估计器120利用关于输入电压(Vin)、输出相电感器值(L)、若干个PWM周期内的平均占空比(Davg)、以及当前PWM周期的占空比(d)的信息来估计周期平均电流(Iph_est)，如以下所给出的：
I ph _ est [ n 0 + k ] = I ph _ mid _ off [ n 0 + k ] k = 2 M I ph _ mid _ off [ n 0 + k - 1 ] + V m × T SW 2 L ( d half [ n 0 + k ] - D avg ) k = 2 M + 1 - - - ( 1 )
其中，Tsw是输出相的开关频率，以及n0是指示过去采样的整数。平均占空比(Davg)可通过将PWM信号的最后T个占空比进行平均来计算。
公式(1)中的表达式Iph_mid_off[n0+k-1]表示紧接在前的PWM周期(k＝2M)的关断部分的中点处所采样的低侧晶体管电流(ILs)，并且表达式
Figure BSA0000093796710000061
表示在当前PWM周期(k＝2M+1)的接通部分的中点处的输出相的高侧晶体管电流的估计值。表达式
Figure BSA0000093796710000062
并非基于实际采样，而是施加到输出相的输入电压(Vin)、相开关频率(Tsw)、相输出电感(L)、以及在当前PWM周期的接通部分的中点处所计算的占空比(dhalf[n0+k])与M个先前完成的PWM周期的平均占空比(Davg)之间的差的函数，其中，
Figure BSA0000093796710000063
表示当前PWM周期的接通部分的中点处的脉宽估计值。相电流估计器120将Iph_mid_off[n0+k-1]与
Figure BSA0000093796710000064
结合，以生成当前PWM周期的周期平均电流估计值(Iph_est)。
图3示出了在PWM周期的接通部分期间得出占空比(dhalf[n0+k])的实施例。图3示出了施加到功率级100的PWM信号以及从中得出PWM信号的三角调制器信号。图3还将平均占空比示为虚线。如图3中所指示的，该占空比在下一个PWM周期开始前被确定，并因此，其在每个PWM周期的接通部分期间是已知的。根据公式(1)，将例如在PWM周期的接通部分的中点处的占空比的值与相输入电压(Vin)、相电感器值(L)以及平均占空比(Davg)相结合进行使用，来估计例如在当前PWM周期的接通部分的中点处的输出相104的高侧晶体管电流。
通过使用两个连续PWM周期的中间部分中的电流估计值，即便是采用单个采样/周期ADC112，电流采样的延迟也可被减少多达一半。一旦当前PWM周期完成，相电流估计器120可将周期平均电流估计值(Iph_est)与PWM周期完成时的实际相电流测量值进行比较，从而生成预测误差。随后，相电流估计器120可补偿该预测误差，使得开关稳压器的稳态响应不受到预测误差的影响，并且不引入静态误差。
图4图示出了与图1中所示实施例类似的开关模式降压转换器的一个实施例的方框图，不过AVP116所生成的偏移电压(Vavp)在输出电压(Vo)之前被并入电压反馈环路中。根据本实施例，将Vavp与Vref相结合，并且将差电压由DAC(数模转换器)121转换到模拟域。如此处先前所描述的，随后将所得到的模拟差电压与Vo结合，并将其重新转换到数字域以用于进一步处理。相比之下，根据图1中所图示的实施例，在将Vref与Vo结合后，将Vavp引入到电压反馈环路中。
在每种情况下，在关断周期期间确定周期平均电流的情况下，可使用低占空比降压转换器。例如，可在关断部分的中点处测量输出电流。周期平均电流变化受接通周期的持续时间的强烈影响。电流估计允许在较小延迟的情况下基于接通周期的持续时间以及在先周期的周期平均值，来估计周期平均值。可通过在接通周期期间检查PWM控制信号，或者替代地通过检查接通周期的起始点或中点来估计接通时间。
图5图示出了与图1中所示实施例类似的开关模式降压转换器的一个实施例的方框图，不过功率级100具有N个相104，即，开关模式降压转换器为多相开关稳压器，其中根据负载状况，负载电流可由一个或多个相104所供应。根据该实施例，电流感测电路116感测每个低侧晶体管的电流(ILs_phl，...，ILs_phN)，并且单个采样/周期DAC112被提供给每相104，以在每个PWM周期的关断部分期间采样每相104的所感测的低侧晶体管电流(Isensel，...，IsenseN)，如此处先前所描述的。
多相开关稳压器的相电流估计器120包括用于功率级100的每相104的相电流估计器120′，用于为当前PWM周期估计每相104的平均电流(Iphl_est，...，IphN_est)。根据公式(1)，基于例如在紧接在前的PWM周期的关断部分的中点处为每个输出相所测量的低侧晶体管电流(Iph_mid_offl，...，Iph_mid_offN)以及例如在当前PWM周期的接通部分的中点处的脉宽估计值来为当前PWM周期估计每个输出相的平均电流。即，将在紧接在前的PWM周期的中点处为每相104所测量的低侧晶体管电流(Iph_mid_offn[n0+k-1])与在当前PWM周期的接通部分的中点处为同一相104所估计的高侧晶体管电流
Figure BSA0000093796710000071
相结合，来为当前PWM周期生成每相的平均电流估计值(Iphl_est，...，IphN_est)。
