CN102388530A - 将电能耦合到谐振电感负载的电路和方法 - Google Patents

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Abstract

开关电路（Q11、Q12、D11、D12、D13、L11、L12）被重复配置成由电源（V11）对能量传输电容（C11）充电，然后通过使电容放电来将离散的能量脉冲注入到谐振负载电路中。负载电路由谐振电容（C12）和电感负载装置（T11、R11），例如电动机、或者感应加热或功率传输装置，形成。能量在负载电路中以其固有谐振频率或其近似值循环。在用于对传输电容充电的能量正在从电源传输到开关电路时，没有能量注入到负载电路中。在注入过程中，两个电容和电感负载装置可以并联或串联连接在一起，或者传输电容可以与电感负载装置串联连接，而不与谐振电容器串联连接。

Description

将电能耦合到谐振电感负载的电路和方法
技术领域
本发明涉及一种给电感负载供电的电路。更具体地，本发明涉及一种用于将电能的电源耦合到与电容谐振的电感负载装置的电路。本发明的特定应用的示例包括驱动低-中频感应加热和感应电能传输装置，或以谐振模式运行的交流电动机，例如感应或同步磁阻。
背景技术
谐振电路用于许多期望以感应方式通过气隙传输能量的电力装置中，例如在感应加热器或炉灶面，感应热处理，感应电炉和诸如用来对电池充电的感应电能传输装置，或在电动车辆、手机、便携式计算机或其它可充电电器中的其它能量存储装置。谐振电路还用在包括照明电路、变压器和电动机的其它装置中。
这里使用术语“加载谐振电路（loaded resonant circuit）”，其特征是一种具有在电路的电感元件中谐振能量积累并通过磁通量在空间中传输一部分该能量的电路，其感应耦合或链接到负载电路的电感元件。在设计优良的系统中可以获得高的能量传输效率，原因是相对于在谐振电路中振荡的大的无功电能，谐振能量中只有一小部分被消耗。但是，电路能量传输效率会随着感应耦合或链接的电感元件之间距离的增大而降低。
传统的感应加热驱动电路包括许多个逆变器配置，最通常的是准谐振、半桥和全桥逆变器驱动。这些电路的特征是在每半周波的一半以上或在每隔一个半周波中直接将能量输入到负载电路。这些标准逆变器拓扑也典型地用在其它感应电能传输装置中。
发明内容
本发明包括一种将电能的电源耦合到与电容谐振的电感负载电路的耦合电路。该耦合电路通过重复地配置开关电路，即首先由电能的电源对能量传输电容充电，然后其次通过使充电的能量传输电容至少部分或全部地对谐振负载电路放电来将电能注入到谐振负载电路中，来将来自电能的电源的能量传输到谐振负载电路。
本发明的目的是提供一种可以控制来自电能电源的能量并将其有效地传输到电感负载装置的电路，或者提供一种对可以控制来自电能电源的能量并将其有效地传输到电感负载装置的电路进行操作的方法，或者给公众提供一种有用选择。
宽泛地讲，本发明的第一方面包括一种将电能的电源耦合到电感负载装置的耦合电路，其中
耦合电路包括开关电路、能量传输电容和谐振电容；
谐振电容和电感负载装置一起形成谐振负载电路；
谐振负载电路具有固有谐振频率；
开关电路可配置成充电配置，通过该配置能量传输电容由电能的电源充电；
开关电路可配置成注入配置，通过该配置能量传输电容至少部分地对谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到谐振负载电路中；
开关电路可重复配置成充电配置，之后是注入配置，以将来自电能的电源的能量传输到电感负载装置，传输到电感负载装置的能量以振荡频率在谐振负载电路中循环；
振荡频率接近或者等于固有谐振频率；和
在用于对能量传输电容充电的能量正在从电源传输到开关电路时，来自能量传输电容的能量不注入到谐振负载电路中。
振荡频率可以在固有谐振频率的±20%，±10%，±5%或±2.5%范围内。
通过重复地在等于振荡频率或者是振荡频率的整数分之一（integral sub-multiple）的预定的开关频率下配置开关电路，能量可以从电能的电源传输到电感负载装置。
可选地，在开关电路正处于充电配置中时，能量传输电容不对谐振负载电路放电。
可选地，在开关电路正处于注入配置中时，电源不对能量传输电容充电。
谐振电容和电感负载装置可以连续并联连接在一起，并且在开关电路被配置成注入配置时，能量传输电容可以有效地并联连接在谐振电容和电感负载装置的两端。
在开关电路被配置成注入配置时，能量传送电容、谐振电容和电感负载装置可以有效地连接成串联电路。
在开关电路被配置成注入配置时，能量传输电容和电感负载装置可以有效地连接成不包括谐振电容的串联电路。
可选地，注入配置是第一注入配置，通过该配置，能量传输电容放电，以将电流在第一方向注入到谐振负载电路中；
开关电路可配置成第二注入配置，通过该配置，能量传输电容放电，以将电流在第二方向注入到谐振负载电路中，第二方向与第一方向相反；和
开关电路可重复配置成充电配置，之后是第一注入配置，再后面依次是充电配置和第二注入配置，以将来自电能的电源的能量传输到电感负载装置。
可选地，能量传输电容是第一能量传输电容，耦合电路还包括第二能量传输电容；
充电配置是第一充电配置，开关电路可配置成第二充电配置，通过该配置，第二能量传输电容由电能的电源充电；
注入配置是第一注入配置，开关电路可配置成第二注入配置，通过该配置，第二能量传输电容至少部分地对谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到谐振负载电路中；
开关电路可重复配置成第一充电配置、第二注入配置、第二充电配置和第一注入配置，以将来自电能的电源的能量传输到电感负载装置；和
在用于对第二能量传输电容充电的能量正在从电源传输到开关电路时，来自第二能量传输电容的能量不注入到谐振负载电路中。
在该选择中，开关电路可以被重复连续配置成第一充电配置、第二注入配置、第二充电配置和第一注入配置。可替代地，在该选择中，开关电路可以被同时配置成第一充电配置和第二注入配置，开关电路可以被同时配置成第二充电配置和第一注入配置。
宽泛地讲，本发明的第二方面包括一种操作耦合电路以将电能的电源耦合到电感负载装置的方法；
耦合电路包括开关电路、能量传输电容和谐振电容；
谐振电容和电感负载装置一起形成谐振负载电路；和
谐振负载电路具有固有谐振频率；
方法包括步骤：
1. 将开关电路配置成充电配置，其中能量传输电容连接到电能的电源；
2. 由电能的电源对能量传输电容充电；
3. 将开关电路配置成注入配置，其中能量传输电容连接到谐振负载电路；
4. 能量传输电容至少部分地对谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到谐振负载电路中；和
5. 重复执行步骤1、2、3和4，以将来自电能的电源的能量传输到电感负载装置；
其中：
传输到电感负载装置的能量以振荡频率在谐振负载电路中循环；
振荡频率接近或等于固有谐振频率；和
在用于对能量传输电容充电的能量正在从电源传输到开关电路时，来自能量传输电容的能量不注入到谐振负载电路中。
振荡频率可以在固有谐振频率的±20%，±10%，±5%或±2.5%的范围内。
在步骤5中，开关电路可被重复地配置成等于振荡频率或者是振荡频率的整数分之一的预定开关频率。
可选地，在执行步骤1和2时，能量传输电容不对谐振负载电路放电。
可选地，在执行步骤3和4时，电源不对能量传输电容充电。
在执行步骤3和4时，能量传输电容、谐振电容和电感负载装置可以有效地并联连接在一起。
在执行步骤3和4时，能量传输电容、谐振电容和电感负载装置可以有效地一起连接成串联电路。
在执行步骤3和4时，能量传输电容和电感负载装置可以有效地一起连接成不包括谐振电容的串联电路。
可选地，步骤3的注入配置是第一注入配置，步骤4中能量传输电容的放电是通过将电流在第一方向注入到谐振负载电路中执行的；并且方法进一步包括另外的步骤：
6. 将开关电路配置成第二注入配置，其中能量传输电容连接到谐振负载电路；和
7. 通过将电流在第二方向注入到谐振负载电路中来至少部分地使能量传输电容对谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到谐振负载电路中，第二方向与第一方向相反；和
8. 在步骤5中每次重复步骤1、2、3和4之后，执行步骤1、2、6和7，以将来自电能的电源的能量传输到电感负载装置。
宽泛讲，本发明的第三方面包括一种操作耦合电路以将电能的电源耦合到电感负载装置的方法，其中：
耦合电路包括开关电路、第一能量传输电容、第二能量传输电容和谐振电容；
谐振电容和电感负载装置一起形成具有固有谐振频率的谐振负载电路；和
方法包括步骤：
A．将开关电路配置成第一注入配置，其中第一能量传输电容连接到谐振负载电路；
B．至少部分地使第一能量传输电容对谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到谐振负载电路中；
C．将开关电路配置成第一充电配置，其中第一能量传输电容连接到电能的电源；
D．由电能的电源对第一能量传输电容充电；
E．将开关电路配置成第二注入配置，其中第二能量传输电容连接到谐振负载电路；
F．至少部分地使第二能量传输电容对谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到谐振负载电路中；
G．将开关电路配置成第二充电配置，其中第二能量传输电容连接到电源的电源；
H．由电能的电源对第二能量传输电容充电；
I．重复执行包含A-H的步骤，以将来自电能的电源的能量传输到电感负载装置；
并且其中：
传输到电感负载装置的能量以接近或等于固有谐振频率的振荡频率在谐振负载电路中循环；和
在用于对第一能量传输电容充电的能量正在从电源传输到开关电路时，来自第一能量传输电容的能量不注入到谐振负载电路中，在用于对第二能量传输电容充电的能量正在从电源传输到开关电路时，来自第二能量传输电容的能量不注入到谐振负载电路中。
本说明书中使用的术语定义
本说明书中使用的术语“包括”的意思是“至少部分包括”。也就是说，在本说明书中解读包括“包括”的语句时，在每个语句中该术语之后的特征都需要出现，但也可以出现其它的特征。相关术语，如“包含”、“由…构成”和“由…组成”，也以相似方式解读。
本文使用的术语“和/或”的意思是“和”或者“或”，或者这两者。
本文使用的名词复数的意思是该名词的复数和/或单数形式。
本说明书中使用的术语“电感器”的意思是包含在电路中的主要适用于其电感性质的无源元件。
本说明书中使用的术语“电感负载装置”应理解为包括具有电感但包含于电路中的主要用于建立磁场以执行工作功能的任何装置，例如通过发动机驱动（motoring）、变换或感应动作，或者通过磁吸引或排斥。电感负载装置包括但不限于感应电能传输线圈、变压器、电磁电动机、直线驱动器线圈、电磁铁、螺旋线圈和感应线圈，感应线圈包括用于感应加热的线圈、绕组等等。
本文提到在磁场的增长或衰减过程中在电感装置中感生的电流时，可以将其理解为是指在电感装置中由于磁场的增长或衰减通过该装置的绕组电感来感生的电压驱动的电流。
附图说明
参照下述附图，仅通过示例而不旨在进行限制，来进一步描述本发明。
图1A显示图解说明本发明的第一实施例的电路，其用于将单向电流脉冲注入到由并联连接的电感装置和谐振电容器提供的谐振负载电路中；
图1B显示图1A的电路在低于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图1C显示图1A的电路在高于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图2A显示图解说明本发明的第二实施例的电路，其用于将单向电流脉冲注入到由串联连接的电感装置和谐振电容器提供的谐振负载电路中；
图2B显示图2A的电路在低于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图3A显示图解说明本发明的第三实施例的电路，其用于将单向电流脉冲注入到由电感装置和谐振电容器提供的谐振负载电路的电感装置中；
图3B显示图3A的电路在低于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图4A显示图解说明本发明的第四实施例的电路，其用于将双向电流脉冲注入到由并联连接的电感装置和谐振电容器提供的谐振负载电路中；
图4B显示图4A的电路在高于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图5A显示图解说明本发明的第五实施例的电路，其用于将双向电流脉冲注入到由并联连接的电感装置和谐振电容器提供的谐振负载电路中；
