CN102437839A - 一种pwm控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种PWM控制器，包括，误差放大器，PWM比较器，斜坡补偿电流产生电路，钳位电路和斜坡补偿叠加电路。本发明的PWM控制器通过引入钳位电路让误差放大器输出的高端钳位点随着斜坡补偿信号同步变化，能够使电感电流峰值维持不变，从而消除了占空比影响峰值电流限的问题，保证电流限恒定，使整个系统能正常的工作；通过在PWM比较器中加入相对地电位产生电路引入了相对地电位概念，减小与电源电压之间的压差，从而通过低压器件实现高性能高速PWM控制器。

Description

一种PWM控制器

技术领域

本发明属于电源技术领域，具体涉及一种PWM控制器的设计。

背景技术

开关电源由于具有高效、驱动大负载以及小的静态功耗等特点而得到了广泛的应用，脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制方式在开关电源中被广泛应用，开关电源的性能与PWM控制器的性能存在着密切联系，因此研究高性能PWM控制器具有极大的理论和实用价值。

在开关电源中，电压模式和电流模式是两种常用的控制模式。而电流模式又以自身的快速响应，高稳定性，逐周期电流限等特点被广泛的使用。传统的PWM控制器结构示意图如图1所示，其误差输出信号直接与斜坡补偿信号叠加，得到的是一个跟随占空比变化的电平，但是由于斜坡补偿的原因，传统的电流模式的峰值电流限会随着占空比的改变而发生较大的漂移。为了克服这个问题，传统的解决方案是通过增加一个额外的比较器实现，这增加了系统的复杂度，并极大地限制了应用环境。

发明内容

本发明的目的是为了解决传统的PWM控制器存在的上述问题，提出了一种PWM控制器。

本发明的技术方案是：一种PWM控制器，包括，误差放大器，PWM比较器，斜坡补偿电流产生电路，钳位电路和斜坡补偿叠加电路，其中，所述的斜坡补偿电流产生电路用于将斜坡补偿电压转化成斜坡补偿电流，所述的误差放大器的正输入端用于输入输出反馈电压，负输入端用于输入外部的基准电压源；所述的钳位电路用于使误差放大器输出的信号跟随斜坡补偿电压以相同的斜率变化，其输入端与斜坡补偿电流产生电路的输出端相连，输出端与误差放大器的输出端相连；误差放大器的输出信号和斜坡补偿电流产生电路的输出信号通过斜坡补偿叠加电路进行电流的相减运算，产生PWM比较器的正输入端输入信号。

进一步的，所述的钳位电路包括一个运算放大器OP、电阻R2，第一偏置电流源IBN1、第二偏置电流源IBN2、第三偏置电流源IBN3、第一NMOS管MN5、第二NMOS管MN7、第一PMOS管MP3、第二PMOS管MP7和第三PMOS管MP8，其中，PMOS管MP3的源极与外部的第一电压源V_dd相连，PMOS管MP3的漏极与PMOS管MP7的源极相连，PMOS管MP3的栅极作为所述钳位电路的输入端；PMOS管MP7的栅极和漏极与PMOS管MP8的栅极、偏置电流源IBN2的正端相连；偏置电流源IBN1的负端、偏置电流源IBN2的负端、IBN3的负端与地电位相连，PMOS管MP8的漏极与NMOS管MN7的栅极、偏置电流源IBN3的正端相连，PMOS管MP8的源极与NMOS管MN7的漏极相连并作为所述钳位电路的输出端；NMOS管MN7的源和地电位V_ss相连；NMOS管MN5的栅极通过电阻R2与PMOS管MP3的漏极相连，NMOS管MN5的漏极与外部的第一电压源V_dd相连，NMOS管MN5的源极与运算放大器OP的负相输入端、偏置电流源IBN1的正端相连。

