CN102422612A - 用于无线中继器的频域信道估计中的ici/isi误差的移除 - Google Patents

Abstract

一种用于使用频域信道估计来估计无线中继器的反馈信道的方法，该方法使用最新近信道估计来估计误差校正项并从接收信号的当前块消去该误差校正项。随后，使用频域信道估计并使用导频信号的当前块和接收信号的经校正块来估计该反馈信道。还可估计信道估计误差项并将其直接从信道估计中扣除。

Description

用于无线中继器的频域信道估计中的ICI/ISI误差的移除

背景

相关申请的交叉引用

本申请要求于2009年5月11日提交的美国临时专利申请S/N.61/177,198的权益，该申请通过援引整体纳入于此。

领域

本公开一般涉及无线通信系统中的中继器。

背景

无线通信系统和技术已成为我们进行通信的方式中的重要部分。然而，提供覆盖对于无线服务供应商而言可能是重大挑战。一种拓展覆盖的方式是部署中继器。

一般而言，中继器是接收信号、放大该信号并且传送经放大信号的设备。图1示出了在蜂窝电话系统的上下文中的中继器110的基本图示。中继器110包括施主天线115作为对诸如基站125之类的网络基础设施的示例网络接口。中继器110还包括服务天线120(亦称为“覆盖天线”)作为对移动设备130的移动接口。在工作中，施主天线115与基站125处于通信状态，而服务天线120与移动设备130处于通信状态。

在中继器110中，使用前向链路电路系统135来放大来自基站125的信号，而使用反向链路电路系统140来放大来自移动设备130的信号。有许多配置可被用于前向链路电路系统135和反向链路电路系统140。

有许多类型的中继器。在一些中继器中，网络接口和移动接口两者均是无线的；而在其他中继器中，使用有线的网络接口。一些中继器用第一载波频率来接收信号并且用不同的第二载波频率来发射经放大信号，而其他中继器使用相同的载波频率来接收和发射信号。对于“相同频率”的中继器而言，一个特殊的挑战在于管理由于发射出的信号中的一些可能漏泄回接收电路系统并且再次被放大和发射而发生的反馈。

现有的中继器使用数种技术来管理反馈；例如，中继器被配置成提供这两个天线之间的物理隔绝，使用滤波器，或者可以采用其他技术。

概述

根据本发明的一个实施例，提供一种用于估计无线通信系统中的无线中继器的反馈信道的方法，其中该无线中继器具有接收一接收信号并发射经放大的信号的第一天线和第二天线，且该接收信号是要被中继的远程信号与因无线中继器的第一和第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和，该方法包括：(a)使用经放大的信号的具有N个采样的块作为导频信号；(b)使用接收信号的具有N个采样的块；(c)使用最新近信道估计来估计误差校正项；(d)从接收信号的当前块消去该误差校正项；以及(e)使用频域信道估计并使用导频信号的当前块和接收信号的经校正块来估计第一天线与第二天线之间的反馈信道，所获得的信道估计成为最新近信道估计。

根据本发明的另一方面，提供一种包括指令的机器可读介质，这些指令在由机器执行时使该机器执行操作，这些指令包括：(a)使用经放大信号的具有N个采样的块作为导频信号；(b)使用接收信号的具有N个采样的块；(c)使用最新近信道估计来估计误差校正项；(d)从接收信号的当前块消去该误差校正项；以及(e)使用频域信道估计并使用导频信号的当前块和接收信号的经校正块来估计第一天线与第二天线之间的反馈信道，所获得的信道估计成为最新近信道估计。

根据本发明的又一方面，提供一种包括存储在其上的程序代码的计算机可读介质，包括：用于使用经放大信号的具有N个采样的块作为导频信号的程序代码；用于使用接收信号的具有N个采样的块的程序代码；用于使用最新近信道估计来估计误差校正项的程序代码；用于从接收信号的当前块消去该误差校正项的程序代码；以及用于使用频域信道估计并使用导频信号的当前块和接收信号的经校正块来估计第一天线与第二天线之间的反馈信道的程序代码，所获得的信道估计成为最新近信道估计。

根据本发明的另一方面，提供一种具有接收一接收信号和发射经放大信号的第一天线和第二天线的无线中继器，其中该接收信号是要被中继的远程信号与因第一天线和第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和，该无线中继器包括信道估计模块，其配置成使用最新近信道估计和导频信号的具有N个采样的当前块来估计误差校正项，从接收信号的具有N个采样的当前块消去该误差校正项，以及使用频域信道估计并使用导频信号的当前块和接收信号的经校正块来估计第一天线与第二天线之间的反馈信道，所获得的信道估计成为最新近信道估计。

附图简述

图1是根据现有技术的中继器的简化图示。

图2示出了根据本公开的一些实施例的中继器环境的图示。

图3是根据本发明的一个实施例的实现干扰消去的中继器的框图。

图4是解说根据本发明的一个实施例的能在图3的中继器中实现的用于消去乘性误差项的信道估计方法的流程图。

图5是解说根据本发明的一个实施例的能在图3的中继器中实现的用于消去ICI/ISI误差项的信道估计方法的流程图。

图6是根据本发明的一个实施例的在其中能实现用于采样因果和非因果抽头两者的信道估计方法的中继器的详细框图。

图7解说了接收信号、导频信号与反馈信道之间的关系。

图8解说了不进行使导频信号采样左移的延迟调整的信道估计的信道响应。

图9解说了进行了使导频信号采样左移的延迟调整之后的信道估计的信道响应。

图10解说了根据本发明的一个实施例的示出将由信道估计方法使用的因果抽头和非因果抽头的信道估计的信道响应。

图11是解说根据本发明的一个实施例的用于保留反馈信道估计的因果和非因果抽头两者的信道估计方法的流程图。

图12是解说根据本发明的一个实施例的无线中继器中的信道估计修剪方法的流程图。

图13是解说根据本发明的一个替换实施例的无线中继器中的信道估计修剪方法的流程图。

详细描述

在结合附图考虑以下详细描述之后，所公开的方法和装置的性质、目的和优点对于本领域的技术人员而言将变得更加明显。

诸如以上所描述的那些中继器之类的现有技术中继器可以为蜂窝电话网络或类似网络提供显著的优点。然而，现有的中继器配置可能并不适合于某些应用。例如，现有的中继器配置可能不适合于可能更难以获得中继器天线之间的合意隔绝的室内覆盖应用(例如，为住宅或企业环境中继信号)。不仅如此，在一些传统的中继器实现中，目标是达成尽可能高的合理增益而同时维持稳定的反馈环路(环路增益小于单位一)。然而，增大中继器增益会致使隔绝更加困难，因为漏泄回施主天线中的信号会增大。一般而言，环路稳定性需求要求从覆盖天线漏泄回施主天线中的信号比远程信号(要被中继的信号)低得多，无论是由于空间隔离还是诸如数字消去之类的其他技术。那么，中继器的输出处最大可达成的信号干扰/噪声比(SINR)就与中继器的输入处的远程信号的SINR相同。高增益和改善的隔绝形成了要求现代中继器实现的两个需求，对于那些用于室内应用的中继器而言尤甚。

本文中的系统和技术为无线中继器提供了中继器的施主天线(对于前向链路传输的示例而言为“接收天线”)与覆盖天线(对于前向链路传输而言为“发射天线”)之间改善的隔绝。另外，在一些实施例中，本文中的系统和技术提供了采用干扰消去或回波消去来显著改善隔绝的独特的中继器设计。在一些实施例中，使用本文中提供的用于准确估计信道的改善的信道估计技术来实现干扰消去和回波消去。有效的回波消去要求对漏泄信道有非常准确的信道估计。一般而言，信道估计越准确，消去的程度就越高，并且因此有效隔绝的程度就越高。本文中，“干扰消去”或“回波消去”是指减少或消除中继器天线之间的漏泄信号量的技术；即“干扰消去”是指对估计的漏泄信号的消去，其提供对实际漏泄信号的部分或完全消去。