图5B显示图5A的电路在高于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图5C显示图5A的电路在低于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图6A显示图解说明本发明的第六实施例的电路，其用于将双向电流脉冲注入到由串联连接的电感装置和谐振电容器提供的谐振负载电路中；
图6B显示图6A的电路在高于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图7A显示图解说明本发明的第七实施例的电路，其用于将双向电流脉冲注入到由电感装置和谐振电容器提供的谐振负载电路的电感装置中；
图7B显示图7A的电路在低于固有谐振下操作时的电流、电压和功率波形；
图8A显示图解说明本发明的第八实施例的电路，其用于将单向电流脉冲注入到由串联连接的电感装置和谐振电容器提供的谐振负载电路中；
图8B显示图8A的电路的电流和电压波形，其中两个能量传输电容器轮流操作，任一电容器的再充电不与电流脉冲到谐振负载的注入重叠；
图8C显示图8A的电路的电流和电压波形，其中两个能量传输电容器轮流操作，每一个电容器的再充电与另一电容器的放电重叠以将电流脉冲注入谐振负载中。
这里，一个电路实施例的元件在功能上与另一电路实施例的元件对应，图中显示的相应的元件被相应地标注x1，x2，x3等，其中x是实施例和图的编号。例如，每个电路实施例包括一个能量传输电容器和一个谐振电容器。能量传输电容器在图1A中被标注C11，在图2A中被标注为C21，在图3A中被标注为C31，以此类推，谐振电容器在图1中被标注为C12，在图2A中被标注为C22，在图3A中被标注为C32，以此类推。
应注意的是，在附图中，导线之间的连接以点表示。交叉但没有点的导线不连接。
具体实施方式
由附图中可见，描述的本发明的每个实施例包括耦合电路，其将电能的电源耦合到电感负载装置。电感负载装置在特定实施例中是感应加热线圈，在该说明书的附图中表示为变压器的一次绕组。不过，电感负载装置可以是例如感应电动机的转子或变压器或其它感应电能传输装置。
松耦合的变压器的二次绕组连接到低电阻电路，以代表由感应加热线圈所包围的工件中的涡流电路。在工件涡流电路中感生涡流。
谐振电容器连接到变压器的一次绕组。谐振电容器、变压器一次绕组和松耦合的二次绕组的电阻负载（代表涡流或其它负载电路）共同形成谐振负载电路。能量从电源经由一个或若干能量传输电容器传输到谐振负载电路的电感负载装置。在本说明书中提到的能量传输电容器应理解为包括由多个电容器提供的能量传输电容。
耦合电路包括受控开关电路。能量传输电容器通过适当的脉冲成形谐振或降压电感器（buck inductor）的受控开关，由诸如直流（DC）电源或滤波交流（AC）市电电源类的电源周期性充电，市电电源例如是110伏或240伏市电电源。在不改变本发明的范围的情况下，可以使用其它对传输电容器进行充电的装置。能量传输电容器上存储的能量也是通过受控开关被周期性地注入谐振负载电路中的。
开关电路被配置在充电配置中，其中电能的电源连接到能量传输电容器，以通过引导充电电流从电能的电源流入能量传输电容器中，来对能量传输电容器充电。能量传输电容器上的电荷量可以通过电路拓扑和/或通过开关电路中使用的方法进行控制。
开关电路然后被配置在放电配置中。在此配置中，能量传输电容器连接到谐振负载电路，以通过引导放电电流从能量传输电容器流入谐振负载电路中从而部分或全部地使能量传输电容器放电。这将离散的电流脉冲和能量注入到谐振负载电路中。
开关电路被重复配置在充电配置中，紧接着是放电配置，以将能量从电能的电源传输到能量传输电容器，从能量传输电容器传输到电感负载装置。注入电感负载装置的能量的时序和幅度由开关电路控制。
能量传输电容器优选在每次能量注入周期中有效地与电源或动力源断开，在注入周期之间由电源或动力源再充电。输入功率可以通过离线市电电源提供，通过降压变换器、脉冲成形或谐振电感器或降压-升压变换器的各种配置实现功率控制。
使用本发明，因为离散和数量受控的能量在精确的时间间隔并在谐振周波中的有利点被注入谐振负载电路中，所以能量以高传输效率从电源传输到负载电路。
能量优选在谐振负载电路的振荡周波中的最佳点被注入，此时谐振负载电路两端的电压为低。这是通过相对于谐振负载电路的固有谐振频率周波提前或滞后每个能量注入脉冲的时序来自动实现的，使得能量注入要克服的电路电势的量最少。这提高了将能量注入电路中的效率。
在每个周波中注入点的时序也取决于能量传输电容器上的电压。单独或与注入频率的位移结合，使用对能量传输电容器充电使其达到的电压，以实现对谐振周波中注入点时序的控制。
本发明可以提供下述特征：
● 使用几个元件的简单电路
● 全波谐振模式操作
● 正弦工作线圈电流波形
● 工作线圈在固有谐振频率或接近该频率下操作，无复杂的时序电路
● 能量传输电容器的充电与将能量注入谐振负载电路中轮流进行
● 以工作线圈的高品质因数（Q）获得高效率
● 以正弦工作线圈获得高效率，以及高耦合效率
● 相比标准半桥或准谐振感应加热电路，改进的操作效率
● 通过单极性，即单向，脉冲（例如每周波一个）或者通过交替极性，即双向，脉冲（例如每周波两个）来进行注入
● 与谐振负载电路串联或并联在谐振负载电路两端来进行注入
● 在谐振负载电路的电压波形过零或接近过零时注入，以获得高效率的能量传输
● 从适当尺寸的能量传输电容器注入，能量传输电容器优选大小正好足够大以注入足够大小的电流脉冲，从而满足谐振电路的能量衰减并从而用最小的输入功率保持所需的工作线圈电流
● 对于宽的功率控制范围，注入时段从短的持续时间到四分之一周期
● 通过以下一个或多个进行负载电路功率控制：
    ■ 选择能量传输电容的电容值
    ■ 改变注入电压（即充电的能量传输电容上的电压）
    ■ 改变离散注入脉冲的持续时间
    ■ 改变注入频率（例如，由谐振负载电路的固有谐振频率向上或向下改变）
    ■ 改变每个周波或每单位时间的能量注入次数
操作频率
根据说明书中描述的本发明的开关电路被重复开关，以将电路配置成充电配置（将能量从电能的电源传输到能量传输电容器）和放电注入配置（使能量传输电容器放电，从而将能量注入到谐振负载电路中）。
每个电路以具有基频的各种周期电流和电压操作。这些频率包括充电频率、注入频率、振荡频率和谐振频率。在本说明书中提到这些频率时，应理解为通过下述定义进行限定，除非上下文明确需要有可选含义。
充电频率是周期性充电电流的基频，充电电流从电源传输以对能量存储电容器进行充电。
注入频率是周期性放电和注入电流的基频，其通过控制能量传输电容器的放电以注入到谐振负载电路中而得到。
振荡频率是在周期性电流注入的激励下，在谐振负载电路中振荡的周期性电流和电压的基频。如下文将进一步解释的，一部分振荡周波的瞬时振荡频率不一定等于在一个或更多个完整振荡周波上取平均的平均振荡频率。
谐振频率是谐振负载电路的固有谐振频率。
在图1A、图2A和图3A所示的实施例中，能量传输电容器交替地以从电源传输的电流脉冲充电，并接着通过被注入到谐振负载电路中的电流脉冲放电。在这些电路中，注入谐振负载电路中的能量是通过一系列具有相同极性的单向电流脉冲进行的。注入电流脉冲的脉冲重复频率等于对能量传输电容器充电的电流脉冲的脉冲重复频率。
在图4A、图5A、图6A和图7A中所示的实施例中，能量传输电容器交替地以从电源传输的脉冲充电，并接着通过被注入到谐振负载电路中的脉冲放电。在这些电路中，能量注入是通过一系列具有交替极性的双向电流脉冲进行的。注入频率等于充电频率的一半，对于每个双向注入周波，能量传输电容器被再充电两次。对能量传输电容器充电的开关变换器可以以甚至更高的频率运行；使得能量传输电容器以多个电流脉冲充电，然后再放电以将能量注入到谐振负载电路中。在这种情况下，注入频率是充电频率的因数（例如，三分之一、四分之一、五分之一等）。
谐振频率由谐振负载电路的电容和电感决定。能量作为一系列离散的脉冲被注入到谐振负载电路中，其激起负载电路中的电振荡。在连续的注入脉冲之间，谐振负载电路以等于谐振负载电路的谐振频率的瞬时振荡频率自由振荡。但在一个或更多个完整的振荡周波上取平均的平均振荡频率由注入频率，即能量注入脉冲的重复频率，决定。
每个注入脉冲相对于注入脉冲之间的固有谐振振荡的周期的时序影响下一振荡的时序。例如，如果注入脉冲相对于注入脉冲之间的固有谐振振荡的周期提前或滞后，则平均振荡频率将会分别在谐振负载电路的谐振频率之上或之下被补偿（offset）。进入负载电路的每次注入有效地重置注入周期之间的谐振振荡，并将负载电路中振荡的平均频率“锁定”为注入频率。
谐振负载电路的谐振增益和品质因数Q不受本发明描述的能量注入方式的影响。实际上，在谐振电路中振荡的相对大的电抗能量中只有一小部分在负载中被消耗。例如，在感应炉灶面中，谐振电路中可能有8kVAR，只有1-2kW通过空间以90%的耦合效率传输到蒸煮罐中。
尽管本发明在振荡频率接近固有谐振频率时表现良好，但电路操作可能是不稳定的和/或注入和/或整个电路效率可能会降低。电路操作可通过选择注入频率而被稳定，使得平均振荡频率在谐振频率之上或之下被补偿。补偿的大小控制振荡周波中能量被注入负载电路中的那个点。
例如，注入频率可以被降低，以将振荡频率减小到比固有谐振频率低大约2%-5%。该补偿将注入点设置在谐振负载电路两端的正弦电压的第二象限（即，在下降但仍是正的四分之一周波）的过零之前。在此点注入，注入效率高，原因是正在放电的能量传输电容器上的电压和谐振负载电路上的电压彼此一起降低。在过零点或过零点以下注入仍可以获得非常有效的结果，但可能会导致不稳定的操作和/或引起破坏性的电压振荡。
可替代地，注入频率可能被提高，以将振荡频率增大到超过固有谐振频率。该补偿将注入点移到谐振负载电路两端的正弦电压的第一象限（即，在正的上升的四分之一周波）。通常，振荡频率的上移不象前面的段落中描述的下移选择那样有效，原因是源于正在放电的能量传输电容器上下降的电压的注入没有考虑负载电路中上升的电压。不过，电路在此模式下仍可以工作。
在图1A、图2A和图3A所示的特定实施例中，注入频率等于平均振荡频率，对于谐振负载电路中的每个全振荡周波，开关电路提供一个注入脉冲。
可选地，可以使注入频率等于平均振荡频率的整数倍。图4A、图5A、图6A和图7A中所示的开关电路是这种情况的示例。在这些电路中，对于谐振负载电路中的每个全振荡周波，（相反极性的）两个脉冲被注入。
另一种选择是，平均振荡频率等于注入频率的整数倍。在此情况下，对于谐振负载电路中每两个或更多个完整的振荡周波，开关电路提供一个注入脉冲。对于一些振荡周波省略注入脉冲可能作为一种降低传输到负载电路的能量的功率控制技术是有用的。
在谐振负载电路中，一个或更多个注入脉冲可在一个或更多个振荡周波中被注入，然后是不进行注入的一个或更多个振荡周波。在一些振荡周波上省略能量注入可以用来控制传输到感应负载装置的能量的量。
在实施本发明时，注入频率可以被设置，然后谐振电容可以被“调谐”以优化品质因数或Q，以及谐振电路的总效率：目的是以能量输入的最小值维持谐振负载电路的谐振振荡。输入能量应该保持刚好足以满足电路衰减。
能量注入的电压或周期可以通过微处理器或其它可编程逻辑控制装置自动控制，以维持谐振电容器的最佳“调谐”。例如，在不同的负载条件下，电路操作特性可被监控，谐振电容可被调节以维持总的电路效率。
电路效率
与诸如准谐振、半桥和全桥逆变器驱动的传统的感应加热逆变器设计相比，根据本发明的电路的效率是高的，传统的这类逆变器的特征是在每个或每两个半周波中，使输入能量在电路操作周期的一半或四分之一期间馈送到电路中。
高效率是通过在能量传输电容器正向谐振负载电路中放电时将电源与能量传输电容器隔离来实现的。具体地，在没有能量从能量传输电容器注入到谐振负载电路且同时用于使能量传输电容器充电的能量正从电源传输到开关电路中时可以获得高效率。
在一些实施例中，再充电电流仍可以在注入控制晶体管“导通”时或在注入电流脉冲正在被注入到谐振负载电路时流入到能量传输电容器中。例如，图2A的实施例使用降压变换器拓扑来将电源V21连接到能量传输电容器C21。在此实施例中，来自飞轮电感器L21的电流仍可以在注入控制晶体管Q22“导通”且同时注入电流脉冲正在被注入到谐振负载电路时流入能量传输电容器C21中。
效率增益是通过仅满足谐振负载电路的“衰减”，即每个周波的能量损失，并通过有效控制经由能量传输电容器的注入来抵销该衰减所需的能量的量来得出的。通过比较，传统的半桥或全桥驱动电路是用电流“过驱动的”，不能达到输入能量的最小注入。
在本发明中，注入频率被有利地设置，以提供低于固有谐振频率的振荡频率。同样，能量传输电容器被有利地制成尺寸大到保持足够能量来满足电路衰减，但也小到足以允许在注入周期中能量传输电容器上的电压降低匹配或类似于在谐振负载电路两端电压过零附近的电压降低。最佳尺寸的能量传输电容器在注入中放电，其上下降的电压比传统逆变器中使用的相对较大尺寸的储存电容器可用的更加恒定电压的使用更有效。
