DE102014003405B4

DE102014003405B4 - Abwärtswandelnder LED Treiber mit einem mittelwertbasierenden Regelkonzept für die Verwendung im Kfz

Info

Publication number: DE102014003405B4
Application number: DE102014003405.4A
Authority: DE
Inventors: Franz-Josef Pitter
Original assignee: Elmos Semiconductor SE
Current assignee: Elmos Semiconductor SE
Priority date: 2014-03-07
Filing date: 2014-03-07
Publication date: 2021-10-21
Anticipated expiration: 2034-03-08
Also published as: DE102014003405A1

Abstract

Schaltwandler zur Versorgung eines Verbrauchers mit Energiea. wobei der Schaltwandleri. einen Steuerschaltkreis (CONTROLLER) undii. einen gesteuerten Schalter (M1) undiii. eine Drossel (L1) undiv. eine Rücklaufdiode (D1) undv. einen Messwiderstand (R1) aufweist undb. wobei der erste Anschluss (A) des Schalters (M1), der nicht mit der Rücklaufdiode (D1) verbunden ist, direkt oder indirekt mit dem ersten Pol einer elektrischen Energiequellequelle (VIN) verbunden ist undc. wobei die Rücklaufdiode (D1) in Sperrrichtung geschaltet ist undd. wobei der zweite Anschluss (B) des Schalters (M1), der mit der Rücklaufdiode (D1) verbunden ist, mit dem ersten Anschluss (B) der Drossel (L1) verbunden ist unde. wobei der zweite Anschluss (C) der Drossel (L1) mit dem Verbraucher (LED1..LEDn) verbunden ist undf. wobei der Verbraucher (LED1..LEDx) an dem zweiten Pol (GND) der elektrischen Energiequelle angeschlossen ist undg. wobei der Schalter (M1) während einer „EIN“-Periode (TON) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) geschlossen wird undh. wobei der Schalter (M1) während einer „Aus“-Periode (TOFF) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) geöffnet wird undi. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) mittels einer ersten Messleitung mit dem zweiten Anschluss (B) des Schalters (M1) verbunden ist undj. wobei der Schalter (M1) mit der Rücklaufdiode (D1) und dem Messwiderstand (R1) in Serie geschaltet ist undk. wobei der Messwiderstand (R1) mit seinem zweiten Anschluss direkt oder indirekt mit dem zweiten Pol (GND) der elektrischen Energiequelle verbunden ist undl. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) mittels einer zweiten Messleitung mit einem Messkonten (D) verbunden ist, der die Rücklaufdiode (D1) mit dem Messwiderstand (R1) verbindet undm. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den Mittelwert (IL1_Average) des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1) während der „Aus“-Periode (TOFF) bis auf einen optionalen Offset-Wert bestimmt undn. wobei das Verhältnis der Dauer der Ein-Periode (TON) zur Dauer der Aus-Periode (TOFF) vom dem während der Aus-Periode (TOFF) ermittelten Mittelwert des Rücklaufstromes (IR) (IL1_Average) durch den Messwiderstand (R1) abhängt undo. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den Zeitpunkt zur Messung des „Peak“-Wertes dadurch bestimmt, dass dann der „Peak“-Wert gemessen wird,i. wenn die Messspannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) einen vorgegebenen Wert unterschreitet und/oderii. wenn die Spannung am zweiten Anschluss (B) des Schalters (M1) einen vorgegebenen Wert (VREF) unterschreitet undp. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den „Peak“-Wert speichert, gekennzeichnet dadurch,q. dass der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den so gespeicherten „Peak“-Wert (SEN_PEAK) von einem Offset-Wert (VLIM) abzieht und diesen Wert (VARI_OFF) zu dem Wert des internen Rücklaufstromesswertes (ISEN) und/oder dem gefilterten Messwert (FIL_ISEN), der von dem Wert des internen Rücklaufstromesswertes (ISEN) abhängt, hinzuaddiert und so ein Vergleichssignal (COMP) gewinnt undr. dass der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) aus diesem Vergleichswert (COMP) durch Vergleich mit einem Referenzwert (VREF) ein Signal (CMP2), insbesondere das daraus abgeleitete Austastsignal (TOFF_SIG), erhält, von dem der Schaltzustand des Schalters (M1) abhängt.

Description

Einleitung
Recherchen und technische Vergleiche der im Stand der Technik verfügbaren Treiberlösungen zeigen einige Gemeinsamkeiten und Tendenzen.
Zum einen sind es klassische Festfrequenzkonzepte mit Ausgangskondensator, Oszillator, Slope- und Frequenzgangkompensation, zum anderen sind es verschiedene einfache PFM-Konzepte mit Frequenzvariation und anderen Unzulänglichkeiten. Wenn eine „Dimming“-Funktion zur Veränderung der Helligkeit von Leuchtdiodenlasten vorhanden ist, wird in den meisten Fällen ein externer Schalttransistor benötigt.
Bemerkenswerter Weise treibt ein erheblicher Teil der aus dem Stand der Technik bekannten-Konzepte die Leuchtdioden nach VIN, also zur Versorgungsspannung hin, so dass bei abgesetzten Leuchtdioden(LEDs) insbesondere im Auto zwei Leitungen notwendig sind, was einen wesentlichen Nachteil darstellt. Eine solche Leitung führt zu weiteren Kosten und EMV Empfindlichkeiten.
Ein größeres Problem ergibt sich aus den realisierten Messungen des LED-Stromes. Dieses Problem wird anhand der nicht beanspruchten 1, die den Stand der Technik wiedergibt, erläutert. 1 zeigt einen Steuerschaltkreis (CONTROLLER), einen Schalter (M1), eine Drossel (L1), einen zweiten Schalter (M2), einige LEDs (LED1....LEDx) als Verbraucher, die hier beispielhaft in Serie geschaltet sind, einen Stützkondensator (C1) und eine Rücklaufdiode (D1). Darüber hinaus verfügt die Schaltung aus dem Stand der Technik noch über eine Kompensation (COMPENSATION) deren Funktion die Stabilisierung der Regelspannung ist. Der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) öffnet und schließt nun den Schalter (M1). Dabei bestimmt der mittlere Anteil der Zeiten zu denen der Schalter M1 geschlossen ist im Vergleich zu dem Anteil der Zeiten, zu denen der Schalter (M1) geöffnet ist, wie viel Strom im Mittel durch die Last, also der Laststrom durch die LEDs (LED 1 ... LEDx), fließt.
Der zweite Schalter (M2) wird geöffnet, wenn die Last, also die LEDs, keine Versorgung mehr erhalten sollen. Gleichzeitig wird der LED-Treiber angehalten und der Stützkondensator (C1) speichert den letzten Wert der Spannung, der beim erneuten Einschalten als Startwert dient. In diesem Fall nimmt der Stützkondensator (C1) den Strom auf, indem er das Potenzial am Knoten 2 festhält
Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Methoden der Regelung bekannt. Zum einen ist nun bei einer solchen Lösung aus dem Stand der Technik eine Regelung des Systems mit dem Mittelwert des Stromes bekannt. Hierzu wird im Stand der Technik der Mittelwert des durch Einsetzen eines Shunt-Widerstands und Messung der an diesem abfallenden Spannung in Reihe mit den LEDs erfasst. Eine solche Messung wäre in 1 an den möglichen Shunt-Widerstands Positionen 1 und 2 möglich. Zum anderen kann dies auch an der Shunt-Widerstandsposition 3 in der 1 gemessen werden, wobei dann das System mit Hilfe des Spitzenwerts des dort gemessenen Stromes durch den Steuerschaltkreis (Controller) geregelt wird. Dies führt zu den bekannten Problemen der Änderung des Mittelwertes bei Variation der Eingangsspannung. Alle diese Messorte erfordern störempfindliche zusätzliche Rückführungen zum Steuerschaltkreis (CONTROLLER).