图2示出了根据本公开的实施例的中继器210的操作环境200的图示。图2的示例解说了前向链路传输；即，来自基站225的远程信号140旨在送给移动设备230。在环境200中，如果沿着基站225与移动设备230之间的路径227的未经中继的信号不能提供充分的信号以便在移动设备230处接收到有效的语音和/或数据通信，那么可以使用诸如中继器210之类的中继器。具有增益G和延迟Δ的中继器210被配置成使用服务天线220向移动设备230中继在施主天线215上从基站225接收到的信号。中继器210包括用于放大通过施主天线215从基站225接收到的信号并通过服务天线220向移动设备230发射该信号的前向链路电路系统。中继器210还可包括用于放大来自移动设备230的信号并将其发射回基站225的反向链路电路系统。在中继器210处，远程信号s(t)作为输入信号被接收，并且该远程信号s(t)作为中继的或经放大的信号y(t)被中继，其中

理想情况下，增益G会是很大的，中继器的固有延迟Δ会是很小的，输入SINR在中继器210的输出处将得以维持(这对于数据话务支持而言可能是特别重要的)，并且仅合意载波会被放大。

实践中，中继器210的增益受到施主天线215与服务天线220之间的隔绝的限制。如果增益太大，那么中继器可能由于信号漏泄而变得不稳定。信号漏泄是指在其中从一个天线(在图2中为服务天线220)发射的信号的一部分被另一天线(在图2中为施主天线215)接收到的现象，如由图2中的反馈路径222所示的那样。换言之，信号漏泄是所发射的信号未被接收天线与发射天线之间的天线隔绝完全阻挡的结果。在没有干扰消去或其他技术的情况下，作为中继器的正常操作的一部分，该中继器将会放大此亦被称为漏泄信号的反馈信号，并且经放大的反馈信号将再次由服务天线220发射。由于信号漏泄和高中继器增益而对经放大的反馈信号的重复发射可能导致中继器不稳定。另外，中继器210中的信号处理具有固有的不可忽略的延迟Δ。中继器的输出SINR取决于RF非线性度和其他信号处理。因此，往往得不到上述理想的中继器工作特性。最后，在实践中，合意载波可能取决于中继器部署于其中的操作环境或市场而变化。要提供仅放大合意载波的中继器并不总是可能的。

在本公开的实施例中，提供了适合于室内覆盖(例如，企业、住宅、或类似用途)的中继器。该中继器具有约70dB或以上的有效增益，该增益是对于中等大小住宅中的覆盖而言充足的增益的示例。另外，该中继器具有小于1的环路增益以实现稳定性(环路增益被称为发射天线与接收天线之间的反馈环路的增益)并且具有充分的稳定性余裕量和很低的输出噪声本底。在一些实施例中，该中继器具有大于80dB的总隔绝。在一些实施例中，该中继器采用干扰/回波消去来达成很高程度的有效隔绝，这显然具有比对目前可得的中继器的要求更大的挑战性。

本公开的一些技术利用信道估计来实现所要求的回波消去程度。通过以充分的准确度来估计反馈信道(天线之间的信道)，回波消去之后的残差能够显著低于远程信号以便实现对稳定性而言合意的环路增益余裕。

在其中能够部署本发明的中继器的通信系统包括基于红外、无线电、和/或微波技术的各种无线通信网络。此类网络可包括例如无线广域网(WWAN)、无线局域网(WLAN)、无线个域网(WPAN)等。术语“网络”和“系统”往往被可互换地使用。WWAN可以是码分多址(CDMA)网络、时分多址(TDMA)网络、频分多址(FDMA)网络、正交频分多址(OFDMA)网络、单载波频分多址(SC-FDMA)网络、长期演进(LTE)网络、WiMAX(IEEE802.16)网络，等等。CDMA网络可实现诸如cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA)等一种或更多种无线电接入技术(RAT)。cdma2000涵盖IS-95、IS-2000和IS-856标准。TDMA网络可实现全球移动通信系统(GSM)、数字高级移动电话系统(D-AMPS)、或其他某种RAT。GSM和W-CDMA在来自名为“第三代伙伴项目”(3GPP)的联盟的文献中描述。cdma2000在来自名为“第三代伙伴项目2”(3GPP2)的联盟的文献中描述。3GPP和3GPP2文献是公众可获取的。WLAN可以是IEEE 802.11x网络，并且WPAN可以是蓝牙网络、IEEE 802.15x、或其他某种类型的网络。这些技术也可联合WWAN、WLAN和/或WPAN的任何组合来实现。

信道估计技术

准确的信道估计对于原频中继器中对漏泄信号的高保真度基带消去而言是很重要的。在典型的中继器中，用于信道估计的导频信号是正向移动设备(下行链路)或者基站(上行链路)发射的经放大信号。该经放大信号从发射天线漏泄回接收天线，导致反馈信号在中继器输入处被添加到远程信号。在干扰消去中继器中，该反馈信号被估计并且随后被消掉。这增进了施主天线与覆盖天线之间的有效隔绝。如果对反馈信道的估计是充分准确的，那么就能够将反馈信号从中继器输入信号中几乎完全扣除掉。信道估计越准确，中继器就能够承受对输出信号越多的放大而同时维持稳定所需的隔绝。换言之，中继器的信道估计的准确性与中继器的可达成增益直接有关。

根据本发明的一个方面，回波消去中继器在频域中实现信道估计。频域信道估计提供特定的优点，诸如复杂度降低以及稳健性提高。然而，通过使用FFT-IFFT类型处理来进行的频域信道估计通常依赖于导频信号中的循环前缀来维持正交性。在中继器应用中应用频域信道估计的问题在于，“导频信号”事实上只不过是要被发射的信号(或即经放大信号)并且在该“导频”信号中没有插入的循环前缀以确保不同“频糟”的正交性。众所周知，缺乏循环前缀或者等效地具有比循环前缀要长的信道会在信道估计中引入误差项，这些误差项包括诸如码元间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)之类的加性及乘性误差，因此会使信道估计的准确性降格。

本文中提供的本发明的系统和方法使得能够在实为所发射的信号的导频信号中缺乏循环前缀的情况下在回波消去中继器中使用频域信道估计。因导频信号中缺乏循环前缀造成的信道估计性能降格通过估计并消去加性误差及乘性误差来缓解。还描述了用于通过码元修剪、采样非因果抽头及其他技术来改善回波消去中继器中频域信道估计的准确性的系统和方法。

中继器中使用FFT-IFFT类型的处理对没有循环前缀的导频信号进行的频域信道估计在加性和乘性噪声误差——诸如ICI和ISI误差项——的意义上带来了挑战。由于缺乏循环前缀使卷积变为线性卷积而非循环卷积且因为在没有循环前缀时先前码元会漏泄到新码元中，结果就产生ICI和ISI误差项。一般而言，假定h是对中继器中关于给定信道抽头的反馈信道的理想信道估计，则由于缺乏循环前缀造成对该给定信道抽头的实际信道估计变成：α*h+m+z，其中m表示随机噪声，z表示ICI和ISI误差项的加性分量，且α表示ICI误差项的乘性分量。通常，乘性误差分量α非常接近1，但若α偏离值1则会影响估计的准确性。更具体而言，乘性噪声误差向信道估计引入偏差。

1.乘性误差的消去

在导频信号中没有循环前缀的情况下使用频域信道估计会引入使信道估计的准确性降格的乘性误差。乘性误差“α”是关于时域中的每个信道抽头给出的。乘性误差在对FFT处理使用较小的块大小时尤其成问题。在本发明的一些实施例中，描述了用于估计和校正由于在导频信号(经放大或发射信号)中没有循环前缀的情况下使用频域信道估计而造成的乘性误差项的方法。更具体而言，乘性误差项显现为是针对信道估计的比例因子。相应地，在本发明的一些实施例中，一种信道估计方法对在导频信号中没有循环前缀的情况下从频域信道估计过程获得的时域信道估计执行比例缩放以校正乘性误差项。比例缩放操作对从频域信道估计过程获得的时域信道估计施加一组标量倍乘因子(“比例因子”或“校正比例因子”)。在一些实施例中，这些比例因子仅取决于抽头索引和用于频域信道估计过程的块大小。

在一个实施例中，频域信道估计过程使用FFT(快速傅里叶变换)将时域信号变换成频域信号，并通过处理这些频域信号来在频域中获得对信道的估计。作为对频域信道估计取IFFT(快速傅里叶逆变换)的结果获得的时域信道估计是正被估计的信道(也被称为“原始信道”)的经比例缩放的副本，其中每个抽头具有不同的比例因子。为了校正由于导频信号(发射信号)中缺乏循环前缀而造成的乘性误差项，使用仅为抽头索引和FFT块大小或块长度的函数的比例因子来比例缩放从IFFT操作获得的时域信道估计。