本发明需要的能量比给谐振工作线圈电路供电典型所需的能量更少。例如，通过使用本发明来给工作线圈供电，可以典型地节省输入功率的15%-30%，来获得工作线圈中相同均方根（rms）的电流。在一个示例中，在负载的标定耦合效率为90%的商用感应炉灶面中，在平螺旋缠绕的90μH 0.1欧姆的带有负载的工作线圈中，产生22A rms的电流需要1800W。使用本发明，以大约1550W的功率输入可在同一工作线圈中产生22A rms的电流。
不过，如果工作线圈通过使用较重的绞合线来配置为具有较高的Q因数并被制成螺线形而不是扁平型，则通过使用根据当前发明的双向能量注入技术，在相同的90%的耦合效率下并仅以900W的输入功率在带有负载的工作线圈中可以产生22A的电流。这是一种用于驱动谐振电路，特别是感应加热系统或感应电能传输装置，的非常有效的方法。
在电路仿真软件程序上仿真并比较图6（将在下文进一步描述）的耦合电路和典型的现有技术的四晶体管全桥逆变器电路，以提供通过使用当前发明可获得的效率增益的指示。在典型的现有技术的全桥逆变器中，104 μH的感应加热工作线圈与0.605 μF的谐振电容器结合，并在20kHz下由全波桥式逆变器电路中的四个开关晶体管驱动。该电路从电源中吸取1.055kW的功率，以在工作线圈中产生62安的电流。通过比较，当相同的104 μH感应加热工作线圈连接在变压器T61的适当位置，并与20kHz下驱动的图6A的电路中的0.605 μF的电容器C62谐振时，该电路只从电源中吸取759瓦的功率以驱动62安的电流通过工作线圈。这表示要获得相同的工作线圈电流，功率输入会比现有技术的电路所需的降低28%，这是本发明实际应用在感应加热应用中可以看到的典型结果。
功率控制
通过控制或改变能量传输电容器中存储的能量的量，可以容易地控制根据本发明的电路传输到谐振负载电路或工作线圈的功率。这可以通过选择适当大小的能量传输电容器和/或通过在将能量注入到谐振负载电路之前控制能量传输电容器充电达到的电压来实现。通过使用对能量传输电容器再充电的能量供应的脉冲宽度调制可以实现该电压控制。也可以改变注入周期的注入频率或时序或持续时间，以控制或限制馈送到谐振负载电路的能量。也可以控制每个谐振负载周波注入的电流脉冲的数目或者注入的电流脉冲的重复频率，以改变馈送到谐振负载电路的能量的量。
对于较高的功率需求，可以将每个注入周期延长到一个完整的四分之一周波，通过该延长，并控制注入方法、注入点和注入频率，工作线圈中的电流波形可被扩展到携带相当能量的“双峰”脉冲，从而提供高功率操作模式。该注入方法仍保持高效率，并提供高功率下很大程度的感应加热功率控制。
通过并联负载电路的能量注入
对谐振负载电路的能量注入可以通过串联或并联注入进行。并联注入通常更容易实现，原因是它不需要闭环谐振负载电路断开以允许注入，而串联注入则需要。
在图1A、图4A和图5A所示的实施例中，谐振电容器和电感负载装置总是保持并联连接，并在能量注入配置中设置开关电路，以有效地将能量传输电容器并联连接到谐振电容器和电感负载装置的并联连接组合两端。并联注入的一个优点是避免了并联连接的负载电路中的高有源开关装置，其中循环的谐振电流典型地比注入电流中要高很多。开关装置如果在谐振负载电路回路内部使用，则必须具有高得多的速度和电流额定值，其中循环的电流比在注入电路中的要高更多。
当来自能量传输电容器的放电电流被注入到诸如图1A、图4A和图5A中的并联连接的负载电路中时，注入效率可能被产生的相对高的流入谐振负载电路的电容引脚（leg）的电流降低，特别是在低操作频率下，例如50-500Hz。设计实施例3A和7A来克服此情况，这将在下文描述。
将能量注入到串联负载电路中
在图2A、图6A和图8A所示的实施例中，在能量注入配置中设置开关电路，以断开谐振负载电路，并有效地将能量传输电容器、谐振电容器和电感负载装置连接成串联电路。该串联注入方法可以提供高效率，原因是注入是通过谐振负载电路的电容器和电感负载装置两者进行的。注入电流能够被准确地控制，并被定位在谐振周波中的最有效的点。不过，串联注入方法需要更准确地控制开关时序，以便避免可能由于注入时序和谐振电路的断开之间的交叉或重叠引起的尖峰和短路路径。
将能量注入到电感负载装置中
在图3A和图7A所示的实施例中，在放电配置中设置开关电路，以断开谐振负载电路并有效地将能量传输电容器和电感负载装置的绕组不通过谐振电容器连接成串联电路。如上所述，通过并联方法将电流脉冲注入到谐振负载电路造成负载电路中的谐振电容器从能量传输电容器吸收不必要的大注入电流。这降低了整个电路的效率。通过在谐振电容器后设置“阻塞”开关，例如如图3A和图7A中的，注入电流被迫流过负载电路的电感元件，从而限制注入电流脉冲的幅度。这有助于提高注入效率，原因是注入的电流仅通过电感元件“抬高”循环电流，直接补充了每个周波的电流衰减。
注入极性
在图1A、图2A、图3A和图8A所示的实施例中，设置开关电路以将来自能量传输电容器或在图8A的情况中的若干电容器的能量以一系列单向电流脉冲的形式，即以一系列全部具有相同极性的脉冲的形式，注入到谐振负载电路中。
在图4A、图5A、图6A和图7A所示的实施例中，设置开关电路以将来自能量传输电容器的能量以一系列双向电流脉冲的形式，即以一系列极性交替变化的脉冲的形式，注入到谐振负载电路中。
注入控制电感器
能量传输电容器到谐振负载电路的连接是通过图1A、图2A、图3A、图5A、图7A和图8A所示的实施例中的串联电感器L12、L22、L32、L52、L72和L82以及通过图4A所示的实施例中的一对串联电感器L42A和L42B进行的。这些串联注入控制电感器用来控制注入到谐振负载电路中的电流脉冲。串联注入控制电感器降低了来自能量传输电容器的初始放电电流瞬变，不然这会出现在例如图1A、图4A和图5A所示的能量传输电容器直接并联连接在谐振电容器两端实施例中。
这些注入控制电感器还可以阻止谐振负载电路将能量馈送回注入电路，尤其是在低频下操作的并联负载电路的两端使用能量注入的电路中。在电路中包括串联注入控制电感器是可选的，可取决于许多因素，诸如操作频率、能量传输电容器的大小和能量传输电容器被充电达到的电压。没有任何注入控制电感器，由传输电容器直接注入可以在一些电路配置中产生较高的注入效率。
注入谐振
选择注入电路元件的值以降低且优选避免在将能量注入到谐振负载电路期间的寄生振荡开关瞬变，但允许负载电路在注入之间在其固有谐振或接近其固有谐振下振荡。例如，选择注入电路回路中电感元件和电容元件的值，使得电路以适当电压存储所需能量，并使得注入电路回路的固有谐振频率不等于负载电路中的振荡瞬时或平均频率。该元件值的选择抑制了寄生或瞬态注入谐振，不然这会使电路操作不稳定。
电源
电能的电源V11、V21、V31等各自在图中显示为DC电源。不过，本文所描述的电路可以从任何适当电源供电，例如整流的50Hz或60Hz AC市电电源或开关模式电源，优选经由一个或更多个滤波电感器和滤波器或储存电容器。优选地，电源具有设置在驱动电路附近的该电源的DC输出两端的大的储存电容器，用于供应脉冲电流。
适当的电源可包括具有升压、降低或1:1绕组比的变压器，和由离线AC提供DC的全波桥式整流器。
可替代地，直接耦合的离线电源的输出可以通过全波桥式整流器整流，以由离线AC提供DC。
本发明的电路可以由电池供电，可选地通过适当的电感器/电容器滤波电路和/或用于升高或降低电池电压以获得用于驱动电路的电压的DC-DC变换器馈电。
开关耦合器
本发明中使用的开关装置优选是金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）或绝缘栅双极性晶体管（IGBT）。当前发明的实施例中所示的FET开关的栅极可以通过光隔离光耦合器，例如由Hewlett Packard供应的HCPL-3120，来由脉冲发生器驱动。光耦合器可以由通过电隔离的DC-DC变换器得到的15伏电源供电。一种适当的变换器是来自C&D Technologies的NME 1215S，其提供2kV的隔离，并对于12伏输入供应15伏的1瓦输出。
用于电隔离变换器的12伏电源可以由AC或DC电源获得。TRECO供应一种将50Hz 240伏AC转换成12伏DC以向电隔离变换器供电的适当的变换器。
电源变换器
来自各个电源V11-V81的能量通过主要包括电源开关晶体管Q11-Q71、Q81A和Q81B的电源开关电路被传输到能量传输电容器C11-C71、C81A和C81B。
电源开关电路在图1A-图6A和图8A所示的电路中被配置成降压型变换器（buck converter），在图7A所示的电路中被配置成升压型变换器（boost converter）。电源变换器类型的选择和其控制系统部分取决于电源电压是高于还是低于能量传输电容器被充电达到的电压。电源开关晶体管通过由串联电感器L11-L71、L81A或L81B控制或成形的电源V11-V81传输的充电电流脉冲，控制能量传输电容器的充电。选择电感器L11-L71、L81A和L81B的值，以优化电流脉冲的形状和在可用时间传输到能量传输电容器的功率水平。
开关控制器
附图中所示的受控开关电路的开关装置，例如MOSFET和IGBT，通过任何适当的控制器（对于每个开关装置，仅示意性显示为各自的栅极驱动器）控制。例如，控制器可以是离散逻辑控制器、微处理器、微控制器或其它能为开关装置提供控制脉冲或所需幅度和时序的信号的适当的数字逻辑或可编程逻辑器件。在一些应用中，设想通过控制器提供给开关装置的控制信号将响应于与电感负载装置相关的一个或更多个操作条件。例如，在电感负载装置是感应加热线圈时，提供给开关的控制信号的时序可以响应于被加热物体或电路上负载的温度。可替代地，在谐振负载电路中循环的电流可以被感测，以向控制开关装置的开关时间的控制装置提供信息。
受控开关
受控开关电路的开关装置可以是对于遇到的电流和电压适当且具有适当的开关特性的任何开关，所述开关特性诸如开关速度、低“导通”或关断电阻和高“截止”或断开电阻。
对于感应加热应用，作为绝缘栅双极性晶体管（IGBT）的International Rectifier的IRGBH50F 或 IRGPC40U、IRGPC50F 或 IRGPC50U、或 Motorola的MGY40N60、或 Philips Semiconductors的ECG3322, 以及作为金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的International Rectifier的IRFPG50、 IRFK4HC50、IRFK4HE50、IRFK4JE50、IRFK4J450、IRFK4HE450、 IRFK6J350 或 IRFK6H350已被发现适用于附图的电路中所示的半导体开关装置。
开关通过任何适当手段耦合到控制器。不过，控制器、开关类型以及控制器和开关之间的耦合不会形成本发明的一部分。在一些特定的实施例中，FET或IGBT开关通过隔离驱动器耦合到开关控制器，隔离驱动器例如来自Hewlett Packard 的HCPL-3120栅极驱动光耦合器，栅极驱动由例如来自C & D Technologies的1215S的隔离变换器电源供电。该隔离耦合布局确保电容器充电或能量注入电路中受控开关的任何失效都不会损坏开关控制器。
本文提到晶体管或开关切换到“截止”或使其“不导电”时，应理解为指晶体管或开关在通过晶体管或开关的例如在源极和漏极之间的主路径中表现出相对的不导电状态，电流在一个方向流动，但不排除电流在相反方向流动的导电状态。例如，MOSFET可以切换到“截止”以基本阻止电流在一个方向通过MOSFET流动，但仍提供电流在相反方向流过MOSFET的导电路径。这种相反的导电路径通常是由内在的半导体二极管提供的，其由制造一些MOSFET使用的制造工艺产生。还要注意，附图中所示的MOSFET没有将内在的体二极管（body diode）表示为分离元件。分立的辅助二极管（例如图3A中的二极管D34）可以并联连接在晶体管开关的主路径两端，以增大由内在的体二极管提供的载流能力。
二极管
本发明的开关装置中有一些是内在地对在一个方向流动的电流提供导电或闭合状态（即相对低的电阻路径），但对在相反方向流动的电流提供不导电或开路状态（即相对高的电阻路径）的半导体二极管。二极管可以单独使用或者与受控开关装置结合使用。在后一种情况下，根据所需的开关情况，二极管可以与受控开关并联或串联使用。
在使用分立的半导体二极管时，Intersil的1200V, 超快速二极管RHRG30120 (30 A) 和 RHRG75120 (75 A)已被发现是适用的。
半导体二极管要求有小的前向偏置电压，以使二极管导通。在下文的描述中一般将该需求忽略，以简化解释电路操作。
电容器
描述的本发明的每个实施例包括至少两个电容。
至少一个电容暂时存储从能量电源获得的能量，随后将能量传输到谐振负载电路。这些电容可以由一个或更多个分立的电容器提供，为了方便，在本说明书中通常称作术语“能量传输电容器”。