Aus schaltungstechnischen Realisierungsgründen ist der theoretisch mögliche Messpunkt 4 (1) ungeeignet und wird auch von keinem der aus dem Stand der Technik bekannten Konzepte benutzt
Aus der gattungsgemäßen DE 10 2006 019 681 A1 ist eine integrierte Schaltungsanordnung zur Stromregelung eines elektromagnetischen Verbrauchers, insbesondere eines Elektromotors, Generators, Magnetventils oder dergleichen, mit einer Spule, einem Leistungsschaltungselement und einer Freilaufdiode bekannt. Die Schaltungsanordnung der gattungsgemäßen DE 10 2006 019 681 A1 weist einen integrierten Messwiderstand zur Messung des Spulenstromes auf. Der Messwiderstand der gattungsgemäßen DE 10 2006 019 681 A1 ist dabei in einem Freilaufpfad der Schaltungsanordnung in Reihe zwischen der Freilaufdiode und dem Leistungsschaltungselement angeordnet und einer ihm zugeordneten Spannungsmesseinrichtung sind digitale Verarbeitungsmittel zur mindestens teilweisen Kompensation von Widerstands-Exemplarstreuungen und/oder Temperatureinflüssen im Spannungssignal und/oder einem bei einer analogen Spannungssignalverarbeitung aufgeprägten Fehler nachgeschaltet.
Aus der ebenfalls gattungsgemäßen DE 10 2013 212 542 A1 ist ein Schaltregler bekannt. Der Schaltregler der ebenfalls gattungsgemäßen DE 10 2013 212 542 A1 umfasst eine Ausgangsphase mit einem Hochspannungsseiten-Transistor und einem Niederspannungsseiten-Transistor, die betreibbar sind, um sich als Reaktion auf ein an die Ausgangsphase angelegtes Impulsbreitenmodulations- bzw. PWM-Signal in verschiedenen Perioden ein- und auszuschalten. Dabei weist jeder Zyklus des PWM-Signals einen Einschaltteil und einen Ausschaltteil auf. Der Schaltregler der ebenfalls gattungsgemäßen DE 10 2013 212 542 A1 umfasst ferner eine Strommessschaltung, die betreibbar ist, um den Strom des Niederspannungsseiten-Transistors zu messen, einen Analog-Digital-Wandler, der betreibbar ist, um den gemessenen Niederspannungsseiten-Transistorstrom während des Ausschaltteils für jeden PWM-Zyklusabzutasten, und einen Stromschätzer, der betreibbar ist, um einen Zyklusdurchschnittsstrom für den derzeitigen PWM-Zyklus auf der Basis des während des Ausschaltteils für den unmittelbar vorausgehenden PWM-Zyklus abgetasteten Niederspannungsseiten-Transistorstroms und einer Impulsbreitenschätzung für den Einschaltteil des derzeitigen PWM-Zyklus zu schätzen.
Aus der DE 698 07 991 T2 ist ein Synchrontaktregler bekannt, bei dem ein Spannungsabfall zur Strommessung benutzt wird. Kern der technischen Lehre der DE 698 07 991 T2 ist eine Synchron-Schaltreglerschaltung zum Zuführen eines Stroms mit einer geregelten Spannung zu einer Last. Die Reglerschaltung der DE 698 07 991 T2 weist dabei einen Eingangsanschluss, der dazu vorgesehen ist, mit einer Eingangsversorgungsspannungsquelle verbunden zu werden, einen Ausgangsanschluss, der dazu vorgesehen ist, mit der Last verbunden zu werden, eine Steuerschaltung zum Regeln des Tastgrades der Reglerschaltung, eine mit dem Eingangsanschluss, dem Ausgangsanschluss und der Steuerschaltung verbundene Ausgangsschaltung auf. Die Ausgangsschaltung der DE 698 07 991 T2 weist eine Spule, ein Hauptschaltelement, das veranlasst, dass der Strom in der Spule zunimmt, und ein Synchronschaltelement, das den Spulenstrom leitet, wenn das Hauptschaltelement nichtleitend ist; und eine mit dem Synchronschaltelement (344) und der Steuerschaltung verbundenen Spannungsabfallmessschaltung (320) zum Zuführen einer Strominformation zur Steuerschaltung auf.
Aus der US 6 246 220 B1 ist ein synchron gleichgerichteter DC-DC-Wandler mit verbesserter Strommessung bekannt. Es handelt sich um eine Gleichstrom-Gleichstrom-Abwärtspulsbreitenmodulator-Wandlerschaltung. Sie umfasst einen Eingang, einen High-Side-Ausgang und einen Low-Side-Ausgang. Ein High-Side-Schalter ist elektrisch zwischen einem gemeinsamen Ausgangsknoten und einer Spannungsversorgung angeschlossen und steuert einen Stromfluss durch diesen in Abhängigkeit von dem High-Side-Ausgang. Ein Low-Side-Schalter ist elektrisch zwischen den gemeinsamen Ausgangsknoten und Masse geschaltet und steuert einen Stromfluss durch ihn in Abhängigkeit vom Low-Side-Ausgang. Ein Verstärker mit virtueller Masse enthält einen zweiten Eingang, der elektrisch mit Masse verbunden ist. Ein Stromrückkopplungswiderstand ist elektrisch zwischen den gemeinsamen Ausgangsknoten und einen ersten Eingang des virtuellen Masseverstärkers geschaltet. Eine Komponente mit variabler Impedanz ist elektrisch mit einem Ausgang des virtuellen Masseverstärkers und mit dem ersten Eingang des virtuellen Masseverstärkers verbunden. Die Impedanz der variablen Impedanzkomponente wird in Abhängigkeit vom Ausgang des virtuellen Masseverstärkers variiert. Eine Abtast- und Halteschaltung ist elektrisch zwischen dem Eingang der Pulsbreitenmodulator-Wandlerschaltung und dem Bauteil mit variabler Impedanz angeschlossen. Die Abtast- und Halteschaltung erzeugt einen virtuellen Erdstrom durch die variable Impedanzkomponente und tastet den virtuellen Erdstrom ab.
Aus der US 6 381 159 B2 sind eine Schaltung und ein Verfahren zum Erfassen des Induktorstroms, der von einem Schaltnetzteil zu einer Last fließt bekannt, die keinen Messwiderstand im Pfad des Induktorstroms verwendet. In einer synchronen Abwärtswandlertopologie wird der Induktorstrom abgeleitet, indem der Spannungsabfall über den synchronen MOSFET der Halbbrücke erfasst wird und indem der Strom mithilfe einer Sample-and-Hold-Schaltung rekonstruiert wird. Zur Rekonstruktion des Induktorstroms außerhalb des zeitlichen Sample-and-Hold-Fensters wird ein Ripple-Current-Synthesizer eingesetzt. Das abgetastete Produkt I_Load×R_DSon wird verwendet, um den Ripplestromschätzer mit Gleichstrominformationen in jedem Schaltzyklus zu aktualisieren. Die resultierende Spannungswellenform ist direkt proportional zum Induktorstrom. Der Induktorstromsynthesizer der US 6 381 159 B2 kann laut US 6 381 159 B2 angeblich auch in Hochsetzsteller-, Sperrwandler- und Durchflusswandlertopologien verwendet werden.
In der technischen Lehre der US 2008 / 0 224 625 A1 liefert eine Ansteuerschaltung einen Ansteuerstrom an eine Vielzahl von Leuchtdioden. Die Ansteuerschaltung der US 2008 / 0 224 625 A1 enthält eine Spannungswandlerschaltung mit einer bestimmten Topologie und mit einem induktiven Element und einem Schaltelement. Die Treiberschaltung der US 2008 / 0 224 625 A1 erfasst einen Strom durch die induktiven Elemente und durch die Schaltelemente und erzeugt ein Rückkopplungssignal aus dem erfassten Strom. Das Rückkopplungssignal der US 2008 / 0 224 625 A1 hat einen Wert, der den Treiberstrom anzeigt, der den Leuchtdioden zugeführt wird. Die Treiberschaltung der US 2008 / 0 224 625 A1 steuert den Betrieb des Spannungswandlers in Reaktion auf das Rückkopplungssignal der US 2008 / 0 224 625 A1 .
Die US 2013 / 0 154 590 A1 beschreibt Systeme und Verfahren zur Regelung eines Schaltwandlers. Eine Ausführungsform der US 2013 / 0 154 590 A1 bezieht sich auf ein Stromversorgungssystem, das einen Schaltwandler umfasst, der eine Ausgangsspannung durch abwechselndes Ein- und Ausschalten eines High-Side-Transistors und eines Low-Side-Transistors bereitstellt, die beide über einen Schaltknoten mit einer Ausgangsinduktivität gekoppelt sind. Der Schaltwandler der US 2013 / 0 154 590 A1 enthält eine Treiberschaltung, die die Ausgangsspannung basierend auf einem Rückkopplungssignal der US 2013 / 0 154 590 A1 regelt. Das Stromversorgungssystem der US 2013 / 0 154 590 A1 umfasst auch einen simulierten Ausgangsgenerator, der auf der Grundlage einer Low-Side-Ausgangswellenform des Low-Side-Transistors, die während der Ausschaltzeiten des Schaltwandlers am Schaltknoten erfasst wird, eine simulierte Induktionswellenform als Rückkopplungssignal der US 2013 / 0 154 590 A1 erzeugt und an die Treiberschaltung der US 2013 / 0 154 590 A1 liefert.