这组标量倍乘因子(或即“比例因子”)如下推导。在时域中，信道估计信号模型假定输出信号y是反馈信道h与输入信号x的卷积加上噪声。即，y＝h*x+z，其中z表示噪声项。对于信道估计，输入信号x往往被称为导频信号。在回波消去中继器中，信道估计信号模型的输入信号x是中继器的经回波消去的发射信号或经放大信号。信道估计信号模型的输出信号y是中继器处的接收信号。换言之，中继器处的接收信号y是传过反馈信道h的导频信号x(发射信号)加上噪声z。反馈信道h可包括与信道中的一条或更多条延迟路径相关联的一个或更多个信道系数。

假定FFT使用块大小N以及向量化，则接收信号可表达为y[k]＝h*x[k]，其中对于为N的FFT块长度，k为[1...N]。反馈信道h可包括多条延迟路径。使用标准矩阵算术，ICI误差项可被拆分成加性误差分量和乘性误差分量。关于给定抽头n的ICI误差项的乘性误差分量α_n给出为：

${\mathrm{\α}}_n=1-\frac{n}{N},$

其中n是抽头索引(0到N-1)，且N是FFT的块大小。

总体上，当在没有循环前缀的情况下在频域中执行信道估计时，便造成乘性误差项且其可被估计为是

其中n是抽头索引且N是FFT块大小。在本发明的信道估计方法中，可通过使用给出为的一组标量倍乘因子比例缩放时域信道估计来消掉乘性误差项。

在本发明的实施例中，无线中继器纳入信道估计模块，其被配置成使用以上描述的用来消去信道估计中的乘性误差的信道估计方法来执行频域信道估计。图3是根据本发明的一个实施例的实现干扰消去的中继器的框图。参照图3，对于下行链路通信，中继器250在施主天线270上接收输入信号。对于下行链路通信，中继器250还在服务天线275上发射输出信号。中继器250包括用于实现反馈信号消去的回波消去器252。中继器250在提供可变增益G的增益级254处放大经回波消去的发射信号。中继器250还包括用于估计天线275与270之间的反馈信道268(记为“h”)的信道估计模块260。信道估计模块260向回波消去器252提供信道估计

以实现对非合意反馈信号的估计和消去。

在操作中，中继器250接收作为要放大的远程信号与实为发射的信号从发射天线漏泄回接收天线中的版本的反馈信号(或漏泄信号)的总和的接收信号y。为了信道估计的目的，发射信号x或指示发射信号x的信号被用作导频信号，且远程信号被当作噪声。作为回波消去中继器的中继器250作用于估计反馈信号以消掉接收信号中的非合意反馈信号分量。为此，信道估计模块260为回波消去器252生成反馈信道估计回波消去器252基于反馈信道估计生成反馈信号估计。回波消去器252从接收信号y中扣除反馈信号估计以生成经回波消去的发射信号x。只要反馈信号估计是准确的，那么非合意反馈信号就从接收信号中被移除并实现了回波消去。在本实施例中，经回波消去的发射信号x被耦合到向经回波消去的发射信号提供增益G的可变增益级254后再在天线275上发射。图3仅解说了与本发明的信道估计方法的操作有关系的元件。中继器250可包括未在图3中示出但是在本领域中已知用来实现完整的中继器操作的其他元件。

信道估计模块260执行频域信道估计。频域信道估计的结果被转换成时域信道估计(诸如通过IFFT)，该时域信道估计可能包括由于导频信号中缺乏循环前缀而造成的乘性误差。信道估计模块260作用于使用一组标量倍乘因子(“比例因子”或“校正比例因子”)来比例缩放从频域信道估计过程获得的时域信道估计，其中这些标量倍乘因子仅为抽头索引和FFT块大小的函数，如以上描述的。经比例缩放的时域信道估计

随后可由回波消去器252用于回波消去。标量倍乘因子具有通过消去由于在没有循环前缀的情况下对导频信号进行频域信道估计造成的乘性误差项来改善信道估计的准确性的作用。

图4是解说根据本发明的一个实施例的能在图3的中继器中实现的用于消去乘性误差项的信道估计方法的流程图。参照图4，信道估计方法300通过在信道估计模块处接收该接收信号y和发射信号x而开始(步骤302)。信道估计模块执行频域信道估计(步骤304)。在一个实施例中，信道估计模块对作为导频信号的发射信号的具有N个采样的块以及接收信号的具有N个采样的块执行快速傅里叶变换(FFT)。作为FFT运算的结果，从导频信号和接收信号的具有N个采样的块生成频域导频信号块和频域接收信号块。从这些频域采样获得频域中的信道估计。然后，该信道估计方法诸如通过执行快速傅里叶逆变换(IFFT)操作之类从频域信道估计获得时域信道估计(步骤306)。IFFT是对通过在频域导频块和频域接收信号块上的一次或更多次信号处理操作生成的信号执行的。最后，该信道估计方法使用一组校正比例因子来比例缩放时域信道估计(步骤308)。在一个实施例中，校正比例因子仅为抽头索引和FFT块大小的函数。结果所得到的经比例缩放的信道估计随后可在中继器中用于回波消去。

在一个实施例中，是在IFFT操作之后应用对时域信道估计的比例缩放。在其他实施例中，也可在取平均、或者诸如截短或取阈操作之类的其他信号处理操作之后执行对时域信道估计的比例缩放。

在中继器250中，信道估计模块260可以在软件、硬件、固件、或某种组合中来实现，并且可配置成执行在本文中描述的实施例中所描述的功能。在软件实现中，信道估计模块260可包括可专用于信道估计模块260或可与中继器的其他特征或模块共享的存储器和一个或更多个处理器。指示发射信号的N采样块、以及指示接收信号的N采样块可存储在存储器中。处理器可访问指令以读取所存储的数据并对该数据执行FFT运算来生成频域导频信号块和频域接收信号块。处理器可访问指令以从频域导频和接收信号块生成频域信道估计。处理器可访问指令以对频域信道估计执行快速傅里叶逆变换来生成时域信道估计。在一些实施例中，处理器可访问指示一个或更多个比例因子的信息以比例缩放时域信道估计，而在一些实施例中，比例缩放是在IFFT运算之前执行的。类似地，在硬件实现中，FFT和IFFT运算可使用诸如数字信号处理器(DSP)之类的硬件来执行。

通过使用以上描述的标量倍乘因子来比例缩放时域信道估计，频域信道估计中的乘性误差项就得以消除且信道估计性能得以改善。

2.ICI/ISI误差项的消去

如以上描述的，在没有循环前缀的情况下使用频域信道估计引入了诸如载波间干扰(ICI)和码元间干扰(ISI)之类的使信道估计的准确性降格的误差。更具体而言，由于导频信号中缺乏循环前缀而造成频域信道估计过程中线性卷积与循环卷积之间的差异，从而产生了ICI/ISI误差。如果没有循环前缀，则先前码元将漏泄到当前码元中，造成码元间干扰。根据本发明的实施例，提供了一种估计频域信道估计中的ICI和ISI误差项并从信道估计移除这些误差项的方法以改善信道估计的准确性。用于消去ICI/ISI误差的信道估计方法可实现在诸如图3的中继器250之类的回波消去中继器中。例如，信道估计模块260可实现本发明的用于消去因在导频信号中缺乏循环前缀的情况下使用频域信道估计造成的ICI/ISI误差的信道估计方法。

在频域信道估计处理中，导频信号(发射信号)的码元以及接收信号的码元被群聚成长度为N的块，其中N是对导频码元和接收码元两者执行的FFT的大小。接收码元被假定为是导频码元与信道的线性卷积加上噪声。由于没有循环前缀，因此先前块的导频码元漏泄到当前接收码元块中，造成ISI(码元间干扰)。类似地，由于缺乏循环前缀，还创生了ICI(载波间干扰)。在没有循环前缀的情况下，接收码元只不过是导频码元与信道的线性卷积。假使导频码元中有循环前缀，则收到码元将是当前导频码元块与信道的循环卷积。循环卷积与线性卷积之间的差异造成ICI误差项。

更具体而言，令H(f)表示理想反馈信道估计，P(f)表示导频信号的一个具有N个采样的块的快速傅里叶变换，即P(f)＝FFT(导频)，而R(f)表示接收信号的一个具有N个采样的块的快速傅里叶变换，即R(f)＝FFT(rx信号)，关于特定频率的反馈信道估计若仅使用一个导频信号块和一个接收信号块来计算则给出为：