进一步的，所述的PWM比较器还包括一个相对地电位产生电路，为PWM比较器提供地电位。

更进一步的，所述的相对地电位产生电路包括：PMOS管P1，三极管Q1、Q2，NMOS管N1、N2、NLD1，电容CPOP1、CPOP2，电阻RP1、RP2、RP4，偏置电流源I1；具体连接关系为：三极管Q1的集电极和基极与外部的第二电压源V_in相连，PMOS管P1的源与三极管Q1的发射极相连，PMOS管的P1的栅极和漏极与NMOS管N1的栅极和漏极相连，NMOS管N1的源极与NMOS管N2的栅极和漏极相连，NMOS管N2的源极和衬底与NMOS管N1的衬底相连，电容CPOP1连接于外部的第二电压源V_in与NMOS管N2的源极之间，电阻RP1连接于NMOS管N2的源极和NMOS管NLD1的漏极之间，NMOS管NLD1的源极和偏置电源I1的正端相连，NMOS管NLD1的栅极与外部的使能信号相连，RP4和CPOP2连接在外部的第二电压源V_in与三极管Q2的发射极之间，电阻RP2连接与NMOS管N2的源与三极管Q2的基极之间，NOMS管NLD1的衬底、偏置电源I1的负端、三极管Q2的集电极与地电位V_ss相连，三极管Q2的发射极作为相对地电位产生电路的输出为PWM比较器提供地电位。

进一步的，所述的PWM比较器还包括一个相对地电位产生电路，为PWM比较器提供地电位和尾电流偏置电压。

更进一步的，所述的相对地电位产生电路包括：包括PMOS管P1、P2、P3、P4、P5，三极管Q1、Q2，NMOS管N1、N2、N3、N4、NLD1、NLD2，电容CPOP1、CPOP2，电阻RP1、RP2、RP3、RP4，两个偏置电流源I1、I2；具体连接关系为：三极管Q1的集电极和基极、PMOS管P2的源极和衬底、PMOS管P3的衬底、PMOS管P4的源极和衬底、PMOS管P5的衬底与外部的第二电压源V_in相连，PMOS管P1的源极与三极管Q1的发射极相连，PMOS管的P1的栅极和漏极与NMOS管N1的栅极和漏极相连，NMOS管N1的源极与NMOS管N2的栅极和漏极相连NMOS管的源极和衬底与NMOS管N1的衬底相连，电容CPOP1连接于外部的第二电压源V_in与NMOS管N2的源极之间，电阻RP1连接于NMOS管N2的源极和NMOS管NLD1的漏极之间，NMOS管NLD1的源极和偏置电源I1的正端相连，NMOS管NLD1的栅极、NLD2的栅极与外部的使能信号EN相连，NOMS管NLD1的衬底、NLD2的衬底、偏置电源I1的负端、I2的负端、三极管Q2的集电极与地电位V_ss相连，PMOS管P2的栅、P3的栅和漏与PMOS管P4的栅极、P5的栅极相连，PMOS管P2漏极与P3的源极相连，电阻RP3连接于PMOS管P3的漏极和NMOS管N2的源极、NLD2的漏极之间，NMOS管NLD2的源极连接于偏置电源I2的正端，RP4和CPOP2连接在外部的第二电压源V_in与三极管Q2的发射极之间，电阻RP2连接与NMOS管N2的源极与三极管Q2的基极之间，PMOS管P4的漏极与PMOS管P5的源极相连，PMOS管P5的漏极、NMOS管N3的漏极和栅极、NMOS管N4的栅极作为相对地电位产生电路的第一输出端为PWM比较器提供尾电流偏置电压，NMOS管N3的源极与N4的漏极相连，NMOS管N3的衬底、N4的衬底、三极管Q2的发射极连接在一起作为相对地电位产生电路的第二输出端为PWM比较器提供地电位。

本发明的有益效果：本发明的PWM控制器通过引入钳位电路让误差放大器输出的高端钳位随着斜坡补偿信号同步变化，能够使电感电流峰值维持不变，从而消除了占空比影响峰值电流限的问题，保证电流限恒定，使整个系统仍然能正常的工作；通过在PWM比较器中加入相对地电位产生电路引入了相对地电位概念，减小与电源电压之间的电压差，从而通过低压器件实现高性能高速PWM控制器，这对于大功率应用领域是非常有益的，能提高开关电源的效率，减少成本。