多相开关稳压器进一步包括用于将N个电流估计值(Iphl_est，...，IphN_est)结合的合成器124，以为当前PWM周期生成总平均电流估计值(I_total_est)。在每个PWM周期期间，该总平均电流估计值被提供给AVP单元118，使得AVP单元118可生成每个PWM周期的对参考电压(Vref)的对应的成比例偏移(Vavp)。
AVP单元118以比为N个输出相104采样低侧晶体管电流更高的频率对多相开关稳压器的输出电压(Vo)进行采样。AVP单元118将所采样的输出电压转换为所采样的输出电压的基于电流的表示。在一个实施例中，电流组合器124是AVP单元118的一部分，并且AVP单元118将所采样的输出电压的基于电流的表示和N个输出相104的平均电流估计值(Iphl_est，...，IphN_est)结合，以为当前PWM周期生成总平均电流估计值(I_total_ est)。
电流估计器120可将每个PWM周期的总平均电流估计值与在该PWM周期完成时该同一PWM周期的总测量相电流进行比较，以生成预测误差，并对该预测误差进行补偿，使得多相开关稳压器的稳态响应不受到预测误差的影响，如此处先前所描述的。
图6图示出了与图5中所示实施例类似的开关模式降压转换器的一个实施例的方框图，不过如此处先前参考图4所描述的，由AVP116所生成的偏移电压(Vavp)在输出电压(Vo)之前被并入电压反馈环路中。如此处先前所描述的，将Vavp和Vref之间的模拟差电压与Vo结合，并将其重新转换到数字域以用于进一‘步处理。
诸如“第一”、“第二”等的术语被用于描述各种元素、区域和部分等，并且其不意图是限制性的。在整个描述中，相同的术语指代相同的元素。
如此处所使用的，术语“具有”、“含有、“包括”、“包含”等是开放式术语，其指示所陈述的元素或特征的存在，但并不排除附加的元素或特征。除非上下文明确另有指示，否则冠词“一”、“一个”(“a”、“an”)和“该(the)”意图包括复数以及单数。
要理解的是，除非另外具体指出，否则此处所描述的各种实施例的特征可与彼此相结合。
尽管此处已经说明和描述了具体实施例，但本领域普通技术人员将理解的是，各种替代和／或等同实现方式可在不脱离本发明的范围的情况下代替所示出和描述的具体实施例。本申请意图覆盖此处所讨论的具体实施例的任何改编或变形。因此，意图的是，本发明仅由权利要求及其等效方式所限制。

Claims (19)

1.一种在开关稳压器的脉宽调制(PWM)周期期间估计所述开关稳压器输出相的周期平均电流的方法，每个PWM周期均具有接通部分和关断部分，该方法包括：
在每个PWM周期的关断部分期间，测量所述输出相的低侧晶体管电流；
基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间所测量的低侧晶体管电流和当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的周期平均电流；以及
将所述周期平均电流估计值结合到所述开关稳压器的响应中。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，在每个PWM周期的关断部分期间测量低侧晶体管电流包括：
感测所述低侧晶体管电流；以及
在每个PWM周期的关断部分的中点处，采样所感测的低侧晶体管电流。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间所测量的低侧晶体管电流和当前PWM周期的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的周期平均电流包括：
根据施加到所述输出相的输入电压、所述输出相的开关频率、所述输出相的输出电感、以及当前PWM周期的占空比与多个已完成PWM周期的平均占空比之间的差，来在当前PWM周期的接通部分的中点处估计输出相的高侧晶体管电流；以及
将在紧接在前的PWM周期的中点处所测量的低侧晶体管电流与在当前PWM周期的接通部分的中点处所估计的高侧晶体管电流相结合。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，将周期平均电流估计值结合到所述开关稳压器的响应中包括：
将为每个PWM周期所估计的周期平均电流与在同一PWM周期完成时该同一PWM周期的所测量的相电流进行比较，以生成预测误差；以及
补偿所述预测误差，使得所述输出相的稳态响应不受所述预测误差的影响。
5.一种开关稳压器，包括：
输出相，其包括可操作成响应施加到所述输出相的脉宽调制(PWM)信号而在不同时期接通和关断的高侧晶体管和低侧晶体管，PWM信号的每个周期均具有接通部分和关断部分；
电流感测电路，其可操作成感测所述低侧晶体管的电流；
模数转换器，其可操作成在每个PWM周期的关断部分期间采样所感测的低侧晶体管电流；以及
电流估计器，其可操作成基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间所采样的低侧晶体管电流和当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的周期平均电流。
6.根据权利要求5所述的开关稳压器，其中，所述电流估计器可操作成：
根据施加到所述输出相的输入电压、所述输出相的开关频率、所述输出相的输出电感以及当前PWM周期的占空比与多个已完成PWM周期的平均占空比之间的差，来在当前PWM周期的接通部分的中点处估计所述输出相的高侧晶体管电流；以及