另一电容连接到电感负载装置，以与电感负载装置谐振，形成谐振负载电路。该电容可以由一个或更多个分立的电容器提供，为了方便，在本说明书中通常称作术语“谐振电容器”。
术语“能量传输电容器”和“谐振电容器”用在本说明书中，以帮助区分这些电容器彼此的功能并区分这些电容器与其它的电容器（在图中未示出）的功能，所述其它的电容器例如电源储存或滤波电容器，其可以用在所描述实施例的一些变形中。
在下面的实施例中描述的能量传输电容器和谐振电容器优选是具有低等效串联电阻和电感的低损耗电容器。对于电容器必须承受高开关速度和频率下的高电压和电流的应用，适当的电容器是金属化聚丙烯脉冲电容器或金属化聚丙烯箔膜电容器。
优选的能量传输电容器是来自Cornel Dubilier Electronics、 Evox Rifa或 EPCOS的金属化聚酯或聚丙烯薄膜脉冲电容器。
优选的谐振电容器是聚丙烯薄膜金属箔串联卷绕式电容器，诸如来自LCR Capacitors (EU) Ltd 的Type PC/HV/S/WF 电容器，或来自Cornell Dubilier Electronics 的Type 942 C聚丙烯薄膜、金属箔且金属化聚丙烯介电质混合电容器。
在每种情况下，可以并联连接多个电容器，以获得期望的电容值，从而大大降低等效串联电阻（ESR），并提供足够的电流容量。例如，在下文描述的一些电路中，已经使用14个0.047μF的电容器或7个0.1 μF的电容器的并联组合来提供谐振电容器。
能量传输电容器的适当值可以通过在适当的电路仿真软件包中对电路进行仿真并确定对于最大效率的电容值来确定。
对于高功率应用，其中大量的能量需要被馈送到谐振电路中，可以交替使用两个能量传输电容器，或者可以连续使用超过两个的能量传输电容器。
在一种交替式两电容器布局中，第一能量传输电容器放电，以将电流脉冲注入到谐振负载电路中。第一能量传输电容器然后由电源再充电。第二能量传输电容器然后放电，以将第二电流脉冲注入到谐振负载电路中，最后第二能量传输电容器接着由电源再充电。然后重复该循环。两次充电和两次放电阶段会依次发生，没有重叠。
在另一种交替式两电容器布局中，第一能量传输电容器放电，以将电流脉冲注入到谐振负载电路中，同时第二电容器正由电源再充电。第二能量传输电容器然后放电，以将第二电流脉冲注入到谐振负载电路中，同时第一能量传输电容器正由电源再充电。每个充电阶段与一个放电阶段重叠。
除非钳位（clamped），例如通过二极管钳位，如果电容器的值太小，则能量传输电容器上的电压可以降低到低于0。这种情况会降低效率，需要来自电源的能量水平相对较高，以对能量传输电容器再充电。能量传输电容器上的电压可被钳位，例如通过二极管，以阻止它变成低于0，例如通过图5A和图6A中所示的实施例中的二极管D45或D65。
谐振电容可以由单个电容器提供或可以由并联和/或串联组合的多个电容器提供，以获得期望的电流和电压等级。谐振电容的值可以在微处理器或其它可编程逻辑控制器件的控制下被控制，例如通过电路内部和外部的开关电容器控制，以将谐振负载电路维持在适当的“调谐”状态，即在预定的最佳操作范围之内。
谐振电容可以在电路中的一个位置提供，如图中的电容器C12-C82所示的。可替代地，谐振电容可以被分开，由电感负载装置的每一侧上的分立位置的两个电容器提供。例如，图2A和图6A中的谐振电容器C22和C62可以被串联连接于各自的变压器绕组T21或T61的一次绕组的每一端的电容器取代。
电感负载装置
在下文描述的特定实施例中的电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，但也可以是另一电感功率装置，例如具有以谐振模式运行的绕组的AC感应或同步磁阻电动机、或者耦合电感器的一次绕组、或者感应电能传输或变压器装置的一次绕组。
出于电路仿真目的，电感负载装置是感应加热工作线圈，其在本说明书的附图中表示为松耦合的变压器的一次绕组。在下文描述的电路的实施例中，变压器耦合典型地是50%。变压器的二次绕组和与二次绕组连接的低电阻负载代表工件中的涡流电路，其被感应加热线圈包围，其中流过感应涡流电流。由单个电容器或由多个电容器提供的谐振电容连接到变压器的一次绕组。谐振电容、变压器一次绕组和松耦合的二次绕组上的电阻负载一起形成谐振负载电路。
特定实施例的详细描述
第一实施例
图1A显示本发明的第一实施例的电路，图1B和图1C显示对于该实施例的两种特定形式的两组波形。此电路将单向的电流脉冲注入到由连接到电感负载装置的谐振电容器C12形成的并联谐振负载电路中。电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，在图1A中由松耦合的变压器T11的一次绕组代表。谐振电容器C12连续与变压器的一次绕组并联连接。低电阻负载电阻器R11连接在变压器的二次绕组两端，以代表感应加热系统的工件。电能的DC电源V11通过开关耦合电路耦合到谐振负载电路。
如图1A中所示，开关耦合电路包括充电控制晶体管Q11、串联阻塞二极管D11、续流（free-wheel）二极管D12、串联电感器L11、能量传输电容器C11、能量注入控制晶体管Q12、串联阻塞二极管D13和串联注入控制电感器L12。
开关耦合电路被重复设置成以下时序的配置，以将来自电源的能量传输到谐振负载电路。
1. 电容器充电配置，
2. 第一可选隔离配置，
3. 电容器放电及能量注入配置，和
4. 第二可选隔离配置。
在电容器充电配置中，充电控制晶体管Q11“导通”，即变成基本导电，能量注入控制晶体管Q12“截止”，即变成基本为不导电。在此充电配置中，电能的电源V11通过放电控制晶体管Q11、二极管D11和电感器L11的串联电路连接到能量传输电容器C11。同时，注入控制晶体管Q12正处于变成“关断”状态，确保能量传输电容器C11与谐振负载电路断开。能量传输电容器C11由电能的电源V11通过晶体管Q11、二极管D11和串联电感器L11充电。
电感器L11控制在充电控制晶体管Q11的初始导通时，汲取自电源V11的电流的上升速率。能量传输电容器上的电荷量通过选择电源V11的电压、能量传输电容器C11的电容、电感器L11的电感和晶体管Q11保持“导通”的时间段的持续时间而控制。
在充电配置结束时，充电控制晶体管Q11变成“截止”。耦合电路然后可以被配置成可选的隔离配置，其中充电控制晶体管Q11和注入控制晶体管Q12两者在短时间内保持“截止”。
此时，电感器L11可能具有一些残余磁场。在这种情况下，能量传输电容器C11将继续由其残余磁场的衰减在电感器L11中感生的电流充电。续流二极管D12（也已知为稳流（fly-wheel）二极管）然后导通以允许该充电电流围绕由电感器L11、能量传输电容器C11和二极管D12提供的串联电路流动，直到磁场已经完全衰减，将另外的电荷添加到传输电容器C11中。
在一些实施例中，能量传输电容器C11可以通过电容器C11和串联电感器L11的暂态谐振或通过已知为“默克罗夫特效应（Moorcroft effect）”的电感-电容过冲来充电达到比电源电压更大的电压。
当充电控制晶体管Q11是MOSFET或具有提供从源极到漏极的反向导通路径的内在的体二极管的类似器件时，甚至当晶体管变成“截止”时，阻塞二极管D11被包括在内。阻塞二极管D11防止来自能量传输电容器C11的放电电流通过该内在的MOSFET体二极管流回到电源V11中。没有阻塞二极管D11，该放电电流甚至在晶体管Q11变成“截止”时也可流动。
一旦传输电容器的充电周波完成，耦合电路然后被配置成注入配置，其中充电控制晶体管Q11切换到“截止”，将能量传输电容器C11与电能的电源V11断开，并且能量注入控制晶体管Q12切换为“导通”，将能量传输电容器C11通过阻塞二极管D13和串联脉冲控制电感器L12连接到谐振负载电路的两端。能量传输电容器C11通过变压器T11和负载电阻器R11有效地连接在谐振电容器和图1A中表示的电感负载装置的并联组合的两端。
在注入配置中，能量传输电容器C11通过晶体管Q12、前向偏置阻塞二极管D13和注入控制电感器L12放电，以将能量注入到并联谐振负载电路中。该注入发生在晶体管Q12为“导通”并且能量传输电容器C11上的电压大于谐振负载电路两端，即谐振电容器C12两端，的瞬时电压时。注入会继续，直到在注入配置停止时晶体管Q12变成“截止”，或阻塞二极管D13变成反向偏置。二极管D13在正放电的能量传输电容器C11上的电压下降到低于谐振负载电路两端，即谐振电容器C12两端，的瞬时电压时变成反向偏置。
在能量注入控制晶体管Q12是MOSFET或具有提供从源极到漏极的反向导电路径的内在的体二极管的类似器件时，甚至当晶体管变成“截止”时，阻塞二极管D13被包括在内。阻塞二极管D13防止反向电流从谐振负载电路通过内在的MOSFET体二极管流回到能量传输电容器C11中。在没有阻塞二极管D13时，该反向电流甚至会在晶体管Q12变成“截止”时流动。
在此实施例中来自能量传输电容器C11的放电电流总是以相同极性被注入到谐振负载电路中。即，放电电流以全部具有相同极性的一系列脉冲的形式被注入到谐振负载电路中。在图1A所示的电路中，电流脉冲被注入到谐振负载电路中，以围绕由电容器C11、晶体管Q12、阻塞二极管D13、电感器L12以及谐振电容器C12和变压器T11的一次绕组的并联连接形成的回路顺时针流动。
在注入配置之后，耦合电路被配置在隔离配置中。在隔离配置中，晶体管Q11和Q12两者都“截止”（即变成基本不导电），从而将能量传输电容器C11与电能的电源V11、与由谐振电容器C12以及由变压器T11和负载电阻器R11表示的电感负载装置形成的谐振负载电路断开并隔离。
当能量注入控制晶体管Q12在隔离配置开始变成“截止”时，在谐振负载电路中流动的循环电流会继续基本以谐振负载电路的固有谐振频率或其近似值循环，直到下一次能量注入。
开关电路被重复以充电配置、可选的隔离配置、注入配置和隔离配置的时序配置，以将来自电能的电源V11的能量经由能量传输电容器C11传输到电感负载装置。
充电配置和注入配置可以通过省略一个或者两个隔离配置阶段而重叠。例如，注入控制晶体管Q12可以变成“导通”以在充电控制晶体管Q11在充电配置停止时变成“截止”之前将电路配置在注入配置中。但能量传输电容器C11的放电以及能量进入到谐振负载电路中的伴随注入不一定会在注入控制晶体管Q12导通时立即开始。
图1B显示图1A中所示的第一实施例电路的第一特定形式的电流、电压和功率波形，详细情况如下：
电源 V11                                                 300 伏
晶体管 Q11        MOSFET                    IRFK4HC50
晶体管 Q12          MOSFET                  IRFK4HE50或 IRFK4JE50
晶体管Q11 和 Q12的开关频率          9.52 kHz
晶体管Q11和 Q12的开关周期           105 μS
电感器 L11                                              195 μH
能量传输电容器 C11                             1.50 μF
电感器 L12                                             4 μH
谐振电容器 C12                                    1.36 μF
谐振负载电路的电感
(变压器 T11的一次绕组)                     195 μH
负载电路的固有谐振频率                     9.77 kHz
能量注入 (即开关)频率                         9.52 kHz
在每次重复MOSFET晶体管Q11和Q12的105 μS的开关周期时，充电控制晶体管Q11从0-52μS“导通”，即导电，然后从52-102μS“截止”，注入控制晶体管Q12从0-50μS“截止”，即不导电，从50-76μS“导通”，即导电，从76-105μS“截止”。
图1B显示图1A的第一特定形式的电路自启动后从1.05-1.3mS的下列波形。
ID11     二极管D11中的电流，显示为5 A/刻度
VC11      能量传输电容器C11两端的电压，显示为100 V/刻度
IL12      电感器L12中的电流，显示为50 A/刻度
VC12      谐振电容器C12两端的电压，显示为1000 V/刻度
IT11P      变压器T11一次绕组中的电流，显示为100 A/刻度
PR11      负载电阻器R11的功率，显示为500 W/刻度