其中“P(f)*R(f)”表示该特定频率上的导频码元的共轭乘以接收码元。在没有循环前缀的情况下使用频域信道估计引入了如上所示的误差项ICI和ISI。这些误差项会使信道估计的准确性降格。

根据本发明的实施例，使用最新近信道估计来重构ICI误差项并将其引入当前接收码元块，从而该接收码元块近似等于当前导频码元块与反馈信道的循环卷积。类似地，使用最新近信道估计来重构ISI项并将其引入当前接收码元块，以使来自先前导频码元块的漏泄最小化。ISI项的移除还使得接收码元块近似等于当前导频码元块与反馈信道的循环卷积。以类似的方式，信道估计中的ICI和ISI误差项被消掉并且得到更准确的信道估计。

在一个实施例中，如下重构ICI误差项和ISI误差项。使用与以上描述的相同的信道估计信号模型，接收信号y可建模为发射信号x(导频信号)与反馈信道h的线性卷积加上噪声。更具体而言，假定反馈信道的长度为L且被给出为h＝[h(0)h(1)...h(L)]，则接收信号采样y(n)可表达为：

$y\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}x(n-k)h\left(x\right)+z\left(n\right),$

其中z(n)表示噪声采样。信道估计过程在假定发射(导频)采样x(n)已知的前提下使用接收采样y(n)来估计信道h。

在诸如FFT-IFFT类型的处理之类的频域信道估计中，接收采样y(n)被分成长度为N的块且接收采样的第i块表达为：

$y_N^i=y^i={[y_1^i,y_2^i,L{y}_N^i]}^T.$

关于导频采样x(n)的第i块的线性卷积矩阵Lⁱ给出为：

$L_{\mathrm{NxN}}^i=L^i\left(\begin{array}{ccccc}{x}_1^i& x_N^{i-1}& x_{N-1}^{i-1}& L& x_1^{i-1}\\ x_2^i& x_1^i& x_N^{i-1}& L& x_2^{i-1}\\ x_3^i& x_2^i& x_1^i& L& x_3^{i-1}\\ M& M& M& O& M\\ x_N^i& x_{N-1}^i& x_{N-2}^i& L& x_1^i\end{array}\right).$

关于导频采样x(n)的第i块的循环卷积矩阵Cⁱ给出为：

$C_{\mathrm{NxN}}^i=C^i=\left(\begin{array}{ccccc}{x}_1^i& x_N^i& x_{N-1}^i& L& x_1^i\\ x_2^i& x_1^i& x_N^i& L& x_2^i\\ x_3^i& x_2^i& x_1^i& L& x_3^i\\ M& M& M& O& M\\ x_N^i& x_{N-1}^i& x_{N-2}^i& L& x_1^i\end{array}\right).$

由于导频采样x(n)中缺乏循环前缀，因此与反馈信道的卷积变成线性卷积而非理想的循环卷积。可使用线性卷积矩阵Lⁱ以矩阵向量注记法将接收采样块yⁱ写为如下：

yⁱ＝Lⁱh+zⁱ。

由于接收采样y(n)理想情况下应为导频采样与反馈信道的循环卷积而不是线性卷积，因此可使用循环卷积矩阵和线性卷积矩阵将接收采样块yⁱ表达为如下：

yⁱ＝Cⁱh+(Lⁱ-Cⁱ)h+zⁱ。

上式中的第一项是导频采样与反馈信号的理想循环卷积。上式中的第二项表示因循环卷积与线性卷积之间的差异造成的ICI/ISI误差项。由于线性卷积矩阵Lⁱ和循环卷积矩阵Cⁱ两者都是基于导频采样且是已知的，因此可以使用最新信道估计h来计算ICI和ISI误差项。计算出来的误差项随后可从接收采样块中扣除以移除ICI/ISI误差，且可使用经校正的接收采样块来计算信道估计以得出更准确的信道估计。

在一个实施例中，ICI和ISI误差项是通过首先从线性卷积矩阵减去循环卷积矩阵即(Lⁱ-Cⁱ)，乘以最新信道估计

并随后从接收采样块yⁱ减去该差异即

来消除的。在此情形中，误差是在时域中扣除的。随后将使用频域处理来估计信道。

诸如通过使用NxN离散傅里叶变换(DFT)矩阵F对接收采样块yⁱ取DFT之类来应用频域处理，频域中的接收采样块给出为：

Yⁱ＝diag(Xⁱ)H+F(Lⁱ-Cⁱ)h+Zⁱ，

其中Xⁱ、H和Zⁱ分别是xⁱ、h和zⁱ的DFT。

为了消除ICI和ISI误差项，从接收采样块中扣除ICI和ISI误差项。该扣除可在时域或在频域中进行。假定

是最新信道估计或最新近信道估计，则可使用该最新信道估计如下演算经更新的信道估计：

$Y^i-F(L^i-C^i)\tilde{h}=\mathrm{diag}\left(X^i\right)H+F(L^i-C^i)(h-\tilde{h})+Z^i.$

通过在接收采样块中纳入

误差校正项，信道估计中的误差就得以消去。在接收采样块中引入误差校正项的结果是使得接收采样块看起来更像是循环卷积的结果。在此示例中，误差项是在频域中扣除的。

为了计算信道估计，如果仅使用一个导频采样块和一个接收采样块，则频域信道估计给出为：

$\hat{H}=\mathrm{diag}{\left(X^i\right)}^{-1}{Y}_C^i,$

其中

表示经校正的Yⁱ为

在这种情形中，信道估计上的误差项可表达为：

信道估计上的该误差项可直接从信道估计中扣除掉。根据本发明的另一方面，计算出的误差校正项通过信道估计过程的处理并且然后将经处理的信道估计误差项从计算出的信道估计中扣除。

时域信道估计是通过对

取离散傅里叶逆变换(IDFT)来形成的并且给出为：

$\hat{h}=F^{-1}\hat{H}=[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,{\hat{h}}_2,L{\hat{h}}_M,{\hat{h}}_{M+1},{\hat{h}}_{N-1}].$

FFT块大小N越大且信道长度L越小，信道估计

就越好。

在以上描述中，频域信道估计过程是使用离散傅里叶变换(DFT)来执行的。在其他实施例中，频域信道估计过程可使用快速傅里叶变换(FFT)来执行。具体类型的频域信号处理的使用对于本发明的实践而言并不是关键的。

图5是解说根据本发明的一个实施例的能在图3的中继器中实现的用于消去ICI/ISI误差项的信道估计方法的流程图。参照图5，信道估计方法350通过接收发射信号(导频信号)和接收信号的具有N个采样的块而开始(步骤352)。随后，使用该具有N个导频采样的块和当前信道估计或最新近信道估计，方法350估计误差校正项。在本实施例中，方法350计算线性卷积矩阵Lⁱ(步骤354)并且还计算循环卷积矩阵Cⁱ(步骤356)。随后，使用线性和循环卷积矩阵以及最新近信道估计来计算误差校正项(步骤358)。更具体而言，误差校正项在时域中为

且在频域中为

其中

表示最新或最新近信道估计且F是频域变换。随后，从接收采样块中扣除误差校正项(步骤360)。该扣除可在时域中或在频域中执行。随后在频域中使用经校正的接收采样块和导频采样块来计算经更新的信道估计(步骤362)。在一些实施例中，既使用经校正的接收采样和导频采样的当前块也使用经类似地校正的接收采样及其相应导频采样的先前块来计算经更新的信道估计。随后用经更新的信道估计来取代最新近信道估计(步骤364)。

在替换实施例中，通过使用最新或最新近信道估计来计算误差校正项的方式对发射信号和接收信号接下来的具有N个采样的块重复该用于ICI/ISI误差项重构和移除的信道估计方法，从而改善信道估计(步骤366)。在每次重复中，使用最新信道估计来计算ICI/ISI误差校正项并随后将其从接收采样中移除以提供改善的信道估计。在另一个替换实施例中，对发射信号和接收信号的具有N个采样的当前块迭代该用于ICI/ISI误差项重构和移除的信道估计方法达固定迭代次数(步骤368)。在每次迭代中，使用最新信道估计来计算ICI/ISI误差校正项并随后将其从接收采样中移除以提供改善的信道估计。本发明的方法的多次迭代增强了信道估计的准确性。随后，在当前采样块已被迭代达固定迭代次数之后，该信道估计方法通过使用最新或最新近信道估计来计算误差校正项的方式对发射信号和接收信号接下来的具有N个采样的块重复。在图5中，步骤368解说了信道估计的可任选的替换实施例，且若不希望对相同采样块进行迭代则该替换实施例可被省略。

