CN102404675B - 振动扬声器的驱动控制电路 - Google Patents

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Abstract

提供一种振动扬声器的驱动控制电路。无论振动扬声器处于何种状态，都以尽可能接近其固有振动频率的频率进行驱动。驱动信号生成部(10)在振动模式下生成包含零期间的周期性波形的驱动信号。驱动部(20)生成与由驱动信号生成部(10)生成的驱动信号相应的驱动电流，并提供给音圈(210)。感应电压检测部(30)在非通电期间检测在音圈(210)中产生的感应电压。零交叉检测部(40)检测由感应电压检测部(30)检测出的感应电压的零交叉。驱动信号生成部(10)根据检测到的零交叉的位置估计振动扬声器(200)的固有振动频率，使驱动信号的频率接近该固有振动频率。

Description

振动扬声器的驱动控制电路
技术领域
本发明涉及一种兼具振动功能和扬声器功能的振动扬声器的驱动控制电路。
背景技术
兼具振动功能和扬声器功能的振动扬声器逐渐被实际应用。由于振动扬声器兼具两种功能，因此期待着振动扬声器进一步推进便携式设备(例如移动电话、智能手机、便携式游戏设备)的小型化、轻量化(例如，参照专利文献1)。
振动扬声器基本上是与电动式扬声器相同的结构，其具备音圈、磁路以及隔膜(diaphragm)。由流过音圈的电流以及磁路的磁场所产生的力作用于磁路以及振动板。磁路具有某种程度的重量，但隔膜被设计成较轻。在向音圈输入低频信号的情况下，磁路有效地振动，可以充分发挥振动功能。另一方面，在向音圈输入了高频信号的情况下，磁路因其重量而几乎不能振动，但是隔膜有效地振动，因此可以充分发挥扬声器功能。
在振动扬声器发挥振动功能的振动模式下，优选以尽可能接近其固有振动频率(下面也适当地称为共振频率)的频率进行驱动，在其共振频率与驱动频率相一致时产生最强的振动。
专利文献1：日本特开2004-343884号公报
发明内容
发明要解决的问题
振动扬声器在振动模式下的固有振动频率主要是由磁路决定的，因此在产品之间其固有振动频率存在偏差。此外，在将磁路通过弹簧勾在框架上的情况下，根据弹簧的弹簧常数的不同，该固有振动频率也会发生变化。
因而，在对振动扬声器的驱动控制电路一律设定固定的驱动频率的以往的方法中，在产品中也存在该固有振动频率与该驱动频率有较大偏差的产品，成为使成品率降低的主要因素。另外，也出现过尽管最初该固有振动频率与该驱动频率一致但是随着时间的变化而两者产生偏差从而导致振动变弱的情形。
本发明是鉴于这样的情况而完成的，其目的在于提供一种无论振动扬声器处于何种状态都能够以尽可能接近其固有振动频率的频率进行驱动的技术。
用于解决问题的方案
在本发明的某一方式的振动扬声器的驱动控制电路中，该振动扬声器具备音圈、磁路以及振动板，并具有扬声器模式和振动模式，该磁路在固定的规定范围内进行往复运动，该振动板根据由流过音圈的电流和磁路的磁场所产生的力而进行振动，在该扬声器模式下使振动板进行振动来产生声音，在该振动模式下使磁路的振动传递到其它的振动部件，该振动扬声器的驱动控制电路具备：驱动信号生成部，其在扬声器模式下生成与从外部设定的音频信号相应的扬声器模式用驱动信号，在振动模式下生成包含零期间的周期性波形的振动模式用驱动信号；驱动部，其生成与由驱动信号生成部生成的驱动信号相应的驱动电流，并提供给音圈；感应电压检测部，其在振动模式下的非通电期间内，检测在音圈中产生的感应电压；以及零交叉检测部，其检测由感应电压检测部检测出的感应电压的零交叉。驱动信号生成部在振动模式下根据检测到的零交叉的位置来估计振动扬声器的固有振动频率，使振动模式用驱动信号的频率接近该固有振动频率。