在充电控制晶体管Q11的导通过程中（例如从图1B中的1.050-1.102 mS），能量传输电容器C11被流过二极管D11的电流ID11充电。该电流从0上升到大约3.75A的峰值，然后再下降返回到0，大约为半个正弦的形状是由电感器L11和能量传输电容器C11的串联谐振组合的脉冲成形效应决定的。在该充电过程中，能量传输电容器两端的电压VC11从大约255V上升到大约345V。
注入控制晶体管Q12切换到“导通”（例如在图1B中的1.100mS），但从能量传输电容器C11到谐振负载电路的电流和能量注入并没有发生，直到谐振负载电路两端的电压，由谐振电容器C12两端的电压VC12表示，下降到低于能量传输电容器两端的345V，从而使阻塞二极管D13前向偏置。例如，图1B显示注入在大约1.120mS时开始，并继续到1.126mS，此时注入控制晶体管Q12关断。
注入电流在图1B中表示为IL12，是峰值大约为34A的脉冲。注入电流从能量传输电容器C11通过注入控制晶体管Q12、阻塞二极管D13、电感器L12流入谐振电容器C12和在图1A中由变压器T11的一次绕组表示的电感负载装置的并联连接中。来自能量传输电容器C11的注入电流的流动使能量传输电容器放电，能量传输电容器上的电压从大约345V下降到大约255V。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率是由注入控制晶体管Q12的开关频率决定的。在图1A实施例的此第一特定形式中，晶体管的开关频率是9.52kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率9.77kHz大约低2.6%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在谐振电容器C12两端产生大约1000V峰-峰的振荡电压，在图1B中表示为VC12，在变压器T11的一次绕组中产生大约82A的峰-峰的振荡电流，在图1B中表示为IT11P。
由于9.52kHz的注入频率向下移动到低于负载电路的9.77kHz的固有谐振频率大约2.6%，能量注入在谐振负载电路两端的正弦电压波形的正在下降但仍为正的第二象限发生。该电压在图1B中表示为VC12。注入电流脉冲在图1B中表示为波形IL12，其结果可以看作是在其它方面近似为正弦的波形的下降斜坡上的同步小干扰或增长。
图1C显示图1A中所示的第一实施例的电路的第二特定形式的电流、电压和功率波形，具有以下详细情况：
电源 V11                                                 300伏
晶体管 Q11          MOSFET                  IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管 Q12        MOSFET                   IRFK4HE50或 IRFK4JE50
晶体管Q11 和 Q12 的开关频率         10 kHz
晶体管 Q11 和 Q12 的开关周期        100 μS
电感器 L11                                              195 μH
能量传输电容器 C11                              1.50 μF
电感器L12                                               5 μH
谐振电容器C12                                       1.36 μF
谐振负载电路的电感
(变压器T11的一次绕组)                        195 μH
负载电路的固有谐振频率                       9.77 kHz
能量注入 (即开关) 频率                         10 kHz
在每次重复MOSFET晶体管Q11和Q12的100 μS开关周波时，充电控制晶体管Q11从0-50μS“导通”，即导电，然后从50-100μS“截止”，注入控制晶体管Q12从0-55μS“截止”，即不导电，从55-81μS“导通”，即导电，从81-100μS“截止”。
图1C显示图1A中的电路的第二特定形式的自启动后从5.300-5.550mS的下列波形。
ID11     二极管D11中的电流，显示为5 A/刻度
VC11      能量传输电容器C11两端的电压，显示为100 V/刻度
IL12      电感器L12中的电流，显示为50 A/刻度
VC12      谐振电容器C12两端的电压，显示为1000 V/刻度
IT11P      变压器T11一次绕组中的电流，显示为100 A/刻度
PR11      负载电阻器R11的功率，显示为500 W/刻度
在充电控制晶体管Q11的导通过程中（例如从图1C中的5.300-5.350 mS），能量传输电容器C11被流过二极管D11的电流ID11充电。该电流从0上升到大约3.7A的峰值，然后下降再返回到0，大约为半个正弦的形状是由电感器L11和能量传输电容器C11的串联谐振组合的脉冲成形效应决定的。在该充电过程中，能量传输电容器两端的电压VC11从大约258V上升到大约340V。
注入控制晶体管Q12切换到“导通”（例如在图1C中的5.355mS），因此能量从能量传输电容器C11注入到谐振负载电路中。与上述的第一特定形式相比，在此第二特定形式中，注入在注入控制晶体管Q12导通时立即发生。此时，能量传输电容器上的电压是340V，其大于由谐振电容器C12两端的电压VC12所示的谐振负载电路两端的电压200V。该电压差使阻塞二极管D13前向偏置，所述二极管导通以传输注入电流IL12。
电感器L12控制注入电流脉冲的上升速率，这在图1C中开始于大约5.355mS并持续到3.560mS。注入电流在图1C中表示为IL12，是峰值大约为43A的脉冲。注入电流从能量传输电容器C11通过注入控制晶体管Q12、阻塞二极管D13、电感器L12流入谐振电容器C12和在图1A中由变压器T11的一次绕组表示的电感负载装置的并联连接中。来自能量传输电容器C11的注入电流的流动使能量传输电容器放电，能量传输电容器上的电压在注入过程中从大约340V下降到大约257V。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率是由注入控制晶体管Q12的开关频率决定的。在图1A的实施例的此第二特定形式中，晶体管的开关频率是10kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率9.77kHz大约高2.4%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在谐振电容器C12两端产生大约1037V峰-峰的振荡电压，在图1C中表示为VC12，在变压器T11的一次绕组中产生大约85A的峰-峰振荡电流，在图1C中表示为IT11P。
由于10kHz的注入频率向上移动到比负载电路的9.77kHz的固有谐振频率大约高2.4%，能量注入在谐振负载电路两端的正弦电压波形的正在上升但仍为正的第一象限发生。该电压在图1C中表示为VC12。注入脉冲在图1C中表示为波形IL12，其结果可以看作是在其它方面近似为正弦的电压波形VC12的第一象限的上升斜坡上的同步小干扰或增长。
如图1B和图1C中所示的两种形式的演示及上文描述，负载电路必定会以与能量注入频率，即注入控制晶体管Q12的开关频率，对应的平均频率振荡。该注入频率和振荡频率可以偏离到高于或低于谐振负载电路的固有谐振频率。
在图1A所示的电路中，注入到负载电路中的电流脉冲是单向的，即只有一种极性，并且在负载电路中电压和电流振荡的每个周波仅出现一次。谐振负载电路在注入脉冲之间自谐振，以维持负载电路在注入脉冲之间的振荡。不过，由于反射回电感负载电路的变压器一次侧的电阻负载，电流振荡会减小，结果电路受到能量衰减。振荡电压和电流的每隔一个半周波因此稍微小于紧接的下次注入的幅度。此效应可以在图1B和图1C中可出，其显示功率波形PR11在较高和较低峰值功率幅度之间交替变化。
第二实施例
图2A和图2B显示本发明的第二实施例的电路和波形。该电路将单向电流脉冲注入到由串联连接的谐振电容器C22和电感负载装置形成的串联谐振负载电路中。电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，在图2A中由松耦合的变压器T21的一次绕组表示。谐振电容器C22连续与变压器的一次绕组串联连接。低电阻的负载电阻器R21连接在变压器的二次绕组两端，代表感应加热系统的工件。电能的DC电源V21通过开关耦合电路耦合到谐振负载电路。
负载电路控制晶体管Q23控制串联谐振负载电路的断开和闭合。振荡的负载电路电流可以在一个方向（在图2A中为逆时针）通过负载电路控制晶体管Q23循环，此时晶体管变成“导通”，并且即使当晶体管Q23变成“截止”时，可以在相反方向（在图2A中为顺时针）通过并联连接在晶体管Q23两端的二极管D24循环。
并联二极管D24提供顺时针电流在负载电路中循环的路径。如果晶体管Q23具有内在的二极管，例如如果晶体管Q23是MOSFET，则分立的并联二极管D24是可选的，但可包括以提供附加的载流能力。
如图2A所示，开关耦合电路包括充电控制晶体管Q21、串联阻塞二极管D21、续流二极管D22、串联电感器L21、能量传输电容器C21、能量注入控制晶体管Q22、两个串联阻塞二极管D23A和D23B以及串联注入控制电感器L22。
开关耦合电路被重复设置成以下时序的配置，以将来自电源的能量传输到谐振负载电路：
1. 电容器充电配置，
2. 第一可选隔离配置，
3. 电容器放电及能量注入配置，和
4. 第二可选隔离配置。
在电容器充电配置中，充电控制晶体管Q11、串联阻塞二极管D21、续流二极管D22、串联电感器L21类似于如上所述的图1A的电路中的相应元件来操作，以由电能的电源V21对能量传输电容器C21充电。
负载电路控制晶体管Q23在充电配置过程中切换到“导通”，即变成导电，然后在第一隔离配置的大部分时间中保持“导通”，允许谐振负载电路的电流在一个方向（在图2A中是逆时针）循环。并联二极管D24允许谐振负载电路的电流在相反方向（在图2A中是顺时针）循环。
当开关耦合电路被配置在隔离配置中时，充电控制晶体管Q21和能量注入控制晶体管Q22两者都“截止”（即，变成基本不导电），从而有效地将能量传输电容器C21与电能的电源V21、以及与由谐振电容器C22和由变压器T21和负载电阻器R21表示的电感负载装置形成的谐振负载电路断开和隔离。
当开关耦合电路被配置在隔离配置中时，在谐振负载电路中循环的电流继续通过负载电路控制晶体管Q23在一个方向，并通过并联二极管D24在相反方向基本以谐振负载电路的固有谐振频率或该频率近似值循环。
在注入配置中，充电控制晶体管Q21“截止”，将能量传输电容器C21与电能的电源V21断开，能量注入控制晶体管Q22“导通”，将能量传输电容器C21通过阻塞二极管D23A和D23B与串联注入控制电感器L22连接在串联连接的谐振负载电路两端。
在注入配置阶段，电流脉冲从能量传输电容器C21注入，流过（在图2A中是顺时针方向）前向偏置阻塞二极管D23A、注入控制晶体管Q22、电感器L22、前向偏置阻塞二极管D23B并流入由串联连接的谐振电容器C22和电感负载装置形成的谐振负载电路（在图2A中由变压器T21的一次绕组和连接在松耦合的二次绕组两端的负载电阻器R21表示）中。注入到谐振负载电路中的注入电流脉冲通过串联注入控制电感器L22平滑，其限制来自能量传输电容器C21的初始暂态放电电流。该电流的注入基本上使能量传输电容器C21放电，将该电容器上的电压降为0。
如果注入到谐振负载电路中的电流脉冲延长，或者能量传输电容器的电容大小不够大，则能量传输电容器C21上的电压可能因为谐振负载电路从电容器C21汲取的电流而会下降到0以下，可能暂时变为负。这种状况只会暂时出现，直到下一个再充电周波为止，尽管它可能降低最佳效率，但它不会另外干扰电路的正常操作。
在注入电流脉冲停止时，电流继续在谐振负载电路中以其固有谐振频率或该频率近似值循环，一开始以顺时针谐振负载电路电流通过并联二极管D24。当谐振负载电路的电流顺时针流动时，负载电路控制晶体管Q23变成“导通”，即变成导电。在极性反转时，谐振负载电路的电流以逆时针电流流过负载电路控制晶体管Q23。这样，电流继续在谐振负载电路中无中断地振荡。
通过电流脉冲进行的能量注入的重复速率是由开关耦合电路的开关频率控制的。将该开关频率选择为接近谐振负载电路的固有谐振频率，使得每次从能量传输电容器C21注入到谐振负载电路中的电流注入发生在谐振负载电路的电流顺时针流过并联二极管D24的半周波中。
这样，二极管D23A、D23B和D24允许从固有谐振模式平滑过渡到注入模式，在固有谐振模式，谐振负载电路中的顺时针电流反向循环通过二极管D24，在注入模式，顺时针电流从放电的能量传输电容器C21流过二极管D23A、注入控制电感器L22和二极管D23B，以将能量注入到谐振负载电路中。