如上所述，中继器250中的信道估计模块260可用来实现本发明的用于消去ICI/ISI误差项的信道估计方法。信道估计模块260可以在软件、硬件、固件、或某种组合中实现，并且可配置成执行在本文中描述的实施例中所描述的功能。在软件实现中，信道估计模块260可包括可专用于信道估计模块260或可与中继器的其他特征或模块共享的存储器和一个或更多个处理器。指示发射信号的N采样块、以及指示接收信号的N采样块可存储在存储器中。处理器可访问指令以读取所存储的数据并计算线性卷积矩阵以及计算循环卷积矩阵。处理器还可访问指令以计算误差校正项并从接收采样中扣除误差校正项。处理器可访问指令以从经校正的接收采样块生成经更新的信道估计并用经更新的信道估计来取代最新近信道估计。在一些实施例中，处理器可访问指令以使用当前接收采样和导频采样来迭代该计算达固定迭代次数。在其他一些实施例中，处理器可访问指令以使用接下来的接收和导频采样块重复该计算。类似地，在硬件实现中，卷积计算和信道估计计算操作可使用诸如数字信号处理器(DSP)之类的硬件来执行。

用最新信道估计重构ICI/ISI误差项并随后从实际信道估计中移除这些误差项降低了由于导频信号中不具有循环前缀而造成的频域信道估计中的误差本底。对信道估计校正这些误差项使得能在无线中继器中使用频域信道估计。如上所述，由于复杂度考虑以及由于时域信道估计算法可能具有稳健性问题，因此希望在频域中而不是在时域中执行信道估计。然而，频域中的信道估计要求导频信号中有循环前缀以获得准确的信道估计。在一些应用中，不可能向导频信号添加循环前缀。本发明的信道估计方法通过缓解由于缺乏循环前缀造成的信道估计性能损失而提供特定优点。在中继器的上下文中，信道估计的改善允许在可达成的增益量上有显著改善。另外，即使对于中继器中给定的固定增益而言，当信道估计改善时，输出SNR(信噪比)也会增加(其中输出SNR是对由中继器引入的噪声的衡量)，这意味着中继器的保真度有所改善。

3.留存非因果抽头

在导频信号中没有循环前缀的情况下使用频域信道估计引入了使信道估计的准确性降格的ICI和ISI误差项。更具体而言，由于导频信号中缺乏循环前缀而造成线性卷积与循环卷积之间的差异，从而产生了ICI/ISI误差项。

根据本发明的实施例，一种信道估计方法作用于在生成信道估计时捕捉信道的因果和非因果抽头两者。通过不但捕捉信道的因果抽头还捕捉信道的非因果抽头，就能获得更准确的信道估计。在本发明的一些实施例中，用于缓解由于导频信号中缺乏循环前缀而造成的信道估计性能损失的信道估计方法将信道估计中的最大信道抽头移位到参考时间“0”以进行信道估计。然而，以此方式移位信道抽头导致在该最大抽头之前发生的所有信道抽头都变成“非因果”抽头。即，要估计的反馈信道的部分变得非因果。从信道估计中丢弃这些非因果抽头可能引入潜在可能很大的误差本底，这将导致中继器中反馈环路的不稳定。因此，本发明的信道估计方法作用于在生成信道估计时捕捉信道的因果和非因果抽头两者。

例如，在一个示例性中继器系统中，丢弃信道的非因果部分可能会远在中继器达到满增益之前就造成不稳定。然而，当根据本发明的信道估计方法来采样信道的非因果抽头时，在中继器达到满增益时能实现约20dB的输出SNR增益。

图6是根据本发明的一个实施例的在其中能实现用于采样因果和非因果抽头两者的信道估计方法的中继器的详细框图。参照图6，中继器400在施主天线415接收远程信号S(t)，该信号被耦合至包括收发机前端电路416和接收滤波器443的接收电路系统。来自收发机前端电路416的收到信号采样r[k]被耦合至接收滤波器(Rx滤波器)443并且随后耦合至包括加法器444的回波消去器进行回波消去。经回波消去的接收信号r’[k]耦合至延迟元件446以引入合意的延迟量D1以使发射信号与远程信号解相关。延迟元件446可以是固定延迟元件或如图6中所示的可变延迟元件。在其他实施例中，延迟元件446可设在回波消去器之前。延迟了的经回波消去的信号被耦合至发射电路系统，该发射电路系统包括发射滤波器(Tx滤波器)448、施加增益G的增益级449以及收发机前端电路418。增益级449生成发射信号采样y[k]，其被提供给收发机前端电路418。中继器400在覆盖天线420上发射由收发机前端电路418生成的发射信号Y(t)。

在中继器400中，增益控制块480控制增益级449的可变增益并且信道估计块450执行对反馈信道的信道估计。发射信号采样y[k]被用作用于增益控制块480和信道估计块450的导频信号。根据本发明，信道估计块450实现频域信道估计，诸如FFT-IFFT类型的处理或DFT-IDFT类型的处理。信道估计块450还接收该接收信号采样r[k]并执行信道估计以生成反馈信道估计更具体地，信道估计块450至少使用导频信号的N个采样和接收信号r[k]的N个采样来生成反馈信道估计

反馈信道估计

被提供给反馈信号估计块452，该反馈信号估计块452还用发射信号y[k]一起来计算反馈信号估计

在其中回波消去器是在滤波之后被应用于接收信号的情形中，反馈信号估计计算也应经过相同的滤波以生成相应的反馈信号估计。在本实施例中，消去器444定位在接收滤波器之后，因此反馈信号估计是作为反馈信道估计与发射信号y[k]以及还与接收滤波器(Rx滤波器443)的卷积来计算的。反馈信号估计

被提供给加法器444以从接收信号r[k]中扣除该反馈信号估计

从而实现回波消去。

根据本发明的信道估计方法，导频采样y[k]被移位，以使得最大信道抽头被移到参考时间“0”处。为此，在将导频采样提供给信道估计块450之前，可变延迟元件454向导频采样引入延迟D2。可调整延迟D2作用于在时间上延迟导频信号，且合意的延迟量D2被引入，以使得最大信道抽头与参考时间0对准。

在频域信道估计处理中，导频信号(发射信号)的采样以及接收信号的采样被群聚成长度为N的块，其中N是频域变换(诸如FFT)的大小。图7解说了接收信号、导频信号与反馈信道之间的关系。更具体而言，接收信号是导频信号与反馈信道h卷积。根据本发明的实施例，该信道估计方法诸如通过可变延迟元件454之类向每个具有N个导频采样的块

应用可变延迟。由此，每个导频采样块被延迟了延迟D2，以使得：

延迟了的导频采样随后连同接收采样被发送到信道估计块以估计反馈信道。接收采样

不被延迟，从而：

如上所述，导频信号的左移导致要估计的信道的部分变得非因果。图8解说了不进行使导频信号采样左移的延迟调整的信道估计的信道响应。图9解说了进行了使导频信号采样左移的延迟调整之后的信道估计的信道响应。参照图8，在没有任何延迟调整的情况下，最大信道抽头没有与参考时间0对准。然而，参照图9，在应用恰适的延迟量D2之后，信道响应的最大信道抽头现在被左移以与参考时间0对准。

图10解说了根据本发明的一个实施例的示出将由信道估计方法使用的因果抽头和非因果抽头的信道估计的信道响应。参照图10，作为将导频信号采样左移的结果，最大信道抽头现在处于参考时间0处。然而，在FFT块的末尾处存在一些信号能量，如图10中的放大图所示。FFT块末尾处的信号能量指示由于导频采样的左移而变得非因果的信道抽头。

根据本发明的实施例，该信道估计方法留存时域反馈信道估计中的因果抽头和非因果抽头两者。在一个实施例中，信道估计的长度为N。出于信道估计目的，留存信道估计中的M1个因果抽头和M2个非因果抽头。因果抽头从采样0取到M1，其中假定M1远小于N，因为中继器的反馈信道的延迟张开通常很小。非因果抽头从采样N-M2取到N，其中出于与M1相同的原因，假定M2远小于N。在一个实施例中，总信道估计(因果和非因果抽头两者M1+M2)少于N个抽头且仅保留信道估计的M1+M2个抽头。