将在紧接在前的PWM周期的中点处所测量的低侧晶体管电流与在当前PWM周期的接通部分的中点处所估计的高侧晶体管电流相结合。
7.根据权利要求5所述的开关稳压器，进一步包括控制器，其可操作成：
将为每个PWM周期所估计的周期平均电流与在同一PWM周期完成时该同一PWM周期的所测量的相电流进行比较，以生成预测误差；以及
补偿所述预测误差，使得所述开关稳压器的稳态响应不受所述预测误差的影响。
8.根据权利要求5所述的开关稳压器，其中，所述开关稳压器为开关模式降压转换器。
9.一种在多相开关稳压器的脉宽调制(PWM)周期期间估计所述多相开关稳压器多个输出相的周期平均电流的方法，每个PWM周期均具有接通部分和关断部分，该方法包括：
在每个PWM周期的关断部分期间，测量每个输出相的低侧晶体管电流；
基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间为每个输出相所测量的低侧晶体管电流和当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的每个输出相的平均电流；以及
将多个输出相的平均电流估计值结合，以生成当前PWM周期的总平均电流估计值。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，在每个PWM周期的关断部分期间，测量每个输出相的低侧晶体管电流包括：
感测每个输出相的低侧晶体管电流；以及
在每个PWM周期的关断部分的中点处，采样每个输出相的所感测的低侧晶体管电流。
11.根据权利要求9所述的方法，其中，基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间为每个输出相所测量的低侧晶体管电流和当前PWM周期的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的每个输出相的平均电流包括：根据施加到每个输出相的输入电压、每个输出相的开关频率、每个输出相的输出电感以及当前PWM周期的占空比与多个已完成PWM周期的平均占空比之间的差，来在当前PWM周期的接通部分的中点处估计每个输出相的高侧晶体管电流。
12.根据权利要求9所述的方法，其中，将多个输出相的平均电流结合，以生成当前PWM周期的总平均电流估计值包括：将在紧接在前的PWM周期的中点处为每个输出相所测量的低侧晶体管电流与在当前PWM周期的接通部分的中点处为同一输出相所估计的高侧晶体管电流相结合。
13.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
将每个PWM周期的总平均电流估计值与在同一PWM周期完成时该同一PWM周期的总测量相电流进行比较，以生成预测误差；以及
补偿所述预测误差，使得所述多相开关稳压器的稳态响应不受所述预测误差的影响。
14.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
以比多个输出级的低侧晶体管电流更高的频率对所述开关稳压器的输出电压进行采样；
将所采样的输出电压转换为所采样的输出电压的基于电流的表示；以及
将所采样的输出电压的基于电流的表示和多个输出相的平均电流估计值相结合，以生成当前PWM周期的总平均电流估计值。
15.一种多相开关稳压器，包括：
多个输出相，每个均包括可操作成响应脉宽调制(PWM)信号而在不同时期接通和关断的高侧晶体管和低侧晶体管，所述PWM信号的每个周期均具有接通部分和关断部分；
电流感测电路，其可操作成感测每个低侧晶体管的电流；
模数转换器，其可操作成在每个PWM周期的关断部分期间采样每个输出相的所感测的低侧晶体管电流；以及
电流估计器，其可操作成基于紧接在前的PWM周期的关断部分期间为每个输出相所测量的低侧晶体管电流和当前PWM周期的接通部分的脉宽估计值，来估计当前PWM周期的每个输出相的平均电流，以及将多个输出相的平均电流估计值结合，以生成当前PWM周期的总平均电流估计值。
16.根据权利要求15所述的多相开关稳压器，其中，所述电流估计器可操作成：
根据施加到每个输出相的输入电压、每个输出相的开关频率、每个输出相的输出电感以及当前PWM周期的占空比与多个已完成PWM周期的平均占空比之间的差，来在当前PWM周期的接通部分的中点处估计每个输出相的高侧晶体管电流；以及
将在紧接在前的PWM周期的中点处为每个输出相所测量的低侧晶体管电流与在当前PWM周期的接通部分的中点处为同一个输出相所估计的高侧晶体管电流相结合，以生成当前PWM周期的总平均电流估计值。
17.根据权利要求15所述的多相开关稳压器，进一步包括控制器，其可操作成：
将每个PWM周期的总平均电流估计值与在同一PWM周期完成时的该同一PWM周期的总测量相电流进行比较，以生成预测误差；以及
补偿所述预测误差，使得所述多相开关稳压器的稳态响应不受所述预测误差的影响。
18.根据权利要求15所述的多相开关稳压器，进一步包括自适应电压定位单元，其可操作成：
以比多个输出级的低侧晶体管电流更高的频率对所述开关稳压器的输出电压进行采样；
将所采样的输出电压转换为所采样的输出电压的基于电流的表示；以及
将所采样的输出电压的基于电流的表示和多个输出相的平均电流估计值相结合，以生成当前PWM周期的所有输出相的总平均电流估计值。
19.根据权利要求15所述的多相开关稳压器，其中，所述多相开关稳压器为多相开关模式降压转换器。
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