此外，以上的构成要素的任意组合、将本发明的表现方式在方法、装置、系统等之间变换得到的方式也作为本发明的方式有效。
根据本发明，无论振动扬声器处于何种状态，都能够以尽可能接近其固有振动频率的频率进行驱动。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式所涉及的振动扬声器的驱动控制电路的结构的图。
图2是表示驱动部和感应电压检测部的结构例的图。
图3是表示使能信号的生成方法的图。
图4是表示正弦波和布莱克曼窗的图。
图5是表示驱动频率表的一例的图。
图6是用于说明驱动波形数据的图。
图7是表示本发明的实施方式所涉及的驱动控制电路的动作例的时序图。
附图标记说明
100：驱动控制电路；10：驱动信号生成部；11：频率计数器；12：驱动频率表；13：波形生成部；14：高通滤波器；15：加法器；16：过采样滤波器；17：Δ-∑调制器；18：PWM信号生成部；19：比较器；20：驱动部；30：感应电压检测部；35：低通滤波器；40：零交叉检测部；OP1：第一运算放大器；OP2：第二运算放大器；R1：第一电阻；R2：第二电阻；R3：第三电阻；R4：第四电阻；R5：第五电阻；R6：第六电阻；R7：第七电阻；C1：电容；200：振动扬声器；210：音圈；220：磁路；221：永磁体；222：底座；230：振动板；240：振动部件。
具体实施方式
图1是表示本发明的实施方式所涉及的振动扬声器200的驱动控制电路100的结构的图。振动扬声器200具备：音圈210；磁路220，其在固定的规定范围内进行往复运动；以及振动板230(例如，隔膜)，其根据由流过音圈210的电流和磁路220的磁场所产生的力而进行振动。
磁路220是在底座222上安装永磁体221而成的结构。以从永磁体221沿水平方向产生磁场的方式将永磁体221安装在底座222上。虽然在图1中没有图示，但是磁路220也可以是通过弹簧安装在框架上的结构，还可以是收纳在框架内并规定了其可动范围的结构。
根据流过音圈210的电流的方向和永磁体221产生的磁场的方向，在遵循弗莱明左手定则的方向上产生力。图1中，通过使电流流过音圈210，能够在磁路220的垂直方向上产生力。并且，通过改变该电流的方向，能够沿磁路220的向上方向或向下方向产生力。振动板230根据该力而进行振动，向空气中发出声音。到此为止的结构是与普通的电动式扬声器相同的结构。
振动扬声器200除了具有使该振动板230进行振动来产生声音的扬声器模式外，还具有抑制振动板230的振动并将磁路220的振动传递到其它的振动部件240的振动模式。
在振动扬声器200中没有将磁路220固定在框架上，因此是磁路220自身利用按照弗莱明左手定则所产生的力进行振动的结构。此时，当向音圈210输入低频电流时，磁路220能够跟随该力，因此磁路220自身进行振动，该振动被传递给振动部件240。
另一方面，当向音圈210输入高频电流时，磁路220不能跟随该力，磁路220自身不能进行振动。此外，通过调整磁路220的重量，能够调整磁路220不能进行振动的频率。
驱动控制电路100具备驱动信号生成部10、驱动部20、感应电压检测部30以及零交叉检测部40。驱动信号生成部10在扬声器模式下生成与从外部设定的音频信号相应的用于扬声器模式的驱动信号，在振动模式下生成包含零期间的周期性波形(例如，可以是正负对称的波形)的振动模式用驱动信号。此外，该零期间为不向音圈210通电的非通电期间。驱动信号生成部10的详细说明在后文中进行描述。
驱动部20生成与由驱动信号生成部10生成的驱动信号相应的驱动电流，并提供给音圈210。驱动部20可以由一般的H桥电路构成。此外，虽然没有图示，但在驱动部20与振动扬声器200之间插入有由电感器和电容构成的LC滤波器。