附图说明

图1传统PWM控制器结构示意图。

图2本发明的PWM控制器结构示意图。

图3本发明的钳位电路结构示意图。

图4本发明的斜坡补偿电流产生电路结构示意图。

图5本发明的斜坡补偿叠加电路结构示意图

图6高速PWM比较器结构示意图。

图7本发明的第一种相对地电位产生电路结构示意图。

图8本发明的第二种相对地电位产生电路结构示意图。

图9(a)本发明PWM控制器的斜坡补偿过程(b)传统PWM控制器的斜坡补偿过程。

图10传统PWM控制器与本发明提出的PWM控制器，电感电流峰值电流限随占空比变化对比。

图11本发明的PWM控制器在实际的应用中的仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。

本发明的PWM控制器结构示意图如图2所示，包括，误差放大器EA，PWM比较器，斜坡补偿电流产生电路，钳位电路和斜坡补偿叠加电路，其中，所述的斜坡补偿电流产生电路用于将斜坡补偿电压转化成斜坡补偿电流，所述的误差放大器EA的正输入端用于输入输出反馈电压V_fb，负输入端用于输入外部的基准电压源V_ref；所述的钳位电路用于使误差放大器输出的信号跟随斜坡补偿电压以相同的斜率变化，其输入端与斜坡补偿电流产生电路的输出端相连，输出端与误差放大器的输出端相连；误差放大器的输出信号V_comp和斜坡补偿电流产生电路的输出信号V_ramp通过斜坡补偿叠加电路进行电流的相减运算，产生PWM比较器的正输入端输入信号V_adder。这里，PWM比较器的负输入端输入信号V_sw(电感电流采样信号)，PWM比较器的输出即为具有一定占空比的控制信号。

作为一种实施方式，图3给出了钳位电路的一种实现形式，具体包括一个运算放大器OP、一个电阻R2，第一偏置电流源IBN1、第二偏置电流源IBN2、第三偏置电流源IBN3、第一NMOS管MN5、第二NMOS管MN7、第一PMOS管MP3、第二PMOS管MP7和第三PMOS管MP8，其中，PMOS管MP3的源极与外部的第一电压源V_dd相连，PMOS管MP3的漏极与PMOS管MP7的源极相连，PMOS管MP3的栅极作为所述钳位电路的输入端；PMOS管MP7的栅极和漏极与PMOS管MP8的栅极、偏置电流源IBN2的正端相连；偏置电流源IBN1的负端、偏置电流源IBN2的负端、IBN3的负端与地电位相连，PMOS管MP8的漏极与NMOS管MN7的栅极、偏置电流源IBN3的正端相连，PMOS管MP8的源极与NMOS管MN7的漏极相连并作为所述钳位电路的输出端；NMOS管MN7的源和地电位V_ss相连；NMOS管MN5的栅极通过电阻R2与PMOS管MP3的漏极相连，NMOS管MN5的漏极与外部的第一电压源V_dd相连，NMOS管MN5的源极与运算放大器OP的负相输入端、偏置电流源IBN1的正端相连。

这里，运算放大器OP可以采用一般的运放结构，MP8、MN7和偏置电流源构成带负反馈的超级源跟随器，稳定V_comp的高端限制点，同时迫使它跟随V_ramp以相同的斜率变化。

图4给出了斜坡补偿电流产生电路的一种实现形式，包括PMOS管MP1、MP2、NMOS管MN1、偏置电源IBP1和电阻R1，具体连接关系为：PMOS管MP2的源和偏置电源IBP1的正端连接到外部的第一电源v_dd，PMOS管MP2的栅极和漏极连接到NMOS管NM1的漏极，NMOS管MN1的源极通过R1与地电位V_ss相连，NMOS管MN1的栅极连接到PMOS管MP1的源极和偏置电源IBP1的负端，PMOS管MP1的栅极连接斜坡补偿电压V_ramp，PMOS管MP1的漏连接负电源。斜坡补偿电压V_ramp加PMOS管MP1的栅极，PMOS管MP1起电平平移作用，所以即使斜坡补偿电压V_ramp从零开始，得到的补偿电流与斜坡补偿电压一直成线性关系，产生的斜坡补偿电流为：I_BRAMP＝(V_ramp+V_SG(MP1)+V_GS(MN1))/R₁，其中V_SG(MP1)是PMOS管MP1的源栅电压，V_GS(MNI)是NMOS管MN1的栅源电压。