回到图6，接收滤波器即Rx滤波器443位于收到采样被抽头以进行信道估计之后以及回波消去器的加法器444之前。由于实际回波消去发生在接收滤波器443之后，出于该原因，在一个实施例中，将导频信号与总信道估计且与诸如接收滤波器之类的滤波器卷积以生成用于回波消去的反馈信号估计

即，将总反馈信道估计

与接收滤波器卷积以生成给出为“*Rx滤波器”的“合成信道估计”。随后将该合成信道估计与导频采样y[k]卷积以生成反馈信号估计。由此生成的反馈信号估计随后被供应给加法器444以从接收信号r[k]中扣除该反馈信号估计，从而实现回波消去。

因此，在一些实施例中，诸如当回波消去是在接收信号滤波之后执行时，需要将导频信号与信道估计和诸如接收滤波器之类的代表接收信号滤波的另一滤波器两者卷积。这可以通过将导频信号与包括信道估计和该另一滤波器的合成信道估计卷积来进行。如果该另一滤波器具有大于非因果抽头数目M2的延迟D，且该另一滤波器与信道估计循环卷积，则在保留开头的M1+L-1个抽头之后(其中L为滤波器的长度)，非因果和因果抽头两者就都被包括在合成信道估计中。

图11是解说根据本发明的一个实施例的用于保留反馈信道估计的因果和非因果抽头两者的信道估计方法的流程图。参照图11，信道估计方法500通过接收作为导频信号的经放大信号的具有N个采样的块以及接收该接收信号的具有N个采样的块而开始(步骤502)。随后，方法500向导频信号的采样引入延迟以使反馈信道的最大信道抽头对准第一参考时间(步骤504)。方法500随后使用导频信号的采样和接收信号的采样通过使用频域信道估计来估计第一天线与第二天线之间的反馈信道(步骤506)。方法500从频域信道估计生成时域反馈信道估计。在一个实施例中，时域反馈信道估计具有N个抽头(步骤508)。最后，方法500留存时域反馈信道估计中的M1个因果抽头和M2个非因果抽头(步骤510)。这M1个因果抽头是信道估计开头的M1个抽头，而这M2个非因果抽头是信道估计末尾的M2个抽头。在一个实施例中，M1+M2小于N且仅保留信道抽头的M1+M2个抽头。在本发明的信道估计方法的其他实施例中，不向导频采样引入延迟且该信道估计方法以相同的方式操作以捕捉信道估计的因果抽头和非因果抽头两者。换言之，中继器400中的延迟D2可被设为0且方法500中的步骤504是可任选的。

中继器250中的信道估计模块260可用来实现本发明的用于保留反馈信道估计的因果和非因果抽头两者的信道估计方法。信道估计模块260可以在软件、硬件、固件、或某种组合中实现，并且可配置成执行在本文中描述的实施例中所描述的功能。在软件实现中，信道估计模块260可包括可专用于信道估计模块260或可与中继器的其他特征或模块共享的存储器和一个或更多个处理器。指示发射信号的N采样块、以及指示接收信号的N采样块可存储在存储器中。处理器可访问指令以读取所存储的数据并引入必要的延迟。处理器可访问指令以对该数据执行FFT操作以生成频域导频信号块和频域接收信号块。处理器可访问指令以从频域导频和接收信号块生成频域信道估计。处理器可访问指令以对频域信道估计执行快速傅里叶逆变换来生成时域信道估计。在一些实施例中，处理器可访问指令以留存时域信道估计中的因果和非因果抽头。类似地，在硬件实现中，FFT和IFFT操作可使用诸如数字信号处理器(DSP)之类的硬件来执行。

在本发明的替换实施例中，使用以上关于图4描述的用于消去信道估计中的乘性误差的这组校正比例因子来比例缩放时域信道估计的这M1个因果抽头和这M2个非因果抽头。在一个实施例中，校正比例因子仅为抽头索引和FFT块大小的函数。结果所得到的经比例缩放的信道估计随后可用于中继器中的回波消去。

4.截短信道估计

当在中继器中应用使用FFT/IFFT处理的频域信道估计时，反馈信道估计等于FFT大小N，例如1024。然而，反馈信道历时是有限的。例如，在中继器应用中，反馈信道通常在数十个采样的数量级上，诸如64个采样。基于导频的信道估计算法在信道估计中引入噪声。在导频很弱即带外的场合，该噪声很强。噪声还渗入时域信道估计的所有采样中。在常规中继器中，接收滤波器(Rx滤波器)有时被用来通过抑制阻带处的噪声来减少信道估计噪声。

根据本发明的实施例，中继器中的信道估计方法对时域信道估计应用截短以使不包含反馈信道的信道抽头消零，从而减少信道估计噪声。更具体而言，该方法使用关于信道长度的先验信息来确定信道在于哪些抽头中。落在信道外部的信道抽头被消零以减少噪声。

在一个实施例中，对于大小为N的信道估计以及信道长度为L的反馈信道(其中假定L远小于N)，通过使落在信道外部的信道抽头消零来截短该信道估计。例如，在一个实施例中，对于大小为N的信道估计

应用截短以保留信道开头的M个抽头并且使信道抽头M+1到N消零。经截短的信道估计由此给出为：

$\hat{h}=[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,{\hat{h}}_2,L{\hat{h}}_M,0L0],$

其中M大于或等于信道长度L。以此方式，位于信道开头M个抽头中的信道估计被留存，而位于信道估计的抽头M+1到N中的信道估计被消零以移除噪声。

在另一个实施例中，应用信道估计截短以保留信道估计的因果和非因果抽头两者。在导频采样被左移以使最大信道抽头对准参考时间0的情形中，信道的部分变得非因果且在信道估计过程中需要计及非因果信道。在以上描述的信道估计方法中，因果和非因果的两者皆被用于信道估计。当应用信道估计截短时，信道估计的因果和非因果抽头被保留，而信道估计的其余部分被消零。

在一个实施例中，对于大小为N的信道估计、具有长度为L的因果信道和长度为P的非因果信道的反馈信道(其中假定L和P两者皆远小于N)，通过使落在这些因果和非因果信道外部的信道抽头消零来截短该信道估计。例如，应用截短以保留信道开头的M1个抽头以及抽头N-M2到N，同时使信道抽头M1+1到N-M2-1消零。经截短的信道估计由此给出为：

$\hat{h}=[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,{\hat{h}}_2,L{\hat{h}}_{M1},0L0,{\hat{h}}_{N-M2},{\hat{h}}_{N-M2+1},L{\hat{h}}_{N-1}],$

其中M1大于或等于因果信道长度L，且M2大于或等于非因果信道长度P。以此方式，位于信道估计的抽头M1+1到N-M2-1中的信道估计被消零以去除噪声。

通过截短时域信道估计的该部分，信道估计噪声就得以减少，从而改善信道估计的准确性。

5.信道估计修剪

在相同频率中继器的工作期间，希望在存在很大信号动态的情况下维持中继器中的稳定性。为了在远程信号能量中存在很大信号动态的情况下维持中继器稳定性，中继器需要知道接收功率何时发生突变。接收功率的突变可能讹误信道估计，从而反馈信道估计变得不准确且反馈信号的回波消去变得不正确，导致中继器不稳定。

根据本发明的实施例，一种用于在存在很大信号动态的情况下提高中继器的稳定性的方法实现信道估计修剪。在一些实施例中，监视远程信号的功率以检测接收功率的突变。该信道估计修剪方法作用于丢弃与远程信号的信号动态的大幅改变相关联的信道估计或导频及接收采样。以此方式，总体的信道估计将不会因接收功率的突变而被讹误。

图12是解说根据本发明的一个实施例的无线中继器中的信道估计修剪方法的流程图。本发明的信道估计修剪方法可实现在诸如图3或图6中所示的中继器之类的回波消去中继器中。在实践中，该信道估计修剪方法实现在图3和图6的中继器的信道估计块(260或450)中的信道估计模块里。更具体而言，信道估计块使用传入导频采样块(图3中的x；或图6中的经延迟的y[k])和传入接收采样块(图3中的y；或图6中的经延迟的r[k])来估计反馈信道。在一些实施例中，使用传入导频采样块和传入接收采样块计算最终信道估计。该最终信道估计随后由回波消去器用来消掉反馈信号。在其他一些实施例中，使用传入导频采样块和传入接收采样块来计算信道估计，且由此计算出的多个信道估计随后被取平均以生成最终信道估计。在本描述中，对每个个体导频采样块及相应的接收采样块计算出来的信道估计被称为“子信道估计”。