感应电压检测部30在振动模式下的非通电期间内，检测在音圈210中产生的感应电压。零交叉检测部40检测由感应电压检测部30检测出的感应电压的零交叉。
图2是表示驱动部20以及感应电压检测部30的结构例的图。图2中示出由差动放大器构成感应电压检测部30以及由比较器构成零交叉检测部40的例子。此外，虽然在图1中没有图示，但是在该差动放大器与该比较器之间插入有低通滤波器35。
该差动放大器包括第一运算放大器OP1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3以及第四电阻R4。第一运算放大器OP1的反转输入端子通过第一电阻R1与音圈210的正极端子相连接，第一运算放大器OP1的非反转输入端子通过第二电阻R2与音圈210的负极端子相连接。第一运算放大器OP1的输出端子与其反转输入端子和第一电阻R1之间的节点通过第三电阻R3进行连接。第一运算放大器OP1的非反转输入端子与第二电阻R2之间的节点通过第四电阻R4接地。
该差动放大器将施加到第一运算放大器OP1的非反转输入端子的电压与施加到其反转输入端子的电压的差以规定的放大率进行放大。将第一电阻R 1和第三电阻R3的电阻值设定成相同的值，将第二电阻R2和第四电阻R4的电阻值设定成相同的值。在此条件下，上述放大率为R3/R1。
低通滤波器35包括第五电阻R5和电容C1。第五电阻R5的输入端子与第一运算放大器OP1的输出端子相连接。第五电阻R5的输出端子通过电容C1接地。低通滤波器35通过该电容C1使上述差动放大器的输出信号变得平滑，从而去除高频噪声。
上述比较器包括第二运算放大器OP2、第六电阻R6以及第七电阻R7。第二运算放大器OP2的非反转输入端子通过低通滤波器35以及第六电阻R6与上述差动放大器的输出端子相连接。第二运算放大器OP2的反转输入端子接地。第二运算放大器OP2的输出端子与其非反转输入端子和第六电阻R6之间的节点通过第七电阻R7进行连接。该比较器构成迟滞比较器。
当输入到第二运算放大器OP2的非反转输入端子的电压超过零时，第二运算放大器OP2向驱动信号生成部10(更严格地说为后述的频率计数器11)输出高电平，在该电压不超过零的期间输出低电平。此外，该迟滞比较器能够设置与第六电阻R6和第七电阻R7的比例相应的静区(不感带)。
返回到图1。驱动信号生成部10在振动模式下根据检测到的零交叉的位置估计振动扬声器200的固有振动频率，使振动模式用驱动信号的驱动频率接近该固有振动频率。更具体地说，驱动信号生成部10在振动模式用驱动信号的一个周期的开始到结束的期间进行计数，根据其计数值确定下一个周期的驱动信号的频率。更具体地说，将采样频率(一般来说为44.1kHz)除以计数值得到的值确定为下一个周期的驱动频率。即，驱动信号生成部10使上述驱动信号的频率自适应地发生变化以使下一个周期的驱动信号与上述计数值相对应。
下面，对用于实现该自适应控制的驱动信号生成部10的具体结构进行说明。驱动信号生成部10包括频率计数器11、驱动频率表12、波形生成部13、高通滤波器14、加法器15、过采样滤波器16、Δ-∑调制器17、PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号生成部18以及比较器19。下面，对由以D级放大器为基础的逻辑电路构成驱动信号生成部10的例子进行说明。此外，在此前提下，在驱动信号生成部10内处理的数据为数字数据，但从使说明容易理解的角度出发，在附图中适当地用模拟数据进行描述。