如图5所示，为补偿叠加电路的一种实现形式，包括一个PMOS管MP4，一个NMOS管MN6和两个电阻R3、R_up。1用于输入斜坡补偿电流产生电路的输出信号，2用于输入误差放大器的输出信号，电阻R_up用于将叠加后的电流信号转化为电压信号。

PWM比器的一种实现形式，如图6所示，由四个PMOS管(MP9、MP10、MP11、MP12)，十八个NMOS管(MN8、MN9、MN10、MN11、MN12、MN13、MN14、MN15、MN16、MN17、MN18、MN19、MN20、MN21、MN22、MN23、MN24、MN25)，四个电阻(R7、R8、R9、R10)。PWM比较器是有四级放大器组成，MN8、MN9、MN15、MN16、R7、R8构成第一级，MN10、MN11、MN17、MN18、MN19、MN20构成第二级，MN9、MN10、MN12、MN13、MN21、MN22构成第三级，MP11、MN23、MN24构成第四级，MP12、MN14、MN25构成输出级。它们的连接关系为，NMOS管MN8、MN9的源极与NMOS管MN15的漏极相连，R7连接于NOMS管MN8的漏极与外部的第二电压源V_in之间，R8连接于NMOS管MN9的漏极与外部的第二电压源V_in之间，NMOS管MN8的栅作为PWM比器的正输入端，NMOS管MN9的栅极作为PWM比器的负输入端，NMOS管MN15的栅极、MN16的栅极、MN17的栅极、MN18的栅极、MN19的栅极、MN20的栅极、MN21的栅极、MN22的栅极、MN23的栅极、MN24的栅极、MN25的栅极与外部的尾电流偏置电压V_ibpwm相连，NMOS管MN15的源与MN16的漏极相连，NMOS管MN16的源极与地电位V_ssp，NMOS管MN9、MN8的衬底与NMOS管MN8、MN9的源极相连，NMOS管MN15、MN16的衬底与地电位V_ssp相连，R9连接于NMOS管MN10的漏极与外部的第二电压源V_in之间，R10连接于NMOS管MN11的漏极与外部的第二电压源V_in之间，NMOS管MN10的栅极与NMOS管MN9的漏极相连，NMOS管MN11的栅极与NMOS管MN8的漏极相连，NMOS管MN10的源极与NMOS管MN17的漏极、MN13的栅极相连，NMOS管MN11的源极与NMOS管MN19的漏极、MN12的栅极相连，NMOS管MN17的源极与NMOS管MN18的漏极相连，NMOS管MN19的源极与NMOS管MN20的漏极相连，NMOS管MN17的衬底、MN18的衬底、MN19的衬底、MN20的衬底与电源V_ssp相连，PMOS管MP9的源极和衬底、MP10的源和衬底与外部的第二电压源V_in相连，PMOS管MP9的栅极和漏极、MP10的栅极与NMOS管MN12的漏极相连，PMOS管MP10的漏极与PMOS管MP11的栅极、NMOS管MN13的漏极相连，NMOS管MN12的源极和衬底、MN13的源极和衬底、MN10的衬底、MN11的衬底与NMOS管MN21的漏极相连，NMOS管MN21的源极与NMOS管MN22的漏极相连，NMOS管MN21的衬底、MN22的衬底与地电位V_ssp相连，PMOS管MP11的源极和衬底与外部的第二电压源V_in相连，PMOS管MP11的漏极与NMOS管MN14的栅极、PMOS管MP12的栅极、MN23的漏极相连，NMOS管MN23的源极与MN24的漏极相连，NMOS管MN23的衬底、MN24的衬底、MN14的衬底、MN25的衬底与地电位V_ssp相连，PMOS管MP12的源极和衬底与外部的第二电压源V_in相连，PMOS管MP12的漏极与NMOS管MN14的漏极相连，NMOS管MN14的源极与NMOS管MN25的漏极相连。MN8，MN9，R7，R8和偏置电流源组成第一级，对差值信号进行预放大，NMOS管MN10、MN11，R9，R10，主要用于电平平移为后级提供合适的直流工作点，右边的电路构成两级比较器电路。构成比较器的放大器直流增益为：A₀≈g_m(MN9)R₈g_m(MN13)(r_o(MN13)||r_o(MNP10))g_m(MP11)r_o(MP11)，其中g_m(MN9)是NMOS管MN9的夸导，g_m(MN13)和r_o(MN13)是NMOS管MN13的夸导和输出电阻，g_m(MP11)和r_o(MP11)是PMOS管MP11的夸导和输出电阻，r_o(MP10)是PMOS管MP10的输出电阻。本部分所用的电压V_in相对V_dd来说是高电压，在本实施例中，V_dd可以取3.6V，V_in可以在比较大的电压范围内变化，比如4.5V到30V之间。