Aufgabe der Erfindung
Aufgabe der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist es, ein Festfrequenzkonzept mit der maximal möglichen Schaltfrequenz anzugeben. Die Schaltung sollte monolithisch integrierbar sein und nur wenige nicht integrierbare Elemente erfordern. Eine Frequenzgangkompensation, ein Ausgangskondensator, ein „Dimming“-Transistor (M2) einschließlich Ansteuerung und zusätzliche Leitungen sollten vermeiden werden.
Die Aufgabe wird jeweils mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche 1 und 6 gelöst.
Beschreibung der erfindungsgemäßen Vorrichtung
Beschreibung der erfindungsgemäßen Topologie
Die Aufgabe der Erfindung ist in der nicht beanspruchten 2 noch einmal dargestellt. Der Kompensationsschaltkreis (COMPENSATION), der Stützkondensator (C1) und der „Dimming“ Schalter zum Austasten der LEDs (LED1 ... LEDx), also der zweite Schalter (M2), sollen wegfallen.
Die Wahl der LED-Strom-Erfassung fiel im Rahmen der Ausarbeitung der Erfindung auf den massebezogenen lokalen Knoten des Freilaufkreises, also auf den masseseitigen Anschluss der Rücklaufdiode (D1). Da in den üblichen Anwendungen die Freilaufphase länger andauert als die Flussphase, wird nun der Strom im betragsniedrigsten Punkt der Strom-Zeitfunktion, dem „Valley“-Punkt der Freilaufphase, gemessen (siehe 4). Damit steht mehr Zeit für die Stromerfassung zur Verfügung. Dadurch besteht die aufgabengemäße Möglichkeit die Schaltfrequenz zu erhöhen. 2 zeigt die gegenüber dem Stand der Technik außerhalb der integrierten Schaltung wegfallenden Elemente.
Die Erfindung wird im weiteren Verlauf mit Hilfe der 3 bis 6 erläutert.
3 skizziert die erfindungsmäßig erkannte Minimallösung. Der mit kontinuierlichem Stromfluss des Laststromes (I_L1) in der Drossel (L1) betriebene Abwärtskonverter präsentiert sich nach außen als eine selbstschwingende, quasi frequenzkonstante und präzise hochfrequente Stromquelle. Die Drossel (L1) glättet weitgehend den Wechselstromanteil des Laststromes (I_L1), so dass die LED-Last (LED1...LEDx) mit einem sehr konstanten Gleichstrom, dem besagten Laststrom (I_L1), betrieben wird. Ein Ausgangskondensator, wie er als Stützkondensator (C1) in 1 noch eingezeichnet war, ist für die Funktion nicht notwendig, kann aber optional zur weiteren Reduktion des Wechselanteils des LED-Stromes, also des Laststromes (I_L1), zugefügt werden.
Der erfindungsgemäße Schaltwandler zur Versorgung eines Verbrauchers mit Energie umfasst also mindestens einen Steuerschaltkreis (CONTROLLER), der die besagten und im Folgenden detaillierter beschriebenen Operationen und insbesondere die Regelung ausführt, einen durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) gesteuerten Schalter (M1), der typischerweise ein Leistungstransistor ist, eine Drossel (L1), eine Rücklaufdiode (D1) und einen Messwiderstand (R1). Dabei ist der Schalter (M1) mit der Rücklaufdiode (D1) und dem Messwiderstand (R1) typischerweise in dieser Reihenfolge in Serie geschaltet. Andere Reihenfolgen sind denkbar. Solche alternativen Topologien erfordern jedoch teilweise mehr Regelanschlüsse am Steuerschaltkreis (CONTROLLER).
Ein erster Anschluss (A) des steuerbaren Schalters (M1) ist direkt oder indirekt über andere elektronische Funktionselemente, beispielsweise Zuleitungswiderstände etc., mit der Versorgungsspannung (VIN) verbunden. Der zweite Anschluss (B) des steuerbaren Schalters (M1) ist mit dem ersten Anschluss (B) der Diode (D1) und dem ersten Anschluss (B) der Drossel (L1) verbunden. Die Rücklaufdiode (D1) ist dabei in Sperrrichtung geschaltet.
Der zweite Anschluss (C) der Drossel (L1) ist mit dem Anschluss (C) der Verbraucher (LED1..LEDn) verbunden.
Die Verbraucher sind gleichzeitig mit dem anderen Anschluss mit Masse verbunden. Der Messwiderstand (R1) ist mit der einen Seite mit dem zweiten Anschluss (D) der Diode (D1) verbunden, der gleichzeitig der Messknoten für die Messung der Regelgröße ist. Mit der anderen Seite ist der Messwiderstand (R1) mit Masse verbunden. Der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) ist mittels einer Messleitung mit dem Messkonten (D) verbunden, an dem der erste Regelparameter erfasst wird. Ebenso ist der Steuereingang des steuerbaren Schalters (M1) mit dem Steuerschaltkreis (CONTROLLER) verbunden. Auf diese Weise ist der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) in der Lage, das Öffnen und Schließen des steuerbaren Schalters (M1) zu kontrollieren. Der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) erfasst dabei auch das Potenzial ersten Anschlusses (B) der Drossel (D1) als zweiten Regelparameter.
4a zeigt den Verlauf des Laststromes (I_L1) durch die Drossel (L1) und die Last (LED1...LEDx) in Abhängigkeit von der Zeit (t). Während der Ein-Periode (TON) steigt der Strom vom „Valley“-Wert (IL1_Valley) an, bis er zum Ende der Ein-Periode (TON) den „Peak“-Wert (IL1_Peak) erreicht. Dann beginnt die Aus-Periode (TOFF). Während dieser fällt der Laststrom (I_L1) von dem besagten „Peak“-Wert (IL1_Peak) wieder ab, bis er wieder den „Valley“-Wert (IL1_Valley) zum Ende der Aus-Periode (TOFF) erreicht. Die 4 stellt dabei einen stabilen und eingeschwungenen Zustand des Systems dar. Bei dieser Zick-Zack-Bewegung des Laststromes (I_L1) durchläuft dieser den Mittelwert (IL1_Average). Ein-Periode (TON) und Aus-Periode (TOFF) ergeben zusammen die Systemperiode (T).
Die 4b zeigt den Rücklaufstrom (IR) durch die Rücklaufdiode (D1) und den Messwiderstand (R1) und damit indirekt die dazu mit dem Proportionalitätsfaktor, dem Wert des Messwiderstands (R1), proportionale Messspannung (VRSEN), die über den Anschluss (ISEN) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) als Regelgröße verarbeitet wird.
Der Rücklaufzweig über die Rücklaufdiode (D1) und den Messwiderstand (R1) übernimmt nur dann den Laststrom (I_L1), wenn das System sich in der Aus-Periode (TOFF) befindet. Der zu messende „Peak“-Wert (IL1_Peak) und der „Valley“-Wert (IL1_VALLEY) liegen offensichtlich ebenso wie der zu ermittelnde Mittelwert (IL1_Average) des Laststromes (I_L1) am Messwiderstand (R1) vor.
Beschreibung des Regelkonzeptes
Ziel der Regelung durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) ist es, eine vorhersagbare hohe gleichbleibende Arbeitsfrequenz und damit eine kleine gleichbleibende Systemperiode (T) und einen konstanten mittleren Laststrom (I_L1) durch die LEDs (LED1..LEDn) unabhängig von der aktuellen Versorgungsspannung (VIN) zu erreichen. Dies ist besonders deswegen wichtig, weil eben diese Versorgungsspannung (VIN) beispielsweise in einem Kfz in sehr großen Bereichen schwanken darf. In dem erfindungsgemäßen Beispiel wird zunächst von einer konstanten Systemperiode (T) der zunächst beispielhaft als konstant angenommenen Dauer T ausgegangen. Diese unterteilt sich, wie erwähnt, in einen Zeitbereich, zu dem der Schalter (M1) geschlossen ist, dies ist die Ein-Periode (TON), und einen Zeitbereich, zu dem der Schalter (M1) offen ist, dies ist die Aus-Periode (TOFF). Die beiden Zeitabschnitte, die Ein-Periode (TON) und die Aus-Periode (TOFF), der Systemperiode (T) werden dazu getrennt voneinander geregelt eingestellt.