参照图12，在信道估计算法中实现的信道估计修剪方法600作用于在已检测到远程信号功率有大幅跳变之后丢弃导频信号和接收信号的用于信道估计的采样或具有N个采样的块，N为用于频域信道估计的FFT的大小或反馈信道估计的大小。方法600始于在中继器处接收传入的接收信号，该接收信号包括远程信号(步骤602)。如以上所描述的，该接收信号是远程信号与反馈信号的总和。中继器的反馈环路中的信号被用作进行信道估计的导频信号。在本实施例中，导频信号是中继器中经回波消去的发射信号或经放大的信号。导频信号和接收信号，或者导频信号采样块和接收信号采样块被提供给信道估计块以执行信道估计(步骤603)。

随后，检测远程信号的功率电平的摆动以确定在该远程信号中是否有大幅功率摆动(步骤604)。可以直接从接收信号检测远程信号的功率电平的摆动或者可以通过对具有与远程信号对应的功率电平响应的其他信号的测量来间接地检测该摆动。在一个实施例中，通过使用FIR(有限冲激响应)或IIR(无限冲激响应)滤波器来检测远程信号的摆动。该检测通过监视间隔开给定时间的接收信号采样之间的功率差分以确定是否已发生功率电平突变来实现。

当在增益控制输入信号中没有检测到大幅功率摆动时(步骤606)，方法600回到步骤602以继续接收传入的接收信号并继续基于传入的导频信号采样和接收信号采样来估计反馈信道。然而，当检测到诸如9dB或更大的功率摆动之类的大幅功率摆动时(步骤606)，就丢弃导频信号及相应的接收信号的采样或具有N个采样的块(步骤608)。使用未被丢弃的导频和接收信号块中的一个或更多个块来计算最终信道估计(步骤610)。方法600随后回到步骤602以继续接收传入的接收信号。以此方式，导频信号和接收信号中与远程信号功率的摆动相关联的采样或具有N个采样的块在这些导频信号采样和接收信号采样讹误信道估计之前就被丢弃。

在一个实施例中，方法600响应于在远程信号中检测到大幅功率摆动而丢弃导频和接收信号的具有N个采样的当前块及一个或更多个具有N个采样的先前块两者。丢弃导频和接收信号的当前和先前采样两者的原因在于，在远程信号功率发生改变的时间与中继器能检测到该改变的时间之间总是有一些延迟。因此，有可能这些导频信号采样和接收信号采样中有一些已被此功率摆动所讹误。因此，在信道估计修剪方法600中，在检测到大幅功率摆动时，丢弃当前和先前的导频及接收信号采样两者，从而没有任何有讹误采样被留存并用于计算最终信道估计。

在另一个实施例中，可使用接收信号或沿通过中继器的主路径上任何点处的经消去信号来检测远程信号的摆动。

图13是解说根据本发明的一个替换实施例的无线中继器中的信道估计修剪方法的流程图。参照图13，在信道估计修剪方法700中，该信道估计修剪方法作用于在已检测到远程信号的功率信号有大幅跳变之后丢弃子信道估计。方法700始于在中继器处接收传入的接收信号，该接收信号包括远程信号(步骤702)。导频信号和接收信号、或者导频信号采样块和接收信号采样块被提供给信道估计块以执行信道估计(步骤703)。由此计算关于每一个传入的导频信号采样块的子信道估计(步骤704)。使用导频信号的具有N个采样的块和接收信号的具有N个采样的块来计算每个子信道估计。

随后，检测远程信号的功率电平的摆动以确定在该远程信号中是否有大幅功率摆动(步骤705)。当在增益控制输入信号中没有检测到大幅功率摆动时

(步骤706)，方法700回到步骤702以继续接收传入的接收信号并继续基于传入的导频信号采样和接收信号采样来估计反馈信道。然而，当检测到诸如9dB或更大的功率摆动之类的大幅功率摆动时(步骤706)，丢弃一个或更多个子信道估计(步骤708)。使用单个未被丢弃的子信道估计或通过对两个或更多个未被丢弃的子信道估计取平均来计算最终信道估计(步骤710)。方法700随后回到步骤702以继续接收传入的接收信号。

在一个实施例中，在检测到大幅功率摆动时，丢弃当前以及一个或更多个先前的子信道估计两者。当在检测到大幅功率摆动之后重启信道估计取平均过程时，所使用的最终信道估计应为上一个良好的最终信道估计，即未使用被丢弃的子信道估计的最新的最终信道估计。丢弃当前和先前信道估计两者的原因在于，在远程信号功率发生改变的时间与中继器能检测到该改变的时间之间总是有一些延迟。因此，截至信道估计修剪方法700检测到接收功率的突变的时间，有可能已发生了劣质的子信道估计。如果仅丢弃当前子信道估计，则可能发生中继器不稳定。因此，在信道估计修剪方法700的一些实施例中，在检测到大幅功率摆动时，丢弃当前的以及一个或更多个先前的子信道估计两者，且上一个良好的最终信道估计被用来继续对信道估计取平均。在其他实施例中，方法700丢弃可能被功率摆动讹误的所有子信道估计，从而不留存任何讹误的子信道估计。

中继器250中的信道估计模块260可用来实现本发明的信道估计修剪方法。信道估计模块260可以在软件、硬件、固件、或某种组合中实现，并且可配置成执行在本文中描述的实施例中所描述的功能。在软件实现中，信道估计模块260可包括可专用于信道估计模块260或可与中继器的其他特征或模块共享的存储器和一个或更多个处理器。指示发射信号的N采样块、以及指示接收信号的N采样块可存储在存储器中。处理器可访问指令以读取所存储的数据并对导频信号块和接收信号块执行信道估计。处理器可访问指令以检测远程信号的功率电平的变化。在一些实施例中，处理器可访问指令以丢弃导频和接收信号的采样或采样块，而在一些实施例中，可丢弃一个或更多个子信道估计。类似地，在硬件实现中，各种操作可使用诸如数字信号处理器(DSP)之类的硬件来执行。

在干扰消去中继器中应用功率检测的优点在于无论远程信号的信号动态如何稳定性都得以维持。假使没有功率检测来应对这样的信号动态，则中继器将潜在可能变得不稳定。本发明的信道估计修剪方法确保了原频中继器能够在远程信号存在大规模信号动态的情况下稳健地运行。更具体而言，本发明的信道估计修剪方法确保了信道估计不会因非合意的信号动态而变得讹误，从而信道估计及回波消去能够在远程信号存在变化的信号动态的情况下稳健地运行。

本领域技术人员将理解，信息和信号可使用各种不同技术和技艺中的任何技术和技艺来表示。例如：贯穿上面说明始终可能述及数据、信息、信号、比特、码元、码片、指令和命令。它们可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任何组合来表示。

在一个或更多个示例性实施例中，所描述的功能和过程可以在硬件、软件、固件、或其任何组合中实现。如果在软件中实现，则各功能可以存储在计算机可读介质上。计算机可读介质包括计算机存储介质。存储介质可以是能被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定，这样的计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或能被用来携带或存储指令或数据结构形式的合需程序代码且能被计算机访问的任何其它介质。如本文中所使用的盘(disk)和碟(disc)包括压缩碟(CD)、激光碟、光碟、数字多用碟(DVD)、软盘和蓝光碟，其中盘(disk)往往以磁的方式再现数据，而碟(disc)用激光以光学方式再现数据。上述的组合也应被包括在计算机可读介质的范围内。本文中所用术语“控制逻辑”适用于软件(其中功能由存储在机器可读介质上的将通过使用处理器来执行的指令来实现)、硬件(其中功能通过使用电路系统(诸如逻辑门)来实现)——其中该电路系统被配置成针对特定输入提供特定输出、以及固件(其中功能通过使用可重编程电路系统来实现)，并且还适用于软件、硬件和固件中的一者或更多者的组合。