这里给出了两种相对地电位产生电路的结构，第一种为PWM比较器提供地电位；第二种为PWM比较器提供地电位和尾电流偏置电压。

第一种相对地电位产生电路如图7所示，包括：PMOS管P1，三极管Q1、Q2，NMOS管N1、N2、NLD1，电容CPOP1、CPOP2，电阻RP1、RP2、RP4，偏置电流源I1；具体连接关系为：三极管Q1的集电极和基极与外部的第二电压源V_in相连，PMOS管P1的源与三极管Q1的发射极相连，PMOS管的P1的栅极和漏极与NMOS管N1的栅极和漏极相连，NMOS管N1的源极与NMOS管N2的栅极和漏极相连，NMOS管N2的源极和衬底与NMOS管N1的衬底相连，电容CPOP1连接于外部的第二电压源V_in与NMOS管N2的源极之间，电阻RP1连接于NMOS管N2的源极和NMOS管NLD1的漏极之间，NMOS管NLD1的源极和偏置电源I1的正端相连，NMOS管NLD1的栅极与外部的使能信号相连，RP4和CPOP2连接在外部的第二电压源V_in与三极管Q2的发射极之间，电阻RP2连接与NMOS管N2的源与三极管Q2的基极之间，NOMS管NLD1的衬底、偏置电源I1的负端、三极管Q2的集电极与地电位相连，三极管Q2的发射极作为相对地电位产生电路的输出为PWM比较器提供地电位。利用

其中I_d是流过MOS管的电流，V_th是MOS管得阈值电压，C_ox是MOS管单位面积栅氧化层电容，μ载流子的迁移率。

根据基尔霍夫电压定理可以求得V_SSP≈V_in-V_SG(P1)-V_GS(N1)-V_GS(N2)，其中，V_SG(P1)是PMOS管P1的源栅电压，V_GS(N1)是NMOS管N1的栅源电压，V_GS(N2)是NMOS管N2的栅源电压，通过选择NMOS管N1和N2、PMOS管P1的尺寸，能够使V_ssp的值比外部的第二电压源V_in低4V左右，把V_ssp作为PWM比较器的地电位。本部分所用的电压V_in相对V_dd来说是高电压，在本实施例中，V_dd可以取3.6V，V_in可以在比较大的电压范围内变化，比如4.5V到30V之间。