当能量注入控制晶体管Q22是MOSFET或是具有提供从源极到漏极的反向导电路径的内在的体二极管的类似器件，甚至当晶体管变成“截止”时，阻塞二极管D23A和D23B被包括在内。阻塞二极管D23A和D23B防止反向电流从谐振负载电路通过内在的MOSFET体二极管流回能量传输电容器C21。没有阻塞二极管D23A和D23B，该反向电流甚至当晶体管Q22变成“截止”时也会流动。
尽管表面上两个阻塞二极管D23A和D23B中的任一个都会提供该阻塞动作，但在能量传输电容器和谐振负载电路之间的能量注入路径的每一端使用各自的阻塞二极管，通过隔离注入控制晶体管Q22或串联电感器L22与接地或地线或其它元件之间的寄生电感或寄生电容的潜在不利影响，改进了阻塞动作。当阻塞二极管不导电时，这些寄生电容和电感通过反向偏置二极管的较小的结电容与耦合电路的其余部分隔离。如果不隔离，这些寄生电容电感可能会在电路中引起不必要的暂态振荡。
来自能量传输电容器C21的放电电流总是以相同极性被注入到谐振负载电路中。即，放电电流以全部具有相同极性的一系列脉冲被注入到谐振负载电路中。在图2A所示的电路中，电流脉冲被注入到谐振负载电路中以围绕由能量传输电容器C21、第一阻塞二极管D23A、晶体管Q22、注入控制电感器L22、第二阻塞二极管D23B以及谐振电容器C22和变压器T21的一次绕组的串联连接形成的回路顺时针流动。
开关电路按充电配置、第一隔离配置、注入配置和第二隔离配置的时序重复配置，以将来自电能的电源V21的能量经由能量传输电容器C21传输到电感负载装置中。
传输到谐振负载电路的能量的量在充电配置和注入配置重叠时可增加。该重叠可以通过省略一个或者两个隔离配置阶段获得。不过，优选隔离配置阶段不重叠。例如，在注入配置停止时注入控制晶体管Q22变成“截止”之后，在充电配置开始时充电控制晶体管Q21优选变成“导通”。
注意，能量传输电容器C21的放电和能量进入谐振负载电路中的伴随注入并不一定在注入控制晶体管Q22导通时立即开始。例如，尽管能量控制晶体管Q22可能变成“导通”，即变成导电，但从能量传输电容器C21通过二极管D23A、通过能量控制晶体管Q22、通过注入控制电感器L22并通过二极管D23B到达谐振负载电路的注入路径不会变成导通，直到谐振负载电路两端的电压下降到低于充电的能量传输电容器上的电压。这有效地同步谐振负载电路两端的振荡电压的波形上的能量注入点，该点与充电的能量传输电容器上的电压匹配。这种自动同步以及然后放电的能量传输电容器上的下降电压与谐振负载两端的下降电压的紧密匹配提供“软”的能量有效的能量注入。
图2B显示图2A中所示的第二实施例电路的特定形式的电流、电压和功率波形，具有以下详细情况：
电源V21                                                                  200 伏
晶体管 Q21        MOSFET                                   IRFK6J350
晶体管Q22           MOSFET                                  IRFK4H350
晶体管Q23     IGBT                                              ECG3322
晶体管Q21, Q22 和 Q23的开关频率                9.34 kHz
晶体管Q21, Q22 和 Q23的开关周期                107 μS
电感器 L21                                                            1 mH
电感器 L22                                                            8 μH
能量传输电容器 C21                                           1.50 μF
谐振电容器C22                                                    1.36 μF
谐振负载电路电感
(变压器 T21的一次绕组)                                    205 μH
负载电路的固有谐振频率                                    9.53 kHz
能量注入 (即开关)频率                                        9.34 kHz
晶体管Q23可以是如上文详述的特定形式中的IGBT，与图2B中所示的波形相关。可替代地，Q23可以是MOSFET。
在每次重复107μS的开关周期中，充电控制晶体管Q21从0-40μS“导通”，即导电，然后从40-107μS“截止”；注入控制晶体管Q22从0-82μS“截止”，即不导电，从82-94μS“导通”，即导电，从94-107μS “截止”，负载电路控制晶体管Q23从0-3μS “截止”，从3-78μS“导通”，从78-107μS“截止”。
图2B显示图2A的特定形式的电路自启动后从3.0-3.35mS的下述波形。
ID21     二极管 D21中的电流，显示为 10 A/刻度
ID22     二极管D22中的电流, 显示为 10 A/刻度
IL21      电感器 L21中的电流，显示为10 A/刻度
VC21      能量传输电容器C21两端的电压，显示为 250 V/刻度
IL22      电感器 L22中的电流，显示为 50 A/刻度
IT21P      变压器 T21 一次绕组中的电流，显示为 50 A/刻度
PR21      负载电阻器R21的功率，显示为 500 W/刻度
能量传输电容器C21被流过电感器L21的电流IL21充电。该电流从0平滑地上升到大约8.2A的峰值，再平滑下降到0，形状由电感器L21和能量传输电容器C21的串联谐振组合决定。在此充电过程中，能量传输电容器C21两端的电压VC21从大约负40伏上升了大约270伏，达到大约正的230伏。
充电电流IL21是在充电控制晶体管Q21“导通”时通过二极管D21汲取自电源V21的电流ID21和在晶体管Q21变成“截止”之后通过稳流二极管D22汲取的电流ID22的和。
注入控制晶体管Q22切换到“导通”（例如，图2B中在3.103mS）以将来自能量传输电容器C21的电流和能量注入到谐振负载电路中。在图2B的波形IL22中显示为例如在大约3.103mS开始的注入电流脉冲的峰值大约为36A。来自能量传输电容器C21的注入电流的流动使能量传输电容器放电；能量传输电容器上的电压从大约正的230伏下降大约270伏，达到大约负的40伏。
当能量传输电容器C21上的电压下降到低于0时，电流流过二极管D22，如图2B的波形ID22所示。该电流继续，直到充电控制晶体管Q21导通，电流从电源V21通过晶体管Q21、二极管D21和电感器L21流入电容器C21中，这通过波形IL21可见。当放电控制晶体管Q21变成“截止”时，通过电感器L21相关的磁场的衰减在电感器L21中感生的电流流过二极管D22，继续对电容器C21充电，直到电流IL21下降到0。
电流波形IT21P显示在来自能量传输电容器的注入时刻，在近似为正弦的波形的正峰值上出现小的增长。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率是由充电控制晶体管Q21、注入控制晶体管Q22和负载电路控制晶体管Q23的开关频率决定的。在图2A实施例的此特定形式中，晶体管的开关频率是9.34kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率9.53kHz大约低2%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在谐振电容器C22和变压器T21的一次绕组中产生大约71A的峰-峰振荡电流，如图2B中的IT21P所示。
在图2A所示的电路中，注入到负载电路中的电流脉冲是单向的。出于与上述第一实施例相同的原因，图2B中可见的功率波形PR21显示交替变化的较高和较低峰值功率幅度。
谐振电容可以由单个电容器C22提供，如图2A中所示，或者可以由并联和/或串联结合的多个电容器提供，以获得期望的电流和电压额定值。选择各个电容器的电容值，以维持电容器的整体组合的电容值，使得谐振负载电路的谐振频率不改变。在一种布局（附图中没有显示）中，图2A中1.36μF的谐振电容器C22被两个2.72μF的电容器取代，它们与变压器T21的一次绕组串联连接，但分别在一次绕组的相对端。
第三实施例
图3A和图3B显示本发明的第三实施例的电路和波形。该电路将单向电流脉冲注入到由连接到电感负载装置的谐振电容器C32形成的谐振负载电路的电感引脚中。电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，在图3A中由松耦合的变压器T31的一次绕组表示。谐振电容器C32的一端连续连接到变压器T31的一次绕组的一端。低电阻的负载电阻器R11连接在变压器二次绕组两端，以代表感应加热系统的工件。电能的DC电源V31通过开关耦合电路耦合到谐振负载电路。
除电流和能量注入到谐振负载电路中以及两个阻塞二极管D23A和D23B由单个阻塞二极管D33取代之外，图3A的第三实施例的电路类似于上文描述的图2A的第二实施例的电路来操作。
在图3A的电路中，注入通过变压器T31和负载电阻器R31进入到图3A表示的电感负载装置中。负载电路控制晶体管Q33与谐振电容器C32串联，控制谐振负载电路的闭合。旁路二极管D34在晶体管Q33周围提供并联路径。而且，在此实施例中，只有一个阻塞二极管D33阻塞反向电流，不然该反向电流会从谐振负载电路通过内在的MOSFET体二极管流回到能量存储电容器中。在其它方面，图3A中所示的电路和电路元件以与图2A中所示的电路和相应元件类似地操作。
在图3A的电路中，负载电路控制晶体管Q33在充电配置中切换到“导通”，即变成导电，然后在第一隔离配置的大部分时间中保持“导通”，允许谐振负载电路的电流在一个方向（图3A中的逆时针）循环。并联旁路二极管D34允许谐振负载电路电流绕过晶体管Q33，在相反方向（在图3A中是顺时针）循环。
如果负载电路控制晶体管Q33包括内在的体二极管，例如如果晶体管Q33是MOSFET，内在的体二极管为谐振负载电路中的顺时针电流提供从源极到漏极的导电路径。电路中包括并联旁路二极管D34，以为负载电路中循环的顺时针电流提供附加的截流能力。
当开关耦合电路被配置在隔离配置中时，在谐振负载电路中循环的电流继续基本以谐振负载电路的固有谐振频率或其近似值通过负载电路控制晶体管Q33在一个方向循环，并通过并联旁路二极管D34在相反方向循环。
在注入配置阶段，电流脉冲由能量传输电容器C31注入，以通过注入控制晶体管Q32、前向偏置阻塞二极管D33、注入控制电感器L32流动到电感负载装置中（在图3A中由变压器T31和负载电阻器R31代表）。注入电流脉冲被串联注入控制电感器L32平滑。该注入基本上使能量传输电容器C31放电。
类似于图2A的电路，如果注入到谐振负载电路中的电流脉冲延长，或者能量传输电容器的电容大小不够大，则能量传输电容器C31上的电压可能降低到低于0。因此在充电控制晶体管Q31变成“导通”以传输来自电源V31的电流并使其通过晶体管Q31、二极管D31和电感器L31以对能量传输电容器C31充电之前，通过二极管D32和电感器L31汲取电流。尽管此状况（即能量传输电容器上的负电压）可能降低最佳操作效率，但它不会干扰电路的正常操作，仅是暂时出现，直到能量传输电容器C31上的电压在下一个再充电周波变成正为止。
能量传输电容器C31的电容值通常增大以避免或至少降低能量传输电容器上的负电压。例如，在使用下文详述的元件值的电路中，如果能量传输电容器C31的值从0.5μF增大到0.75μF，能量传输电容器C31上的电压不会摆动到负值。优选选择电容值，以通过降低负电压摆动的可能性来优化电路效率。
钳位二极管在图3A中未显示，但类似于下文描述的二极管D45，其可见于图4A的能量传输电容器C41的两端，钳位二极管可并联设置在能量传输电容器C31两端，以基本防止电容器上的电压变成负值，而不与其它电路操作产生任何冲突。
在注入电流脉冲停止之后，电流继续以其固有谐振频率或该频率近似值在谐振负载电路中循环，一开始以顺时针谐振负载电路电流通过包括并联旁路二极管D34、谐振电容器C32和变压器T31（其松耦合到、并加载负载电阻器R31）的一次绕组的电路回路。在谐振负载电流以顺时针方向通过旁路二极管D34在谐振电路回路中流动时，谐振电容控制晶体管Q33变成“导通”，即变成导电。在极性反转时，谐振负载电流以逆时针电流的形式流过谐振电容器C32和谐振电路控制晶体管Q33。这样，电流继续在谐振负载电路中无中断地振荡。