Die Dauer der Ein-Periode (TON) wird typischerweise von außen dem Steuerschaltkreis (CONTROLLER) vorgegeben. Im Falle eines analogen Steuerschaltkreises (CONTROLLER) kann dies beispielsweise durch einen externen Widerstand (R2) geschehen, der mit einer der Versorgungsspannung proportionalen Spannung versorgt wird und der dann innerhalb des Steuerschaltkreises (CONTROLLER) einen Steuerstrom für einen Oszillator erzeugt. Die Dauer der Ein-Periode (TON) wird somit in diesem Beispiel aus dem Betrag der Eingangsspannung (VIN) und einem vom Anwender festgelegten Wert eines externen Widerstands (R2), der an den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) angeschlossen ist, bestimmt
Die konkrete beispielhafte Schaltung zur Regelung der Ein-Periode (TON) als Teil des Steuerschaltkreises (CONTROLLER) ist in 5 dargestellt. Die Versorgungsspannung (VIN) und die Spannung (VRTON) am externen Widerstand (R2) werden durch einen ersten Verstärker (AMP#1) miteinander verglichen. Dabei wird die Versorgungsspannung (VIN) durch einen Spannungsteiler bestehend aus einem ersten Spannungsteilerwiderstand (RDIV#1) und einem zweiten Spannungsteilerwiderstand (RDIV#2) um einen konstanten Faktor vermindert, um überhaupt durch den ersten Verstärker (AMP#1), der ja selbst mit der Versorgungsspannung (VIN) betrieben werden muss, ausgewertet werden zu können. Der Ausgangstransistor (NM1) des ersten Verstärkers (AMP#1) stellt den Konstantstrom (IR2) durch den externen Widerstand (R2) nun so ein, dass die Spannung (VRTON) an diesem externen Widerstand (R2) der durch den besagten Spannungsteiler aus dem ersten Spannungsteilerwiderstand (RDIV#1) und dem zweiten Spannungsteilerwiderstand (RDIV#2) heruntergeteilten Versorgungsspannung (VIN) entspricht. Dieser Konstantstrom (IR2) wird durch einen Stromspiegel (MIRROR1:X) in einem geeigneten Verhältnis zum gespiegelten Strom (IR2') gespiegelt und lädt über einen Vorwiderstand (RCMP3DEL) einen Integrationskondensator (CINT), sodass eine Spannungsrampe entsteht. Diese wird als Spannungsrampensignal (INT_RAMP) am Vorwiderstand (RCMP3DEL) abgenommen und durch einen dritten Komparator (CMP#3) mit einem Maximalwert (MAX_RAMP) verglichen, der durch eine entsprechende Spannungserzeugung typischerweise bereitgestellt wird. Erreicht die Spannungsrampe des Spannungsrampensignals (INT_RAMP) diesen mit dem erlaubten Maximalwert (MAX_RAMP) vorgegebenen Schwellwert, so wird das Ein-Signal (TON_SIG) aktiv, das den Pulsweitenmodulator zurücksetzt und damit den Schalter (M1) einschaltet. Das Aus-Signal (TOFF_SIG) ist immer dann aktiv, wenn der Treiber (M1) ausgeschaltet werden soll und zwingt das Ein-Signal (TON_SIG) ggf. auf null, und damit den Schalter (M1) auszuschalten. In dem Schaltkreis der 5 geschieht dies so, dass der Integrationskondensator (CINT) durch den zweiten Transistor (NM2) kurzgeschlossen und entladen wird. Gleichzeitig wird der gespiegelte Strom (IR2') des Stromspiegels (MIRROR1:X) über diesen zweiten Transistor (NM2) gegen Masse abgeführt. Das Spannungsrampensignal (INT_RAMP) ist umso steiler, je höher die Versorgungsspannung (VIN) ist. Umso kürzer wird daher die Länge der Ein-Periode (TON) des Ein-Signals (TON_SIG). Die erfindungsgemäß beispielhafte Schaltung bestimmt auf diese Weise in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung (VIN) die Ein-Periode (TON).
6 zeigt die Spannungsrampenspannung (V_INTEG) des Spannungsrampensignals (INT_RAMP) für verschiedene Betriebsspannungen (VIN) bei konstanter Systemperiode (T), wobei die Betriebsspannung (VIN) für die Teildiagramme (6a bis 6d) der 6 von oben nach unten zunimmt. Warum die Systemperiode (T) gleichbleibt, wird später erläutert.
Hierdurch wird mit dem erfindungsgemäßen Steller eine fast perfekte Vorwärtskompensation von Versorgungspannungsänderungen erreicht.
Nach der Erläuterung der Regelung der Ein-Periode (TON) wird nun die Regelung der Aus-Periode (TOFF) anhand der schematischen Schaltung von 7, die ebenfalls Teil des Steuerschaltkreises (CONTROLLER) ist, erläutert. Die Aus-Periode (TOFF) wird passend zu der somit auf die zuvor beschriebene Weise bestimmten Ein-Periode (TON) mit dem Ziel einer konstanten Systemperiode (T) mit T = TON+TOFF = const. aus einer Information über den Laststrom (I_L1) bestimmt. Diese Information über den Laststrom (I_L1) durch den Messwiderstand (R1) liegt am fünften Messpunkt (5), also am Konten (D) vor. Es handelt sich um die Strominformation in der Freilaufphase. Am Messwiderstand (R1) am fünften Messpunkt (5) steht jedoch nur ein Ausschnitt des Spulenstromes (I_L1) zur Verfügung. Der Spulenstrom (I_L1) durchläuft immer dann die Rücklaufdiode (D1) und damit den Messwiderstand (R1), wenn der Schalter (M1) geöffnet ist und das Potenzial am Knoten D das Massepotenzial unterschritten hat. Ansonsten ist eine Regelung auf das Betragsmaximum des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1), der Spitzenwert oder „Peak“-Wert, oder das von Null verschiedene Betragsminimum des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1), den Tal-Wert oder „Valley“-Wert der Strominformation, möglich. Eine solche Regelung auf den „Peak“-Wert oder den „Valley“-Wert, wie aus dem Stand der Technik bekannt, würde erheblich den Mittelwert des Spulenstromes (I_L1) von einer Änderung der Eingangsspannung (VIN) abhängig machen, was der erfindungsgemäßen Aufgabe widersprechen würde. Erfindungsgemäß wurde erkannt, dass es daher erforderlich ist, nicht den „Peak“-Wert des Rücklaufstromes (IR) oder den „Valley“-Wert des Rücklaufstromes (IR) für die Regelung durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) als Führungsgröße zu verwenden, sondern den Mittelwert zwischen diesen beiden Werten. Erfindungsgemäß wurde erkannt, dass eine zunächst naheliegende einfache Mittelwertbildung durch Integration, wie aus dem Stand der Technik bekannt, zu erheblichen Fehlern führt, da die Integration die Ein-Periode (TON) mitumfasst. Die im Stand der Technik bekannten Verfahren sind also nicht optimal geeignet. Erfindungsgemäß wurde daher weiter erkannt, dass es sich im Wesentlichen bei dem Spannungsverlauf der Messspannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) zwischen dem „Peak“-Wert und dem „Valley“-Wert trotz der nichtlinearen Verbraucher, den LEDs (LED1..LEDx), um eine im Wesentlichen lineare Rampe mit typischer Weise innerhalb aufeinander folgenden Perioden gleicher Steigung handelt und dass dies für eine Prognose des zu erwartenden Mittelwertes des Rücklaufstromes zwischen „Peak“-Wert und „Valley“-Wert mit einer für die Anwendung hinreichenden Genauigkeit doch verwendet werden kann.