从外部向高通滤波器14输入音频数据。例如，输入PCM(Pulse Code Modulation：脉冲编码调制)格式的音频数据。高通滤波器14以截止频率为基准使高频信号通过，阻断低频信号。高通滤波器14的输出信号被输入到加法器15。
在本实施方式中，当控制高通滤波器14为开启时扬声器模式被选择，振动扬声器200不发生振动。另一方面，当控制高通滤波器14为关闭时声音输出和振动输出这两方都执行的多模式(Multi-mode)被选择。由于在后者中低频信号也通过高通滤波器14，因此由于该低频信号，磁路220也发生振动。此外，在多模式下，如后述那样难以对驱动部20设定高阻抗期间，因此，无法执行振动扬声器200的共振频率的自适应控制。在这种情况下，通过在多模式动作之前在振动模式下进行驱动，并将此时得到的驱动频率保持在寄存器中，由此即使在多模式下也能以尽可能接近共振频率的频率进行驱动。
加法器15将从高通滤波器14输入的数据与从波形生成部13输入的数据进行相加。此外，在本实施方式中，在扬声器模式时，不执行振动扬声器200的共振频率的自适应控制，因此，实际上不会在加法器15中将两者的数据进行相加。因而，图1的加法器15作为选择器(selector)而发挥功能。
过采样滤波器16以规定的倍率(例如，8倍)对被输入的数据进行过采样。过采样滤波器16的输出数据被输入到Δ-∑调制器17。Δ-∑调制器17对从过采样滤波器16输入的数据进行Δ-∑调制，并进行噪声整形(noise shaping)。Δ-∑调制器17的输出数据分别被输出到PWM信号生成部18以及比较器19。
PWM信号生成部18生成具有与从Δ-∑调制器17输入的数据相应的占空比的PWM信号。该PWM信号被输入到驱动部20，决定要流入音圈210的电流的量以及方向。例如，在驱动部20由H桥电路构成的情况下，该PWM信号被输入到构成该H桥电路的四个晶体管的栅极端子，从而控制这些晶体管的导通/截止时间。
比较器19根据从Δ-∑调制器17输入的数据生成要提供给驱动部20的使能信号。图3是表示使能信号的生成方法的图。此外，如上所述，输入到比较器19的数据为数字数据，但图3中用模拟数据(正弦波的例子)进行描述。正侧阈值被设定为从零开始向正侧增加规定的值而得到的值。同样地，负侧阈值被设定为从零开始向负侧增加规定的值而得到的值。能够根据通过设计者进行实验、仿真所得到的统计数据设定正侧阈值和负侧阈值。
比较器19在从Δ-∑调制器17输入的数据存在于正侧阈值与负侧阈值之间的范围内的情况下输出低电平，在该数据存在于该范围外的情况下输出高电平。这样生成的使能信号在其低电平期间将驱动部20控制为高阻抗状态。即，在输入到驱动部20的驱动信号位于零附近的情况下，进行控制以使驱动部20的动作停止。在驱动部20的动作停止的期间，感应电压检测部30能够仅检测到产生在音圈210上的感应电压。
频率计数器11在从零交叉检测部40输入的上升沿之间或下降沿之间的期间进行计数。在采用图2的电路结构的情况下，频率计数器11在上升沿之间进行计数。上升沿是指在音圈210中产生的感应电压从负电压向正电压方向发生零交叉的时刻生成的边缘，下降沿是指在该感应电压从正电压向负电压方向发生零交叉的时刻生成的边缘。在该感应电压发生零交叉的时刻，图2所示的上述比较器使其输出从低电平反转成高电平。
在该感应电压发生零交叉的时刻，磁路220处于停止的状态，磁路220处于停止的状态为位于其往复运动的峰地点的状态。因而，从某个上升(下降)沿到下一个上升(下降)沿的期间表示磁路220振动的一个周期。
频率计数器11将上升沿之间或下降沿之间的计数值输出到波形生成部13。波形生成部13生成对正弦波进行了加工得到的数据，该数据用于振动模式下的共振频率测量。例如，生成将正弦波和规定的窗函数(例如，布莱克曼窗)相乘而规定出的波形的驱动信号作为振动模式用驱动信号。