类似于图2A的电路，通过电流脉冲进行的能量注入的重复速率在图3A的电路中由开关耦合电路的开关频率控制。将该开关频率选择为接近谐振负载电路的固有谐振频率，使得从能量传输电容器C31到谐振负载电路的每次电流注入出现在谐振负载电路电流顺时针流过并联二极管D34和谐振电容器C32的半个周波中。
在其它方面，参照图3A的电路没有特别讨论的，图3A的电路和相应元件基本类似于图2A的电路来操作，以充电配置、隔离配置和注入配置的时序重复配置开关电路，以将来自电能的电源V31的能量经由能量传输电容器C31传输到电感负载装置。
图3B显示图3A中所示的第三实施例电路的特定形式的电流、电压和功率波形，具有以下详细情况：
电源 V31                                                          100 伏
晶体管 Q31          MOSFET                            IRFPG50
晶体管Q32           MOSFET                           IRFK4J450
晶体管Q33           MOSFET                            IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管Q31, Q32 和 Q33的开关频率           9.52 kHz
晶体管Q31, Q32 和 Q33的开关周期           105 μS
电感器 L31                                                       500 μH
电感器L32                                                        45 μH
能量传输电容器C31                                        0.5 μF
谐振电容器C32                                                1.36 μF
谐振负载电路电感
(变压器T31 的一次绕组)                                180 μH
负载电路的固有谐振频率                                10.17 kHz
能量注入(即开关) 频率                                    9.52 kHz
在每次重复105μS开关周期的过程中，充电控制晶体管Q31从0-48μS“导通”，即导电，然后从48-105μS“截止”；注入控制晶体管Q32从0-80μS“截止”，即不导电，从80-101μS“导通”，即导电，从101-105μS“截止”；谐振电路控制晶体管Q33从0-3μS“截止”，从3-76μS“导通”，从76-105μS“截止”。
图3B显示图3A的特定形式的电路启动后，从10.5mS开始的下述波形。
ID31      二极管D31中的电流， 显示为 10 A/刻度
ID32   二极管D32中的电流， 显示为 10 A/刻度
IL31  电感器L31中的电流, 显示为 10 A/刻度
VC31       能量传输电容器C31两端的电压，显示为 250 V/刻度
IL32  电感器L32中的电流，显示为 20 A/刻度
IT31P       变压器T31一次绕组中的电流，显示为 50 A/刻度
PR31        负载电阻器R31的功率，显示为 250 W/刻度
能量传输电容器C31被流过电感器L31的电流IL31充电。该电流从0平滑地上升到大约6.1A的峰值，再平滑下降到0，形状由电感器L31和能量传输电容器C31的串联谐振组合决定。在此充电阶段中，能量传输电容器C31两端的电压VC31从大约负100伏上升到大约正的290伏。
充电电流IL31是在充电控制晶体管Q31变成“导通”时通过二极管D31汲取自电源V31的电流ID31和在晶体管Q31变成“截止”之后通过稳流二极管D32汲取的电流ID32的和。
注入控制晶体管Q32切换到“导通”（例如在图3B中在10.605mS）以将来自能量传输电容器C31的电流和能量注入到谐振负载电路中。注入电流脉冲，在图3B的波形IL32中显示为例如在大约10.605mS开始并继续直到大约10.626mS，的峰值大约为14.5A。来自能量传输电容器C31的注入电流的流动使能量传输电容器放电；能量传输电容器上的电压从大约正的290伏下降大约390伏，达到大约负的100伏。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率是由充电控制晶体管Q31、注入控制晶体管Q32和谐振负载电路控制晶体管Q33的开关频率决定的。在图3A实施例的此特定形式中，晶体管的开关频率是9.52kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率10.17kHz大约低6.8%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在变压器T31的一次绕组中产生大约69A峰-峰的振荡电流，在图3B中显示为IT31P。
在图3A所示的电路中，注入到负载电路中的电流脉冲是单向的。出于与上述第一实施例相同的原因，图3B中可见的功率波形PR31显示交替变化的较高和较低峰值功率幅度。
第四实施例
图4A和图4B显示本发明的第四实施例的电路和波形。该电路将双向电流脉冲注入到由连接到电感负载装置的谐振电容器C42形成的并联谐振负载电路中。电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，在图4A中由松耦合的变压器T41表示。谐振电容器C42连续与变压器T41的一次绕组并联连接。低电阻的负载电阻器R41连接在变压器二次绕组两端，以代表感应加热系统的工件。电能的DC电源V41通过开关耦合电路耦合到谐振负载电路。
开关耦合电路被重复设置成以下时序的配置，以将来自电源的能量传输到谐振负载电路：
1. 第一电容器充电配置，
2. 第一可选隔离配置，
3. 第一电容器放电及能量注入配置，
4. 第二电容器充电配置，
5. 第二可选隔离配置，和
6. 第二电容器放电及能量注入配置。
在两个电容器充电配置阶段中的每一个中，充电控制晶体管Q41变成“导通”，即变成导电，以由电源V41对能量传输电容器C41充电。充电控制晶体管Q41和串联阻塞二极管D41、续流二极管D42和串联电感器L41以与如上所述的图1A的电路中相应的元件类似地操作，以由电能的电源V41对能量传输电容器C41充电。
钳位二极管D45并联连接在能量传输电容器C41的两端。该二极管通常保持反向偏置，但被包括以通过允许注入电流绕过电容器，来防止如果注入周期对于电容器的大小过大并且电容器变成完全放电时对能量传输电容器C41进行反向极性的充电。
开关耦合电路还包括四个晶体管Q44、Q45、Q46和Q47。H桥中的对角线上的晶体管对交替导通，以将交替极性的电流脉冲注入到并联谐振负载电路中。H桥的一个对角线上的晶体管对，Q44和Q47，在耦合电路被配置在操作时序的第三阶段，即第一电容器放电及能量注入配置，时导通。H桥的另一对角线的晶体管对Q45和Q46在耦合电路被配置成操作时序的第六阶段，即第二电容器放电及能量注入配置，时导通。
在每一操作时序的第三和第六阶段的电容器放电及能量注入配置过程中，能量传输电容器C41通过H桥的各自对角线的晶体管对、各自的阻塞二极管D44A或D44B以及串联注入脉冲控制电感器L42A和L42B有效连接，以在谐振电容器C42以及在图4A中由变压器T41和负载电阻器R41表示的电感负载装置的并联组合两端放电，同时充电控制晶体管Q41“截止”，将能量传输电容器C41与电能的电源V41断开并有效隔离。
来自能量传输电容器C41的放电电流以交替极性的脉冲注入到谐振负载电路中。在第三阶段，脉冲围绕由电容器C41、H桥晶体管Q44、导电前向偏置阻塞二极管D44A、电感器L42A、谐振电容器C42和变压器T41的一次绕组的并联连接、电感器L42B以及H桥晶体管Q47形成的回路顺时针流动。在第六阶段，脉冲围绕由电容器C41、H桥晶体管Q45、导电前向偏置阻塞二极管D44B、电感器L42B、谐振电容器C42和变压器T41的一次绕组的并联连接、电感器L42A以及H桥晶体管Q46形成的回路逆时针流动。
在图4A的一个变形（附图中没有显示）中，省略电感器L42A和L42B，由连接在能量传输电容器C41以及开关晶体管Q44和Q45的漏极之间的共同结点之间的一个串联注入脉冲控制电感器代替。在这种布局中，在每一操作时序的第三和第六阶段的电容器放电及能量注入配置中，能量传输电容器C41通过单个注入脉冲控制电感器有效地连接到H桥的各自的对角线晶体管对、各自的阻塞二极管D44A或D44B，以在谐振电容器C42和电感负载装置的并联组合的两端放电。
在此变形中，来自能量传输电容器C41的放电电流以交替极性的脉冲注入到谐振负载电路中。在第三阶段，脉冲围绕由电容器C41、单个注入脉冲控制电感器、H桥晶体管Q44、导电前向偏置阻塞二极管D44A、谐振电容器C42和电感负载装置的并联连接以及H桥晶体管Q47形成的回路顺时针流动。在第六阶段，脉冲围绕由电容器C41、单个注入脉冲控制电感器、H桥晶体管Q45、导电前向偏置阻塞二极管D44B、谐振电容器C42和电感负载装置的并联连接以及H桥晶体管Q46形成的回路逆时针流动。
在隔离配置中，所有晶体管Q41、Q44、Q45、Q46和Q47都“截止”（即基本不导电），从而有效将能量传输电容器C41与电能的电源V41、与由谐振电容器C42以及由变压器T41和负载电阻器R41代表的电感负载装置形成的谐振负载电路断开并隔离。
当H桥晶体管Q44和Q47或Q45和Q46在隔离配置开始变成“截止”时，在谐振负载电路中流动的循环电流会继续基本以谐振负载电路的固有谐振频率或其近似值循环。
开关电路被重复配置成六阶段的时序，以将来自电能的电源V41的能量经由能量传输电容器C41传输到电感负载装置。
充电配置和注入配置可以重叠。例如，当充电控制晶体管Q41在第一或第四阶段的充电配置开始而“导通”时，H桥的各个晶体管对可在短的重叠周期保持“导通”。
图4B显示图4A中所示的第四实施例电路的特定形式的电流、电压和功率波形，具有以下详细情况：
电源 V41                                              300 伏
晶体管 Q41          MOSFET                IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管 Q44          MOSFET                IRFK4J450
晶体管 Q45          MOSFET                IRFK4J450
晶体管 Q46          IGBT                       IRGPC50U
晶体管 Q47          IGBT                       IRGPC50U
晶体管 Q41的开关频率                     40 kHz
晶体管Q44 - Q47的开关频率            20 kHz
晶体管Q44 - Q47的开关周期            50 μS
电感器 L41                                          10 μH
电感器L42A                                        40 μH
电感器 L42B                                       40 μH
能量传输电容器                                 4.0 μF
谐振电容器C42                                  0.7 μF
谐振负载电路的电感
(变压器T41的一次绕组)                    95 μH
负载电路的固有谐振频率                    19.5 kHz
能量注入 (即开关) 频率                     20 kHz