Des Weiteren wurde erfindungsgemäß erkannt, dass es vorteilhaft ist, nur den „Peak“-Wert (SEN_PEAK) messtechnisch zu erfassen und einen festen positiven Spannungs-Offset (VLIM) auf den negativen „Peak“-Wert aufzuaddieren, um einen Zwischenwert (VARI_OFF) zu erhalten, der dann mit dem negativen Signal (VRSEN) des Rücklaufstromesswertes (ISEN) addiert wird. (Siehe 7) Das resultierende Komparatoreingangssignal (VCOMP) wird dann mit einer Referenzspannung (VREF) verglichen. Wird diese überschritten, so wird die Aus-Periode (TOFF) per Steuerbefehl beendet und die Ein-Periode (TON) beginnt. Diese Beendigung der Aus-Periode (TOFF) geschieht dadurch, dass das Aus-Signal (TOFF_SIG) inaktiv wird und somit der Integrationskondensator (CINT) der zuvor in 6 erläuterten Schaltung nicht mehr durch den zweiten Transistor (NM2) kurzgeschlossen wird. Erfindungsgemäß wurde erkannt, dass der eingestellte Laststrom (I_L1) durch die Last (LED1 ...LEDx), der durch die Drossel (L1) konstant gehalten wird, stets zu einem in etwa gleich steilen Abfall des Rücklaufstromes (IR), also des Laststromes (I_L1) während der Aus-Zeit (TOFF), kommt, da der Lastwiderstand bestehend aus den LEDs (LED1 ... LEDx) und dem Messwiderstand (R1) stets in etwa gleich ist.
Die Länge der Aus-Zeit (TOFF) bestimmt sich daher nun dadurch, wie weit das Komparatoreingangssignal (VCOMP) unterhalb der Referenzspannung (VREF) liegt, also wie tief der „Peak“-Wert liegt.
Ist der „Peak“-Wert niedriger, so verlängert sich die Aus-Periode (TOFF), da es dann bei gleicher Steilheit des Anstiegs es eine längere Zeit dauert, bis der Laststrom (I_L1) soweit abgesunken ist, dass die ansteigende Messspannung (VRSEN) soweit angestiegen ist, dass die Komparatoreingangsspannung (VCOMP) die Referenzspannung (VREF) überschreitet und damit die Aus-Periode (TOFF) beendet wird.
Ist der „Peak“-Wert höher, z.B. bei kleinerer Induktivität der Drossel (L1), so erhöht sich auch die Steilheit des Spulenstromeses, also des Laststromes (I_L1) und die Referenzspannung des (VREF) des Komparators (COMP) wird in der gleichen Zeit überschritten. Das Tastverhältnis und die Frequenz des Systems ändern sich nicht. Wird der „Peak“-Wert höher, z.B. durch die Verdoppelung der Eingangsspannung (VIN), bleibt zwar die Steilheit des abfallenden Spulenstromes, also des Laststromes (I_L1), konstant, aber es dauert länger bis die Komparatoreingangsspannung (VCMP) die Referenzspannung (VREF) überschreitet. Parallel dazu wird durch die Vorwärtsregelung die TON-Zeit proportional verkürzt. Somit wird das Tastverhältnis angepasst und der mittlere Laststrom (I_L1) und die Frequenz bleiben konstant. In beiden Fällen wird mit dem Überschreiten der Referenzspannung (VREF) durch die Komparatoreingangsspannung (VCMP) die Aus-Periode (TOFF) beendet. Nachdem die Regelung der Länge der Ein-Periode (TON) und der Länge der Aus-Periode (TOFF) diskutiert und erläutert wurde, bleibt die Sicherstellung einer konstanten Systemperiode (T) zu klären.
Dies wird sehr einfach die geeignete Dimensionierung der Verstärkungen, Ströme und Offsets erreicht, was in Form einer monolithisch integrierten Schaltung vereinfacht möglich ist. Die Änderung der Länge der Aus-Periode (TOFF) infolge eines erhöhten Laststromes (I_L1), die durch eine Änderung der Versorgungsspannung (VIN) verursacht ist, und die Änderung der Länge der Ein-Periode (TON), verursacht durch die gleiche Änderung der Versorgungsspannung (VIN), werden so eingestellt, dass diese sich komplementär entsprechen, wodurch die Länge der Systemperiode (T) annähernd konstant bleibt. Im Rahmen einer Implementierung der Erfindung wird daher basierend auf der gewählten konkreten Schaltung ein Fachkundiger Berechnungen oder eine Simulation z.B. mittels SPICE oder eine Reihe geeigneter Versuche durchführen, um die Abstimmung der Länge der Ein-Periode (TON) und der Länge der Aus-Periode (TOFF) für den jeweiligen Anwendungsfall zu optimieren
Das besondere bei diesem Regelverfahren ist, dass die Länge der Aus-Periode (TOFF) von dem „Peak“-Wert und damit indirekt von dem mittels eines Offsets daraus abgeleiteten „Valley“-Wert und damit aufgrund der Proportionalität von deren Mittelwert während der Aus-Periode (TOFF) und eben nicht von Werten während der Ein-Periode (TON) abhängt, was gegenüber dem Stand der Technik ganz besonders vorteilhaft ist. Bei der oben vorgeschlagenen idealen Dimensionierung führt dies dazu, dass nur das Tastverhältnis und nicht die Systemperiode (T) von der Versorgungsspannung (VIN) abhängen und der Mittelwert des LED Stromes, also der Mittelwert des Laststroms (I_L1), konstant bleiben.
Daher ist es vollkommen ausreichend, auf diese zuvor beschriebene Weise den Mittelwert des „Valley“-Wertes und des „Peak“-Wertes durch Vorgabe des Abstands „Peak“-Wert zu „Valley“-Wert und Messung des „Peak“-Wertes zu bestimmen und für die Regelung zu benutzen.
Basierend auf dieser erfindungsgemäßen Erkenntnis löst die Erfindung das Problem daher durch die Implementierung eines erfindungsgemäßen Prädiktors in den Steuerschaltkreis (CONTROLLER), der typischerweise als analoge und monolithisch integrierte Schaltung ausgeführt wird und die besagten Messpunkte des Verlaufs des Rücklaufstromes (IR) am Messwiderstand (R1) nutzt. Hierzu sind ist der Zeitpunkt für die Messung des „Peak“-Wertes exakt zu bestimmen und der „Valley“-Wert mit Hilfe des besagten Verfahrens vorzugeben. Eine Durchführung des Verfahrens mit einem Signalprozessor erscheint zumindest langfristig möglich.
Ein erfindungsgemäß geeigneter Zeitpunkt zur Messung des „Peak“-Wertes kann dadurch bestimmt werden, dass dann der „Peak“-Wert gemessen wird, wenn die Spannung (VB) am Knoten B einen vorgegebenen Wert unterschreitet. Die Messung am Knoten B ist insbesondere deshalb gegenüber einer Messung am Knoten D vorteilhaft, weil hier typischer Weise ein stärkeres und schnelleres Signal als am Knoten D vorliegt. Nur durch die Messung am Knoten B können in der Regel die Geschwindigkeitsanforderungen an den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) erfüllt werden.
Der so mit Hilfe der Spannung am Knoten B ermittelbare „Peak“-Wert kann beispielsweise in einer Sample&Hold-Schaltung (SAMPLE&HOLD#1) (7) erfasst und gespeichert werden. Im Falle der alternativen Realisierung des Steuerschaltkreises (CONTROLLER) mit einem beispielhaften Signalprozessor würden die Werte typischerweise in einer Speicherzelle abgelegt.
Wie der 4a zu entnehmen ist, ist die Reihenfolge in der Aus-Periode (TOFF) so, dass der Mittelwert (IL1_Average) des Stromes am Messwiderstand (R1) durchlaufen wird, bevor der „Valley“-Wert (IL1_Valley) erreicht wird. Aus dieser Erkenntnis ergibt sich der weitere wesentliche erfinderische Schritt, zu erkennen, dass für die Regelung nicht der Messwert des „Valley“-Wertes (IL1_Valley) der aktuellen Periode für die Ermittlung des Mittelwertes (IL1_Average) und damit der Regelabweichung verwendet wird, sondern der vorausgehende „Peak“-Wert verschoben um einen vorgegebenen Offset, die zusammen den „Valley“-Wert bestimmen und vorgeben. Somit weist eine Ausprägung der Erfindung unter anderem als besonderes Merkmal typischerweise einen Speicher für diesen „Peak“-Wert, also beispielsweise die besagte Sample&Hold-Schaltung (SAMPLE&HOLD#1), auf.