第二种相对地电位产生电路如图8所示，是在第一种相对地电位产生电路的基础之上增加了部分电路，为PWM比较器提供尾电流偏置电压。

本发明的PWM控制器具体工作过程说明如下。斜坡补偿电压通过图最左边的电路转化为斜坡补偿电流：I_BRAMP＝(V_RAMP+V_SG(MP1)+V_GS(MN1))/R₁，其中V_SG(MP1)是PMOS管MP1得源栅电压，V_GS(MN1)是NMOS管MN1的栅源电压，首先，运算放大器OP作为稳定B节点电压的缓冲器，能够保证B节点的电压一直保持不变，由PMOS管MP3、MP7和偏置电流源IBN2这条支路，因为MP3的电流是镜像的I_bramp所以MP3的电流跟随V_ramp变化，又MP7的电流恒定，B节点的电压维持不变，所以A节点的电压跟随V_ramp变化，要使MP7的电流维持不变，则V_A-V_G(MP7)保持不变，所以V_G(MP7)也随V_ramp变化。在误差放大器输出V_comp、PMOS管MP8、NMOS管MN7和偏置电流源IBN3这条支路中，因为MP8的电流是由IBN3设定的，所以MP8的电流不变，而V_G(MP8)＝V_G(MP7)是跟随V_ramp变化的，要使MP8的电流不变，则V_comp也随V_ramp变化，通过NMOS管MN6、电阻R5和R6将V_comp转化为电流：I_BCOMP＝(V_COMP-V_GS(MN6))/(R₅+R₆)，其中V_GS(MN6)是NMOS管MN6的栅源电压，PMOS管MP4的电流是镜像I_bramp，由基尔霍夫电流定理，可得到补偿叠加后的电流： $I_{B\left(\mathrm{adder}\right)}=\frac{1}{R_3}[V_{\mathrm{COMP}}-\frac{R_3}{R_1}{V}_{\mathrm{RAMP}}-V_{\mathrm{GS}\left(\mathrm{MN}6\right)}-\frac{R_3}{R_1}(V_{\mathrm{SG}\left(\mathrm{MP}1\right)}-V_{\mathrm{GS}\left(\mathrm{MN}1\right)}),$ 其中V_GS(MN6)是NMOS管MN6的栅源电压，V_SG(MP1)是PMOS管MP1的源栅电压，V_GS(MN1)是NMOS管MN1的栅源电压。通过电阻R_up将叠加后的电流转化为电压V_{superposition}，合理的设置R1和R3就能够使V_{superposition}不随占空比的变化而变化，因而能够维持受限制的电感电流峰值不变，如图9所示。

其中，图10对比了传统PWM控制器与本发明提出的PWM控制器的斜坡补偿在占空比变化时的图形，从图中可以看到传统的PWM控制器不能维持受限制的电感电流峰值的稳定，随着占空比的增大，峰值逐渐减小，本发明提出的PWM控制器能够维持受限制的电感电流峰值稳定，电感电流峰值不随占空比变化。图11是是基于0.6μm BCD工艺实现，电源电压为4.5V到23V，输出负载电流为3A的BULK电路中，对本发明的PWM控制器进行仿真得到的波形。

本发明的PWM控制器通过引入钳位电路让误差放大器输出的高端钳位随着斜坡补偿信号同步变化，能够使电感电流峰值限维持不变，从而消除了占空比影响峰值电流限的问题，保证电流限恒定，使整个系统仍然能正常的工作；通过在PWM比较器中加入相对地电位产生电路引入了相对地电位概念，减小与电源电压之间的电压差，从而通过低压器件实现高性能高速PWM控制器，这对于大功率应用领域是非常有益的，能提高开关电源的效率，减少了成本。本发明的PWM控制器可应用于各种采用PWM控制的DC-DC开关电源驱动IC中。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种PWM控制器，包括，误差放大器，PWM比较器，斜坡补偿电流产生电路，钳位电路和斜坡补偿叠加电路，其中，所述的斜坡补偿电流产生电路用于将斜坡补偿电压转化成斜坡补偿电流，所述的误差放大器的正输入端用于输入输出反馈电压，负输入端用于输入外部的基准电压源；所述的钳位电路用于使误差放大器输出的信号跟随斜坡补偿电压以相同的斜率变化，其输入端与斜坡补偿电流产生电路的输出端相连，输出端与误差放大器的输出端相连；误差放大器的输出信号和斜坡补偿电流产生电路的输出信号通过斜坡补偿叠加电路进行电流的相减运算，产生PWM比较器的正输入端输入信号。

2.根据权利要求1所述的PWM控制器，其特征在于，所述的钳位电路包括一个运算放大器OP、电阻R2，第一偏置电流源IBN1、第二偏置电流源IBN2、第三偏置电流源IBN3、第一NMOS管MN5、第二NMOS管MN7、第一PMOS管MP3、第二PMOS管MP7和第三PMOS管MP8，其中，PMOS管MP3的源极与外部的第一电压源相连，PMOS管MP3的漏极与PMOS管MP7的源极相连，PMOS管MP3的栅极作为所述钳位电路的输入端；PMOS管MP7的栅极和漏极与PMOS管MP8的栅极、偏置电流源IBN2的正端相连；偏置电流源IBN1的负端、偏置电流源IBN2的负端、IBN3的负端与地电位相连，PMOS管MP8的漏极与NMOS管MN7的栅极、偏置电流源IBN3的正端相连，PMOS管MP8的源极与NMOS管MN7的漏极相连并作为所述钳位电路的输出端；NMOS管MN7的源和地电位相连；NMOS管MN5的栅极通过电阻R2与PMOS管MP3的漏极相连，NMOS管MN5的漏极与外部的第一电压源相连，NMOS管MN5的源极与运算放大器OP的负相输入端、偏置电流源IBN1的正端相连。