对于固件和/或软件实现，这些方法体系可用执行本文中描述的功能的模块(例如，规程、函数等等)来实现。有形地实施指令的任何机器可读介质可用于实现本文中所描述的方法体系。例如，软件代码可被存储在例如移动站或中继器的存储器之类的存储器中，并由例如调制解调器的微处理器等处理器执行。存储器可以实现在处理器内部或处理器外部。如本文所用的，术语“存储器”是指任何类型的长期、短期、易失性、非易失性、或其他存储器，而并不限于任何特定类型的存储器或特定数目的存储器、或记忆存储在其上的介质的类型。

对这些实现的各种改动对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他实现而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本发明并非旨在被限定于本文中示出的特征，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。

Claims (21)

1.一种用于估计无线通信系统中的无线中继器的反馈信道的方法，所述无线中继器具有接收一接收信号并发射经放大信号的第一天线和第二天线，所述接收信号是要被中继的远程信号与因所述无线中继器的所述第一和第二天线之间的所述反馈信道导致的反馈信号的总和，所述方法包括：

(a)使用所述经放大信号的具有N个采样的块作为导频信号；

(b)使用所述接收信号的具有N个采样的块；

(c)使用最新近信道估计来估计误差校正项；

(d)从所述接收信号的当前块消去所述误差校正项；以及

(e)使用频域信道估计并使用所述导频信号的当前块和所述接收信号的经校正块来估计所述第一天线与所述第二天线之间的所述反馈信道，所获得的信道估计成为所述最新近信道估计。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使用最新近信道估计来估计误差校正项包括使用所述最新近信道估计和具有N个采样的导频信号的当前块来估计所述误差校正项。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使用频域信道估计来估计所述第一天线与所述第二天线之间的反馈信道包括对所述导频信号的所述当前块和所述接收信号的所述经校正块执行快速傅里叶变换(FFT)运算。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

(f)代换使用所述接收信号的所述经校正块从估计所述反馈信道获得的所述信道估计作为所述最新近信道估计；以及

(g)对所述导频信号接下来的具有N个采样的块和所述接收信号接下来的具有N个采样的块重复所述步骤(a)到(f)。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

(f)代换使用所述接收信号的所述经校正块从估计所述反馈信道获得的所述信道估计作为所述最新近信道估计；以及

(g)对所述导频信号的具有N个采样的当前块和所述接收信号的具有N个采样的当前块重复所述步骤(a)到(f)达固定迭代次数。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括：

(h)对所述导频信号接下来的具有N个采样的块和所述接收信号接下来的具有N个采样的块重复所述步骤(a)到(g)。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，从所述接收信号的当前块消去所述误差校正项包括：

在时域中或在频域中从所述接收信号的当前块消去所述误差校正项。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使用频域信道估计来估计所述第一天线与所述第二天线之间的反馈信道包括：

使用频域信道估计并使用所述导频信号的当前块、所述接收信号的所述经校正块以及所述接收信号的一个或更多个先前经校正块和所述导频信号的相应块来估计所述第一天线与所述第二天线之间的所述反馈信道，所获得的信道估计成为所述最新近信道估计。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使用最新近信道估计来估计误差校正项并从所述接收信号的当前块消去所述误差校正项包括：

基于所述最新近信道估计来直接估计信道估计误差项；以及

从所述最新近信道估计消去所述信道估计误差项。

10.一种包括指令的机器可读介质，所述指令在由机器执行时使所述机器执行操作，所述指令包括：

(a)使用经放大信号的具有N个采样的块作为导频信号；

(b)使用接收信号的具有N个采样的块；

(c)使用最新近信道估计来估计误差校正项；

(d)从所述接收信号的当前块消去所述误差校正项；以及

(e)使用频域信道估计并使用所述导频信号的当前块和所述接收信号的经校正块来估计第一天线与第二天线之间的反馈信道，所获得的信道估计成为所述最新近信道估计。

11.一种包括存储在其上的程序代码的计算机可读介质，包括：

用于使用经放大信号的具有N个采样的块作为导频信号的程序代码；

用于使用接收信号的具有N个采样的块的程序代码；

用于使用最新近信道估计来估计误差校正项的程序代码；

用于从所述接收信号的当前块消去所述误差校正项的程序代码；以及

用于使用频域信道估计并使用所述导频信号的当前块和所述接收信号的经校正块来估计第一天线与第二天线之间的反馈信道的程序代码，所获得的信道估计成为所述最新近信道估计。

12.一种无线中继器，包括：

用于接收一接收信号和发射经放大信号的第一天线和第二天线，所述接收信号是要被中继的远程信号与因所述第一天线和所述第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和；以及

信道估计模块，其配置成使用最新近信道估计和所述导频信号的具有N个采样的当前块来估计误差校正项，从所述接收信号的具有N个采样的当前块消去所述误差校正项，以及使用频域信道估计并使用所述导频信号的所述当前块和所述接收信号的经校正块来估计所述第一天线与所述第二天线之间的所述反馈信道，所获得的信道估计成为所述最新近信道估计。

13.如权利要求12所述的无线中继器，其特征在于，所述信道估计模块配置成通过对所述导频信号的所述当前块和所述接收信号的所述经校正块执行快速傅里叶变换(FFT)运算以使用频域信道估计来估计所述第一天线与所述第二天线之间的所述反馈信道。

14.如权利要求12所述的无线中继器，其特征在于，所述信道估计模块进一步配置成代换使用所述接收信号的所述经校正块从所述反馈信道估计获得的所述信道估计作为所述最新近信道估计，以及对所述导频信号接下来的具有N个采样的块和所述接收信号接下来的具有N个采样的块重复估计所述误差校正项、消去所述误差校正项以及估计所述反馈信道。

15.如权利要求12所述的无线中继器，其特征在于，所述信道估计模块进一步配置成代换使用所述接收信号的所述经校正块从所述反馈信道估计获得的所述信道估计作为所述最新近信道估计，以及对所述导频信号的所述具有N个采样的当前块和所述接收信号的所述具有N个采样的当前块重复估计所述误差校正项、消去所述误差校正项以及估计所述反馈信道达固定迭代次数。

16.如权利要求15所述的无线中继器，其特征在于，所述信道估计模块进一步配置成对所述导频信号接下来的具有N个采样的块和所述接收信号接下来的具有N个采样的块重复估计所述误差校正项、消去所述误差校正项以及估计所述反馈信道。

17.如权利要求12所述的无线中继器，其特征在于，所述信道估计模块配置成在时域中或在频域中从所述接收信号的具有N个采样的当前块消去所述误差校正项。

18.如权利要求12所述的无线中继器，其特征在于，所述信道估计模块进一步配置成使用频域信道估计并使用所述导频信号的当前块、所述接收信号的所述经校正块以及所述接收信号的一个或更多个先前经校正块和所述导频信号的相应块来估计所述第一天线与所述第二天线之间的所述反馈信道，所获得的信道估计成为所述最新近信道估计。

19.如权利要求12所述的无线中继器，其特征在于，所述信道估计模块配置成基于所述最新近信道估计来直接估计信道估计误差项，并且进一步配置成从所述最新近信道估计消去所述信道估计误差项而非从所述接收信号的具有N个采样的当前块消去所述误差校正项。

20.一种无线中继器，包括：

用于接收一接收信号和发射经放大信号的第一和第二装置，所述接收信号是要被中继的远程信号与因所述第一和第二装置之间的反馈信道导致的反馈信号的总和；以及

第三装置，用于使用最新近信道估计和导频信号的具有N个采样的当前块来估计误差校正项，从所述接收信号的具有N个采样的当前块消去所述误差校正项，以及使用频域信道估计并使用所述导频信号的所述当前块和所述接收信号的经校正块来估计所述第一天线与所述第二天线之间的所述反馈信道，所获得的信道估计成为所述最新近信道估计。

21.一种用于估计无线通信系统中的无线中继器的反馈信道的方法，所述无线中继器具有接收一接收信号并发射经放大信号的第一天线和第二天线，所述接收信号是要被中继的远程信号与因所述无线中继器的所述第一和第二天线之间的所述反馈信道导致的反馈信号的总和，所述方法包括：

(a)使用经放大信号的具有N个采样的块作为导频信号；

(b)使用所述接收信号的具有N个采样的块；

(c)使用最新近信道估计来估计信道估计误差项；

(d)使用频域信道估计并使用所述导频信号的当前块和所述接收信号的相应块来估计所述第一天线与所述第二天线之间的所述反馈信道；

(e)通过所述频域信道估计来处理所述信道估计误差项；以及

(f)从所计算出来的信道估计消去所述信道估计误差项，所获得的信道估计成为所述最新近信道估计。

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