Diese Verwendung des vorausgehenden „Peak“-Wertes hat den Vorteil, dass beim Hochlauf des Systems aus einem abgeschalteten Zustand, sei es aufgrund des erstmaligen Einschaltens des Reglers oder sei es aufgrund einer Dimm-Funktion das System nicht schlagartig, sondern nur langsam folgt. Ein Überschwingen des Spulenstroms (I_L1) findet nicht statt. Dies erspart die Notwendigkeit eines externen Kondensators, beispielsweise in Form des Stützkondensators (C1) aus 1, was die Systemkosten signifikant verringert. Durch die, aus der Verwendung des vorausgehenden „Peak“-Wertes resultierende schrittweise Erhöhung der Stromvorgabe ergibt sich somit bei jedem Aktivieren der Schaltung aus dem ausgeschalteten Zustand ein weicher Anlauf des Verbraucherstromes (I_L1), ein sogenannter „Soft-Start“ des Drosselspulenstromes, also des Laststromes (I_L1). Dies schont beispielsweise im Falle von zu versorgenden Leuchtdioden, LEDs (LED1..LEDx), dieselben und erhöht deren Lebensdauer.
Je nach gewähltem Ein- und Ausgangsspannungsbereich erhält man mit der minimalen Ein-Zeit (TONmin) und der minimalen Aus-Zeit (TOFFmin) eine maximal realisierbare Arbeitsfrequenz fmax.
Wie oben erläutert wird der Schalter (M1) während der Ein-Periode (TON) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) geschlossen. Ebenso wird der Schalter (M1) während der Aus-Periode (TOFF) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER)geöffnet.
Der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) erhält auf diese Weise eine Information über den Minimalwert des Rücklaufstromes (IR) in Form eines internen Rücklaufstromesswertes (ISEN), der typischerweise aus der Messspannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) gewonnen wird und den steuerschaltungsinternen Rücklaufstromesswert (ISEN) des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1) am Messknoten (D) darstellt.
In der erfindungsgemäßen Vorrichtung speichert der Steuerschaltkreis (CONTROLLER), wie erwähnt, diesen internen Rücklaufstromesswert (ISEN), wenn die Spannung (VB) am Knoten (B, 4) einen vorbestimmten Wert (Trigger-Wert) unterschreitet. Dieser so erfasste Spitzenwert der „Peak“-Wert (SEN_PEAK) wird durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) erfindungsgemäß beispielsweise in besagter Sample&Hold-Schaltung (SAMPLE&HOLD#1) gespeichert und noch in derselben Periode (T) für die Ermittlung der Regelgröße verwendet.
7 zeigt eine beispielhafte schematische Schaltung zur Bestimmung der Aus-Periode (TOFF). Zur Vereinfachung werden zunächst nur die wesentlichsten Teile beschrieben, die im eingeschwungenen Zustand aktiv sind. Das Signal der Messspannung (VRSEN) am Knoten D wird über das Signal ISEN an die besagte Sample&Hold-Schaltung (SAMPLE&HOLD#1) gegeben. Diese wird durch das Spannungssignal (LTX), dass die Spannung (VB) am Knoten B repräsentiert, über den ersten Komparator (CMP#1) durch Vergleich mit einer zweiten Referenzspannung (BIAS) getriggert. Das Signal HOLD wird hier zunächst außen vorgelassen und später erläutert. Hierdurch speichert die Sample&Hold-Schaltung (SAMPLE&HOLD#1) den „Peak“-Wert der Spannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) zwischen und gibt diesen als vorausgehenden „Peak“-Wert (SEN_PEAK) aus.
Dieser vorausgehende negative „Peak“-Wert wird von einem positiven Spannungs-Offset (VLIM) typischerweise durch den zweiten Addierer (ADD#2) addiert, wodurch ein interner Offset-Wert (VARI_OFF) gebildet wird. Dieser wird zu der negativen Messspannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) durch den ersten Addierer (ADD#1) hinzuaddiert, wodurch das Komparatoreingangssignal (VCOMP) entsteht. Im Entstehungsprozess der Erfindung wurde erkannt, dass die Messspannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) nicht ohne Störungen ist. Es wurde daher erkannt, dass es sinnvoll ist, zum Einen die Messspannung (VRESEN) zu einem gefilterten Messsignal (FIL_ISEN) des Rücklaufstromes (IR) in einem Filter (BLANKING&FILTERING) zu filtern und zum Andern in der gleichen Teilvorrichtung, dem Filter (BLANKING&FILTERING), das gefilterte Messsignal (FIL_ISEN) mit einer Austastung zu versehen, um Spikes zu Beginn der Aus-Periode (TOFF) zu löschen. Somit wird daher in der Vorrichtung der 7 das gefilterte Messsignal (FIL_ISEN) anstelle des Messsignals (VRSEN) für die Bildung des Komparatoreingangssignals (VCMP) verwendet.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung weist über die bisher erläuterten Bestandteile hinaus noch eine Notlaufvorrichtung (TOFFminTIMER) auf, die genau dann, ein Aus-Signal (TOFF_SIG) erzeugt, wenn das Ausgangssignal (CMP2) des zweiten Komparators (CMP#2) eine zu geringe Aus-Periode (TOFF) aufweist. In diesem Fall erzeugt diese Notlaufvorrichtung (TOFFminTIMER) eine Aus-Periode (TOFF) einer als minimal vorgegebenen Länge. Dies ist deshalb von besonderer Wichtigkeit, weil genau hierdurch ein Stehenbleiben des Systems und ein Überschwingen des Laststromes (I_L1) und damit die Beschädigung der Lasten (LED1 ...LEDx) vermieden wird.
An Hand der 8 und 9 sei das besagte „Soft-Start“-Verhalten des Systems kurz noch einmal dargestellt.
8 zeigt verschiedene Signale und Parameter des Systems im Anlauf in Abhängigkeit von der Zeit (t). Die Aus-Periode (TOFF) ist zu Beginn auf ihren Minimalwert eingestellt, der durch die Notlaufvorrichtung (TOFFminTIMER) vorgegeben wird, da eine Aus-Periode in Form des Ausgangssignals (CMP2) des zweiten Komparators (CMP#2) eine zu geringe Aus-Zeit (TOFF) aufweisen würde.
8a zeigt den Laststrom (I_L1). Hierzu zeigt 8b den passenden Rücklaufstrom (IR) in Form des internen Rücklaufstromesswertes (ISEN), der der Messspannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) entspricht. Aus diesen ermittelt der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den Steuerschaltkreis internen „Peak“-Wert (SEN_PEAK) zu Beginn jeder Aus-Periode (TOFF).
8c zeigt die dazu passende Kurve des interner Offset-Wert s(VARI_OFF), die aus diesem internen „Peak“-Wert (SEN_PEAK) gebildet wird. Der Rücklaufstromesswerte (ISEN), der der Messspannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) entspricht, wird mit dem so gebildeten internen Offset-Wert (VARI_OFF) kombiniert, wodurch sich das Komparatoreingangssignal (COMP) ergibt. Sobald dieses den Vergleichspegel am zweiten Komparator (CMP#2) unterschreitet, wird das Aus-Signal (TOFF_SIG) über den Ausgang (CMP2) des zweiten Komparators (CMP#2) aktiviert, das den Integrationskondensator (CINT) der Ein-Perioden-Regelung (TON-Regelung) wie erläutert freigibt und somit die Ein-Zeit (TON) startet
Das Ausgangssignal (CMP2) des zweiten Komparators (CMP#2) ist in 8d dargestellt.
In der Anlaufphase ist das Ausgangssignal (CMP2) des zweiten Komparators (CMP#2) permanent inaktiv, was die Bedingung der Mindestlänge der Aus-Periode (TOFF) verletzt. Daher wird in dieser Zeit durch die Notlaufvorrichtung (TOFFminTIMER) eine Aus-Periode (TOFF) einer als minimal vorgegebenen Länge (TOFFmin) erzeugt.
Da dadurch eine teilweise Abmagnetisierung der Induktivität (L1) gewährleistet ist, dass die Steilheit des Anstiegs des Laststromes (I_L1) begrenzt ist, kann somit ein Überschwinger des Laststromes (I_L1) nicht beliebig weit erfolgen, sondern wird auf das Produkt aus Anstiegssteilheit mal Systemperiode vermindert um die minimale Aus-Periode (TOFFmin) begrenzt, was den besagten Stützkondensator (C1) aus 1 überflüssig macht und einen wesentlichen Vorteil der Erfindung darstellt.