3.根据权利要求1或2所述的PWM控制器，其特征在于，所述的PWM比较器还包括一个相对地电位产生电路，为PWM比较器提供地电位。

4.根据权利要求3所述的PWM控制器，其特征在于，PMOS管P1，三极管Q1、Q2，NMOS管N1、N2、NLD1，电容CPOP1、CPOP2，电阻RP1、RP2、RP4，偏置电流源I1；具体连接关系为：三极管Q1的集电极和基极与外部的第二电压源相连，PMOS管P1的源与三极管Q1的发射极相连，PMOS管的P1的栅极和漏极与NMOS管N1的栅极和漏极相连，NMOS管N1的源极与NMOS管N2的栅极和漏极相连，NMOS管N2的源极和衬底与NMOS管N1的衬底相连，电容CPOP1连接于外部的第二电压源与NMOS管N2的源极之间，电阻RP1连接于NMOS管N2的源极和NMOS管NLD1的漏极之间，NMOS管NLD1的源极和偏置电源I1的正端相连，NMOS管NLD1的栅极与外部的使能信号相连，RP4和CPOP2连接在外部的第二电压源与三极管Q2的发射极之间，电阻RP2连接与NMOS管N2的源与三极管Q2的基极之间，NOMS管NLD1的衬底、偏置电源I1的负端、三极管Q2的集电极与地电位相连，三极管Q2的发射极作为相对地电位产生电路的输出为PWM比较器提供地电位。

5.根据权利要求1或2所述的PWM控制器，其特征在于，所述的PWM比较器还包括一个相对地电位产生电路，为PWM比较器提供地电位和尾电流偏置电压。

6.根据权利要求5所述的PWM控制器，其特征在于，所述的相对地电位产生电路包括：包括PMOS管P1、P2、P3、P4、P5，三极管Q1、Q2，NMOS管N1、N2、N3、N4、NLD1、NLD2，电容CPOP1、CPOP2，电阻RP1、RP2、RP3、RP4，两个偏置电流源I1、I2；具体连接关系为：三极管Q1的集电极和基极、PMOS管P2的源极和衬底、PMOS管P3的衬底、PMOS管P4的源极和衬底、PMOS管P5的衬底与外部的第二电压源V_in相连，PMOS管P1的源极与三极管Q1的发射极相连，PMOS管的P1的栅极和漏极与NMOS管N1的栅极和漏极相连，NMOS管N1的源极与NMOS管N2的栅极和漏极相连NMOS管的源极和衬底与NMOS管N1的衬底相连，电容CPOP1连接于外部的第二电压源与NMOS管N2的源极之间，电阻RP1连接于NMOS管N2的源极和NMOS管NLD1的漏极之间，NMOS管NLD1的源极和偏置电源I1的正端相连，NMOS管NLD1的栅极、NLD2的栅极与外部的使能信号EN相连，NOMS管NLD1的衬底、NLD2的衬底、偏置电源I1的负端、I2的负端、三极管Q2的集电极与地电位相连，PMOS管P2的栅、P3的栅和漏与PMOS管P4的栅极、P5的栅极相连，PMOS管P2漏极与P3的源极相连，电阻RP3连接于PMOS管P3的漏极和NMOS管N2的源极、NLD2的漏极之间，NMOS管NLD2的源极连接于偏置电源I2的正端，RP4和CPOP2连接在外部的第二电压源与三极管Q2的发射极之间，电阻RP2连接与NMOS管N2的源极与三极管Q2的基极之间，PMOS管P4的漏极与PMOS管P5的源极相连，PMOS管P5的漏极、NMOS管N3的漏极和栅极、NMOS管N4的栅极作为相对地电位产生电路的第一输出端为PWM比较器提供尾电流偏置电压，NMOS管N3的源极与N4的漏极相连，NMOS管N3的衬底、N4的衬底、三极管Q2的发射极连接在一起作为相对地电位产生电路的第二输出端为PWM比较器提供地电位。

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