此时，波形生成部13通过拉长零期间来执行振动模式用驱动信号的频率变更。更具体地说，波形生成部13在零交叉电平中将零数据进行插值或删除以使该驱动信号的频率变为已确定的频率。零数据的插值数为4n(n为自然数)。波形生成部13在变更该频率之前，从采样点不同的多个驱动波形数据中选择容易将零数据进行插值或删除的驱动波形数据。在本实施方式中，以能够每隔2Hz进行采样的结构为前提，因此从两种驱动波形数据中选择某一个。该具体例子在后文中进行描述。此外，在能够进行采样的频率单位更大的情况下，准备更多的驱动波形数据，只要选择最合适的驱动波形数据即可。
图4是表示正弦波和布莱克曼窗的图。通过将它们相乘，能够生成如后文所述的图7所示的驱动信号那样的波形。波形生成部13也可以在每当变更振动模式用驱动信号的频率时，通过运算来求出变更后的驱动信号的频率，但是在本实施方式中说明使用驱动频率表12的例子。
图5是表示驱动频率表12的一例的图。图5所示的驱动频率表12示出了采样频率为44.1kHz的例子。驱动频率表12是对每个计数值描述了驱动频率和驱动波形数据的表。在图5的例子中，根据44.1kHz/计数值求出驱动频率。此外，在采样频率不同的情况下，需要准备与该采样频率相应的另一表。
图6是用于说明驱动波形数据的图。在图6中示出准备了波形A和波形B两种驱动波形数据的例子。各驱动波形数据生成为以峰值(峰或谷)为中心左右对称。波形A为适合于奇数的驱动频率采样的数据，波形B为适合于偶数的驱动频率采样的数据。
返回到图5。该表中为了简单而在计数值为299以上时将下一个周期的驱动频率全部设定成147.0Hz。同样地，在计数值为238以下时将下一个周期的驱动频率全部设定成185.3Hz。另外，以波形A和波形B交替地设定驱动波形数据。
波形生成部13参照驱动频率表12选择下一个周期的驱动频率以及驱动波形，在其零交叉电平中将零数据进行插值或删除，由此生成下一个周期的驱动信号。这样，通过进行零数据的插值或删除来控制驱动频率，与针对每个驱动频率都准备表的情况相比，能够缩减电路规模。
图7是表示本发明的实施方式所涉及的驱动控制电路100的动作例的时序图。“多功能器件驱动信号(MFD(Multi FunctionDevice)drive signal)”表示从PWM信号生成部18设定给驱动部20的驱动信号。“高阻抗控制(HiZ Control)”表示由比较器19生成并设定给驱动部20的使能信号。“差分信号(Differentialsignal)”表示感应电压检测部30的输出信号。“零交叉(Zerocross)”表示从零交叉检测部40输出的表示零交叉时刻的边缘信号。“控制信号(Control signal)”表示用于指定是否使本实施方式所涉及的振动模式下的驱动信号频率的自适应控制有效的控制信号。“频率计数(Frequency Counter)”表示频率计数器11在“零交叉”的上升沿之间进行计数得到的计数值。“频率控制(Frequency Control)”表示驱动信号的频率。
在图7所示的例子中，驱动信号的频率的默认值被设定为157.5Hz。当“控制信号”上升为高电平时，使感应电压检测部30、零交叉检测部40、频率计数器11、驱动频率表12以及波形生成部13有效，开始进行该频率的自适应控制。开始该自适应控制后最初的“频率计数”为260。参照图5时，与260对应的驱动频率为169.6Hz。因而，下一个周期的“频率控制”为169.6Hz。另外，“多功能器件驱动信号”随着该频率的变更，成为存在于零交叉电平的零数据被删除了规定数量而得到的波形。