Das gleiche Verhalten kann der 9 für einen kurzen Puls entnommen werden. Das nicht gezeigte Haltsignal (HOLD) der 7 steuert die Versorgung. Ist das Haltsignal (HOLD) aktiv, so wird der Integrationskondensator (CINT) über das Oder-Gatter (OR#1) und den zweiten Transistor (NM2) kurzgeschlossen und das Ein-Signal (TON_SIG) ist sonst inaktiv womit der Schalter (M1) offen ist. Sobald das Haltsignal (HOLD) inaktiv wird, wird der Integrationskondensator (CINT) nicht mehr kurzgeschlossen und die Ein-Periode beginnt. Damit wird das Ein-Signal (TON_SIG) aktiv, womit der Schalter (M1) geschlossen wird. Da das Ausgangssignal (CMP2) des zweiten Komparators (CMP#2) inaktiv ist, wird in dieser Hochlaufphase die Aus-Periode (TOFF) einzig durch die Notlaufvorrichtung (TOFFminTIMER) bestimmt. Erst bei Unterschreiten des Komparatoreingangssignals (CMP) unter die Referenzspannung (VREF) wird dieses Notlaufverhalten durch den eingeschwungenen Zustand ersetzt und die Regelung über „Peak“-Wert (SEN_PEAK) und den Spannungs-Offset (VLIM) setzt ein. Wird das Haltsignal (HOLD) wieder aktiv, so führt dies zum Kurzschließen des zweiten Transistors (NM2) und damit zum Kurzschluss des Integrationskondensators (CINT). Damit wird die Länge der Ein-Periode (TON) auf null gesetzt. Das Ein-Signal (TON_SIG) wird inaktiv und der Schalter (M1) geöffnet. Hierdurch wird die Energie der Spule (L1) durch den Verbrauch der gespeicherten Energie in den Lasten (LED1...LEDx) linear abgebaut.
Bezugszeichenliste

A: erster Anschluss des Schalters M1. Dieser ist hier mit der Versorgungsspannung VIN verbunden.
ADD#1: erster Addierer
ADD#2: zweiter Addierer
AMP#1: erster Verstärker
B: zweiter Anschluss des Schalters M1. Dieser Anschluss ist mit der Rücklaufdiode (D1) und der Drossel L1 verbunden. Es handelt sich also auch um den ersten Anschluss der Drossel L1 und der Diode D1
BIAS: zweite Referenzspannung
BLANKING&FILTERING: Filter und Austastung
C: zweiter Anschluss der Drossel D1 und Anschluss der Verbraucher (LED1 ... LED_X)
C1: Stützkondensator (nur im Stand der Technik)
CINT: Integrationskondensator
CONTOLLER: Steuerschaltkreis
CMP2: Ausgangssignal des zweiten Komparators CMP#2
CMP#1: erster Komparator
CMP#2: zweiter Komparator
CMP#3: dritter Komparator
D: Messknoten. Der Messknoten ist mit dem Steuerschaltkreis (CONTROLLER) und mit dem Messwiderstand (R1) sowie dem zweiten Anschluss der Rücklaufdiode (D1) verbunden.
D1: Rücklaufdiode
FIL_ISEN: gefiltertes Messsignal des Rücklaufstromes (IR)
HOLD: Haltsignal, Signal zu Ein- und Ausschalten der Versorgung
I_L1: Laststrom durch die Drossel L1
IL1_Average: Mittelwert des Laststromes
IL1_Peak: niedrigster Wert des Rücklaufstromes (IR) während der Aus-Periode (TOFF) und höchster Laststrom (I_L1) (siehe 4)
ILl_Valley: höchster Wert des Rücklaufstromes (IR) während der Aus-Periode (TOFF) und niedrigster Laststrom (I_L1) (siehe 4)
ISEN: Rücklaufstrommesswert
INT_RAMP: Spannungsrampensignal
IR: Rücklaufstrom
IR2: Konstantstrom durch den externen Widerstand R2
IR2': gespiegelter Strom IR2
L1: Drossel
LED1: erste LED (Leuchtdiode)
LEDx: x-te LED (Leuchtdiode)
LTX: Spannungssignal für die Spannung (VB) am Knoten B
NM1: Ausgangstransistor des ersten Verstärkers (AMP#1)
NM2: zweiter Transistor. Der zweite Transistor dient zum Kurzschließen des Integrationskondensators (CINT)
M1: Schalter
M2: zweiter Schalter (nur im Stand der Technik)
MAX_RAMP: erlaubter Maximalwert des Spannungsrampensignals (INT_RAMP)
MIRROR1:X: Stromspiegel
OR#1: Oder-Gatter
R1: Messwiderstand
R2: externer Widerstand. Der externe Widerstand dient zur Einstellung der Ein-Periode (TON), wobei diese zusätzlich noch von der Versorgungsspannung (VIN) abhängt.
RCMP3DEL: Vorwiderstand
RDIV#1: erster Spannungsteilerwiderstand
RDIV#2: zweiter Spannungsteilerwiderstand
SAMPLE&HOLD#1: Sample & Hold-Schaltung (7)
SEN_PEAK: abgetasteter „Peak“-Wert des Rücklaufstromesswertes (ISEN), also der Messspannung (VSEN)
t: Zeit
T: Systemperiode. Es ist das Dimensionierungsziel, dass gilt: (T=TON+TOFF)
TOFF: Aus-Periode
TOFFmin: minimale Länge der Aus-Periode
TOFFminTIMER: Notlaufvorrichtung, die genau dann, ein Aus-Signal (TOFF_SIG) erzeugt, wenn das Ausgangssignal (CMP2) des zweiten Komparators (CMP#2) eine Länge der Aus-Periode (TOFF) kleiner als die minimale Länge der Aus-Periode (TOFFmin) aufweist.
TOFF_SIG: Aus-Signal
TON: Ein-Periode
TONmin: minimale Länge der Ein-Periode
TON_SIG: Ein-Signal
VARI_OFF: interner Offset-Wert, Differenz aus SENS_PEAK und VLIM
VB: Spannung am Knoten B
VCOMP: Komparatoreingangssignal = Summe aus VARI_OFF und VRSEN und/ oder dem gefilterten Signal (FIL_ISEN)
VIN: Versorgungsspannung
V_INTEG: Spannungsrampenspannung des Spannungsrampensignals (INT_RAMP)
VLIM: Spannungs-Offset
VREF: Referenzspannung
VRSEN: Messspannung. Spannung, die am Messwiderstand R1 abfällt. Diese ist ein Maß für den Messstrom (ISEN), der durch den Messwiderstand (R1) fließt.
VRTON: Spannung am externen Widerstand (R2)

Claims

Schaltwandler zur Versorgung eines Verbrauchers mit Energie a. wobei der Schaltwandler i. einen Steuerschaltkreis (CONTROLLER) und ii. einen gesteuerten Schalter (M1) und iii. eine Drossel (L1) und iv. eine Rücklaufdiode (D1) und v. einen Messwiderstand (R1) aufweist und b. wobei der erste Anschluss (A) des Schalters (M1), der nicht mit der Rücklaufdiode (D1) verbunden ist, direkt oder indirekt mit dem ersten Pol einer elektrischen Energiequellequelle (VIN) verbunden ist und c. wobei die Rücklaufdiode (D1) in Sperrrichtung geschaltet ist und d. wobei der zweite Anschluss (B) des Schalters (M1), der mit der Rücklaufdiode (D1) verbunden ist, mit dem ersten Anschluss (B) der Drossel (L1) verbunden ist und e. wobei der zweite Anschluss (C) der Drossel (L1) mit dem Verbraucher (LED1..LEDn) verbunden ist und f. wobei der Verbraucher (LED1..LEDx) an dem zweiten Pol (GND) der elektrischen Energiequelle angeschlossen ist und g. wobei der Schalter (M1) während einer „EIN“-Periode (TON) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) geschlossen wird und h. wobei der Schalter (M1) während einer „Aus“-Periode (TOFF) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) geöffnet wird und i. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) mittels einer ersten Messleitung mit dem zweiten Anschluss (B) des Schalters (M1) verbunden ist und j. wobei der Schalter (M1) mit der Rücklaufdiode (D1) und dem Messwiderstand (R1) in Serie geschaltet ist und k. wobei der Messwiderstand (R1) mit seinem zweiten Anschluss direkt oder indirekt mit dem zweiten Pol (GND) der elektrischen Energiequelle verbunden ist und l. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) mittels einer zweiten Messleitung mit einem Messkonten (D) verbunden ist, der die Rücklaufdiode (D1) mit dem Messwiderstand (R1) verbindet und m. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den Mittelwert (IL1_Average) des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1) während der „Aus“-Periode (TOFF) bis auf einen optionalen Offset-Wert bestimmt und n. wobei das Verhältnis der Dauer der Ein-Periode (TON) zur Dauer der Aus-Periode (TOFF) vom dem während der Aus-Periode (TOFF) ermittelten Mittelwert des Rücklaufstromes (IR) (IL1_Average) durch den Messwiderstand (R1) abhängt und o. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den Zeitpunkt zur Messung des „Peak“-Wertes dadurch bestimmt, dass dann der „Peak“-Wert gemessen wird, i. wenn die Messspannung (VRSEN) am Messwiderstand (R1) einen vorgegebenen Wert unterschreitet und/oder ii. wenn die Spannung am zweiten Anschluss (B) des Schalters (M1) einen vorgegebenen Wert (VREF) unterschreitet und p. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den „Peak“-Wert speichert, gekennzeichnet dadurch, q. dass der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den so gespeicherten „Peak“-Wert (SEN_PEAK) von einem Offset-Wert (VLIM) abzieht und diesen Wert (VARI_OFF) zu dem Wert des internen Rücklaufstromesswertes (ISEN) und/oder dem gefilterten Messwert (FIL_ISEN), der von dem Wert des internen Rücklaufstromesswertes (ISEN) abhängt, hinzuaddiert und so ein Vergleichssignal (COMP) gewinnt und r. dass der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) aus diesem Vergleichswert (COMP) durch Vergleich mit einem Referenzwert (VREF) ein Signal (CMP2), insbesondere das daraus abgeleitete Austastsignal (TOFF_SIG), erhält, von dem der Schaltzustand des Schalters (M1) abhängt.
Schaltwandler nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, a. dass der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) mittels der ersten Messleitung mit dem zweiten Anschluss (B) des Schalters (M1) verbunden ist und b. dass mindestens ein Parameter des Steuerschaltkreises durch eine Spannungsflanke an diesem zweiten Anschluss (B) bestimmt wird, wobei die Spannung auf den zweiten Pol (GND) der elektrischen Energiequelle bezogen ist.
Schaltwandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 2 dadurch gekennzeichnet, a. dass das über mehrere Perioden (T) gemittelte Verhältnis der Dauer der Ein-Periode (TON) zur Dauer der Aus-Periode (TOFF) vom dem über mehrere Systemperioden (T) gemittelten ermittelten Mittelwert (IL1_Average) des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1) während der Aus-Periode (TOFF) abhängt.
Schaltwandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, a. dass die Dauer der Aus-Periode (TOFF) vom dem während der Aus-Periode (TOFF) ermittelten Mittelwert des Rücklaufstromes (IR) (IL1_Average) durch den Messwiderstand (R1) abhängt.
Schaltwandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, a. dass die Dauer der Aus-Periode (TOFF) in zumindest einem Betriebszustand durch den Steuerschaltkreis so geregelt oder gesteuert wird, dass sie einen minimalen Wert (TOFFmin) nicht unterschreitet.
Schaltwandler zur Versorgung eines Verbrauchers mit Energie a. wobei der Schaltwandler i. einen Steuerschaltkreis (CONTROLLER) und ii. einen gesteuerten Schalter (M1) und iii. eine Drossel (L1) und iv. eine Rücklaufdiode (D1) und v. einen Messwiderstand (R1) aufweist und b. wobei der erste Anschluss (A) des Schalters (M1), der nicht mit der Rücklaufdiode (D1) verbunden ist, direkt oder indirekt mit dem ersten Pol einer elektrischen Energiequellequelle (VIN) verbunden ist und c. wobei die Rücklaufdiode (D1) in Sperrrichtung geschaltet ist und d. wobei der zweite Anschluss (B) des Schalters (M1), der mit der Rücklaufdiode (D1) verbunden ist, mit dem ersten Anschluss (B) der Drossel (L1) verbunden ist und e. wobei der zweite Anschluss (C) der Drossel (L1) mit dem Verbraucher (LED1..LEDn) verbunden ist und f. wobei der Verbraucher (LED1..LEDx) an dem zweiten Pol (GND) der elektrischen Energiequelle angeschlossen ist und g. wobei der Schalter (M1) während einer „EIN“-Periode (TON) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) geschlossen wird und h. wobei der Schalter (M1) während einer „Aus“-Periode (TOFF) durch den Steuerschaltkreis (CONTROLLER) geöffnet wird und i. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) mittels einer ersten Messleitung mit dem zweiten Anschluss (B) des Schalters (M1) verbunden ist und j. wobei der Schalter (M1) mit der Rücklaufdiode (D1) und dem Messwiderstand (R1) in Serie geschaltet ist und k. wobei der Messwiderstand (R1) mit seinem zweiten Anschluss direkt oder indirekt mit dem zweiten Pol (GND) der elektrischen Energiequelle verbunden ist und l. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) mittels einer zweiten Messleitung mit einem Messknoten (D) verbunden ist, der die Rücklaufdiode (D1) mit dem Messwiderstand (R1) verbindet und m. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den Mittelwert (IL1_Average) des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1) während der „Aus“-Periode (TOFF) bis auf einen optionalen Offset-Wert bestimmt und n. wobei das Verhältnis der Dauer der Ein-Periode (TON) zur Dauer der Aus-Periode (TOFF) vom dem während der Aus-Periode (TOFF) ermittelten Mittelwert des Rücklaufstromes (IR) (IL1_Average) durch den Messwiderstand (R1) abhängt und o. wobei der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den „Peak“-Wert (IL1_Peak) des Messwertes (ISEN) des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1) während der Aus-Periode (TOFF) misst und als „Peak“-Wert (SEN_PEAK) speichert gekennzeichnet dadurch, p. dass der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) den so gespeicherten „Peak“-Wert (SEN_PEAK) von einem Offset-Wert (VLIM) abzieht und diesen Wert (VARI_OFF) zu dem Wert des internen Rücklaufstromesswertes (ISEN) und/oder dem gefilterten Messwert (FIL_ISEN), der von dem Wert des internen Rücklaufstromesswertes (ISEN) abhängt, hinzuaddiert und so ein Vergleichssignal (COMP) gewinnt und q. dass der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) aus diesem Vergleichswert (COMP) durch Vergleich mit einem Referenzwert (VREF) ein Signal (CMP2), insbesondere das daraus abgeleitete Austastsignal (TOFF_SIG), erhält, von dem der Schaltzustand des Schalters (M1) abhängt.
Schaltwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, a. dass der Steuerschaltkreis (CONTROLLER) mittels der ersten Messleitung mit dem zweiten Anschluss (B) des Schalters (M1) verbunden ist und b. dass mindestens ein Parameter des Steuerschaltkreises durch eine Spannungsflanke an diesem zweiten Anschluss (B) bestimmt wird, wobei die Spannung auf den zweiten Pol (GND) der elektrischen Energiequelle bezogen ist.
Schaltwandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche 6 bis 7, dadurch gekennzeichnet, a. dass das über mehrere Perioden (T) gemittelte Verhältnis der Dauer der Ein-Periode (TON) zur Dauer der Aus-Periode (TOFF) vom dem über mehrere Systemperioden (T) gemittelten ermittelten Mittelwert (IL1_Average) des Rücklaufstromes (IR) durch den Messwiderstand (R1) während der Aus-Periode (TOFF) abhängt.
Schaltwandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, a. dass die Dauer der Aus-Periode (TOFF) vom dem während der Aus-Periode (TOFF) ermittelten Mittelwert des Rücklaufstromes (IR) (IL1_Average) durch den Messwiderstand (R1) abhängt.
Schaltwandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, a. dass die Dauer der Aus-Periode (TOFF) in zumindest einem Betriebszustand durch den Steuerschaltkreis so geregelt oder gesteuert wird, dass sie einen minimalen Wert (TOFFmin) nicht unterschreitet.