下一个周期的“频率计数”变为288。参照图5时，与288对应的驱动频率为153.1Hz。因而，下一个周期的“频率控制”为153.1Hz。另外，“多功能器件驱动信号”随着该频率的变更，成为存在于零交叉电平的零数据被插值规定数量而得到的波形。此外，在该周期中，“控制信号”下降为低电平。由此，使感应电压检测部30、零交叉检测部40、频率计数器11、驱动频率表12以及波形生成部13无效，结束该频率的自适应控制。
如以上所说明的那样，根据本实施方式所涉及的驱动控制电路100，通过使用测量出的与振动扬声器200的驱动信号的频率相对应的计数值来调整下一个周期的驱动信号的频率，从而无论振动扬声器200处于何种状态，都能以尽可能接近其共振频率的频率继续驱动。因而，能够吸收振动扬声器200的产品间的固有振动频率的偏差，能够防止将振动扬声器200量产时成品率降低。
另外，通过使用将正弦波和规定的窗函数相乘得到的波形的驱动信号而不是使用正弦波，能够通过零数据的插值或删除来执行驱动振动的频率控制，能够减小运算量以及电路规模。另外，还能够降低从振动扬声器200输出的噪声。
与此相对地，在使用正弦波执行本实施方式所涉及的驱动信号的自适应控制的情况下，需要设定向振动扬声器200的音圈210通电的期间和不通电的期间，因此驱动波形产生失真，从而发生从振动扬声器200输出很大噪声的情况。
以上，对本发明以实施方式为基础进行了说明。本实施方式为示例，本领域技术人员应当理解这些构成要素、各处理工序的组合能够形成各种变形例，并且这些变形例也被涵盖在本发明的范围内。

Claims (5)

1.一种振动扬声器的驱动控制电路，该振动扬声器具备音圈、磁路以及振动板，并具有扬声器模式和振动模式，该磁路在固定的规定范围内进行往复运动，该振动板根据由流过上述音圈的电流和上述磁路的磁场所产生的力而进行振动，在该扬声器模式下使上述振动板进行振动来产生声音，在该振动模式下使上述磁路的振动传递到其它的振动部件，该振动扬声器的驱动控制电路的特征在于，具备：
驱动信号生成部，其在上述扬声器模式下生成与从外部设定的音频信号相应的扬声器模式用驱动信号，在上述振动模式下生成包含零期间的周期性波形的振动模式用驱动信号，其中，上述零期间为不向上述音圈通电的非通电期间；
驱动部，其生成与由上述驱动信号生成部生成的驱动信号相应的驱动电流，并提供给上述音圈；
感应电压检测部，其在上述振动模式下的非通电期间内，检测在上述音圈中产生的感应电压；以及
零交叉检测部，其检测由上述感应电压检测部检测出的感应电压的零交叉，
其中，上述驱动信号生成部在上述振动模式下根据检测到的上述零交叉的位置来估计上述振动扬声器的固有振动频率，使上述振动模式用驱动信号的频率接近该固有振动频率。
2.根据权利要求1所述的振动扬声器的驱动控制电路，其特征在于，
上述驱动信号生成部在上述振动模式用驱动信号的一个周期的开始到结束的期间进行计数，根据其计数值来决定下一个周期的振动模式用驱动信号的频率。
3.根据权利要求1或2所述的振动扬声器的驱动控制电路，其特征在于，
上述振动模式用驱动信号是通过将正弦波和规定的窗函数相乘来规定的，
上述驱动信号生成部通过拉长零期间来执行上述振动模式用驱动信号的频率变更。
4.根据权利要求3所述的振动扬声器的驱动控制电路，其特征在于，
上述驱动信号生成部在进行上述振动模式用驱动信号的频率变更之前，从采样点不同的多个驱动波形数据中选择容易将零数据进行插值或删除的驱动波形数据。
5.根据权利要求2所述的振动扬声器的驱动控制电路，其特征在于，
上述驱动信号生成部参照对每个计数值描述了驱动频率和驱动波形数据的表，来生成下一个周期的振动模式用驱动信号。
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