在每次重复H桥晶体管Q44、Q45、Q46和Q47的50μS开关周期的过程中，充电控制晶体管Q41从0-12.5μS“导通”，即导电，从12.5-25μS“截止”，即不导电，从25-37.5μS“导通”，从37.5-50μS“截止”；H桥注入控制晶体管Q44和Q47从0-12.5μS“截止”，从12.5-25μS“导通”，从25-50μS“截止”；H桥注入控制晶体管Q45和Q46从0-37.5μS“截止”，从37.5-50μS“导通”。
图4B显示图4A中特定形式的电路启动后，从1.0-1.1mS的下述波形。
ID41      二极管D41中的电流，显示为5 A/刻度
VC41      能量传输电容器C41两端的电压，显示为10 V/刻度
IC41      来自电容器C41的放电电流，显示为5A/刻度
IL42      电感器L42中的电流，显示为5 A/刻度
IT41P      变压器T41的一次绕组中的电流，显示为50 A/刻度
VT41P      变压器T41的一次绕组两端的电压，显示为500V/刻度
PR41      负载电阻器R41的功率，显示为500 W/刻度
充电控制晶体管Q41在每个50μS周波中两次切换到“导通”（例如在图4B中从1.0125-1.025 mS 和从 1.0375-1.050 mS），以通过流过晶体管Q41和二极管D41的电流ID41对能量传输电容器C41充电。该充电电流从0上升到大约3.75A的峰值，正弦形状由电感器L41和能量传输电容器C41的串联谐振组合决定。当充电控制晶体管Q41截止时，正弦形状的充电脉冲的尾沿截止。充电控制晶体管Q41的开关的作用是控制传输到能量传输电容器C41的电荷的量。在充电控制晶体管Q41关断之后，下降的充电电流会继续从电感器L41注入到能量传输电容器C41中，并通过续流二极管D42返回。在每个充电周期中，能量传输电容器C41两端的电压VC41从大约293伏上升到大约302伏。
H桥注入控制晶体管的第一对角线对的晶体管Q44和Q47在每个50μS周波中切换到“导通”一次，持续12.5μS（例如在图4B中从1.024-1.0375mS），以将来自能量传输电容器C41的电流和能量注入到谐振负载电路中。在图4A的电路中，该电流顺时针从H桥流过并联谐振负载电路，主要流过谐振电容器C42。
H桥注入控制晶体管的第二对角线对的晶体管Q45和Q46在每个50μS周波中切换到“导通”一次，持续12.5μS（例如在图4B中从1.050-1.0625mS），以将来自能量传输电容器C41的电流和能量注入到谐振负载电路中。在图4A的电路中，该电流逆时针从H桥流过并联谐振负载电路。
来自能量传输电容器C41的放电电流脉冲通过H桥开关晶体管被注入到谐振负载电路中，在图4B中显示为波形IC41。电流波形IL42A显示相同的脉冲，但是通过电感器L42A注入到并联谐振负载电路中。如从图4B可以看出，注入到谐振负载电路中的IL42A电流脉冲的极性交替变化。
在每次注入电流脉冲的过程中，能量传输电容器放电，能量传输电容器C41两端的电压从大约302伏下降到大约293伏。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率由四个H桥注入控制晶体管Q44、Q45、Q46和Q47的开关频率决定。在图4A实施例的特定形式中，这四个晶体管的开关频率是20kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率19.5kHz大约高2.5%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在变压器T41的一次绕组两端产生大约750V峰-峰的振荡电压，如图4B的VT41P所示，在变压器T41的一次绕组中产生大约62A峰-峰的振荡电流，如图4B的IT41P所示。
在图4A所示的电路中，注入到负载电路中的电流脉冲是双向的，即交替极性的，在负载电路的电压和电流振荡的每个周波中出现两次。谐振负载电路在注入脉冲之间自谐振，维持注入脉冲之间的负载电路中的振荡。因为注入在每个周波进行两次，所以每半个周波的振荡电压和电流的幅度相似。该效应可以从图4B看出，其显示具有一致峰值功率幅度的功率波形PR41。
第五实施例
图5A、图5B和图5C显示本发明的第五实施例的电路和波形。该电路将双向电流脉冲注入到由连接到电感负载装置的谐振电容器C52形成的并联谐振负载电路中。电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，在图5A中由松耦合的变压器T51的一次绕组代表。谐振电容器C52连续与变压器的一次绕组并联连接。低电阻的负载电阻器R51连接在变压器的二次绕组两端，以代表感应加热系统的工件。电能的DC电源V51通过开关耦合电路耦合到谐振负载电路。
在一种操作模式中，开关耦合电路被重复设置成以下时序的配置，以将来自电源的能量传输到谐振负载电路。
1. 第一电容器充电配置，
2. 第一电容器放电及能量注入配置，
3. 第一可选隔离配置，
4. 第二电容器充电配置，
5. 第二电容器放电及能量注入配置，和
6. 第二可选隔离配置。
在电容器充电配置的每个阶段，充电控制晶体管Q51变成“导通”，即变成导电，以由电源V51对能量传输电容器C51充电。充电控制晶体管Q51、串联阻塞二极管D51、续流二极管D52和串联电感器L51类似于如上所述的图1A中电路的相应元件来操作，以由电能的电源V51对能量传输电容器C51充电。
开关耦合电路还包括由四个晶体管Q54、Q55、Q56和Q57组成的H桥开关电路。H桥中的对角线上的晶体管对交替导通，以将交替极性的电流脉冲注入到并联谐振负载电路中。
四个H桥晶体管中一个对角线对的晶体管Q54和Q57在耦合电路被配置在第一电容器放电及能量注入配置中时导通。在此配置中，注入电流脉冲围绕由电容器C51、能量注入控制晶体管Q52、串联阻塞二极管D53、串联电感器L52、H桥晶体管Q54、谐振电容器C52和变压器T51的一次绕组的并联连接以及H桥晶体管Q57形成的回路顺时针流动。
四个H桥晶体管中另一对角线对的晶体管Q55和Q56在耦合电路被配置成第二电容器放电及能量注入配置中时导通。在此配置中，注入电流脉冲围绕由电容器C51、能量注入控制晶体管Q52、串联阻塞二极管D53、串联电感器L52、H桥晶体管Q55、谐振电容器C52和变压器T51的一次绕组的并联连接以及H桥晶体管Q56形成的回路逆时针流动。
能量注入控制晶体管Q52控制能量传输电容器C51通过H桥对并联谐振负载电路的放电。来自电容器C51的放电电流脉冲流过晶体管Q52、串联阻塞二极管D53和串联电感器L52，交替通过H桥的四个晶体管各自的对角线对来到达谐振负载电路。注入在充电控制晶体管Q51“截止”时发生，有效地将能量传输电容器C51与电能的电源V51断开。
在能量注入控制晶体管Q52变成“截止”时流过串联电感器L52的电流由流过续流二极管D56的电流维持，直到与电感器L52相关的磁场衰减。该电流通过H桥各自的对角线对的晶体管被注入到谐振负载电路中，这些晶体管在能量注入控制晶体管Q52变成“截止”之后，保持在导电的“导通”状态一段时间。
在第一和第二隔离配置中，充电控制晶体管Q51和能量注入控制晶体管Q52“截止”（即变成基本不导电），从而有效地将能量传输电容器C51与电能的电源V51、与由谐振电容器C52以及由变压器T51和负载电阻器R51代表的电感负载装置形成的谐振负载电路断开并隔离。
当电路被配置在隔离配置时，在并联谐振负载电路中流动的循环电流将继续基本以谐振负载电路的固有谐振频率或其近似值循环。
开关电路被重复配置成上述时序，以将来自电能的电源V51的能量经由能量传输电容器C51传输到电感负载装置。
图5B显示图5A中所示的第五实施例电路的第一形式的电流、电压和功率波形，具有以下详细情况。
电源 V51                                           300伏
晶体管 Q51          MOSFET                          IRFK4J450
晶体管 Q52          MOSFET                          IRFK4HE50或 IRFK4JE50
晶体管 Q54          MOSFET                          IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管 Q55          MOSFET                          IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管 Q56          IGBT                               IRGPC50U
晶体管 Q57          IGBT                               IRGPC50U
晶体管 Q51 和 Q52的开关频率                40 kHz
晶体管 Q54 – Q57的开关频率                20 kHz
晶体管  Q54 – Q57的开关周期              50 μS
电感器 L51                                                    10 μH
电感器 L52                                                    80 μH
能量传输电容器C51                                    5.0 μF
谐振电容器C52                                            0.7 μF
谐振负载电路的电感
(变压器T51 的一次绕组)                            95 μH
负载电路的固有谐振频率                             19.5 kHz
能量注入 (即开关)频率                                20 kHz
在每次重复H桥晶体管Q54、Q55、Q56和Q57的50μS开关周期的过程中，充电控制晶体管Q51从0-12.5μS“导通”，即导电，从12.5-25μS“截止”，即不导电，从25-37.5μS“导通”，从37.5-50μS“截止”；能量注入控制晶体管Q52从0-12.5μS“截止”，从12.5-20.5μS“导通”，从20.5-37.5μS“截止”，从37.5-45.5μS“导通”，从45.5-50μS“截止”；H桥晶体管Q54和Q57从0-12.5μS“截止”，从12.5-25μS“导通”，从25-50μS“截止”；H桥晶体管Q55和Q56从0-37.5μS“截止”，从37.5-50μS“导通”。
图5B显示图5A中第一形式的电路启动后，从1.0-1.1mS的下述波形。
ID51      二极管D51中的电流， 显示为5 A/刻度
VC51      能量传输电容器C51两端的电压，显示为10 V/刻度
IL52      电感器L52中的电流，显示为5 A/刻度
IX      注入谐振负载电路中的双向电流，显示为5 A/刻度
IT51P      变压器T51的一次绕组中的电流，显示为25 A/刻度
VT51P      变压器T51的一次绕组两端的电压，显示为250V/刻度
PR51 负载电阻器R51的功率，显示为250 W/刻度
充电控制晶体管Q51在每一50μS周波中切换到“导通”两次（例如在图5B中从1.0375-1.050 mS 和从1.0625-1.075 mS），以通过流过晶体管Q51和二极管D51的电流ID51对能量传输电容器C51充电。该充电电流平滑地从0上升到大约3.6A的峰值，正弦形状由电感器L51和能量传输电容器C51的串联谐振组合决定。正弦形状的充电脉冲的尾沿在充电控制晶体管Q51关断时截止。充电控制晶体管Q51的开关作用是控制传输到能量传输电容器C51上的电荷的量。在充电控制晶体管Q51关断之后，下降的充电电流会继续从电感器L51流入能量传输电容器C51，通过续流二极管D52返回。在每个充电周期中，能量传输电容器C51两端的电压VC51从大约294V上升到大约300V。
能量注入控制晶体管Q52在每一50μS的周波中切换到“导通”两次（例如在图5B中从1.025-1.033 mS 和从1.050-1.058mS），以通过电流脉冲，参见图5B中的波形IL52，使能量传输电容器C51放电，该电流脉冲流过晶体管Q52、二极管D53、电感器L52和H桥的各个对角线上的晶体管对，进入到并联谐振负载电路中。
H桥注入控制晶体管的第一对角线对的晶体管Q54和Q57在每个50μS的周波中切换到“导通”一次，持续12.5μS（例如在图5B中从1.050-1.0625 mS），以引导来自能量传输电容器C51的注入电流和能量进入谐振负载电路中。在图5A的电路中，该电流从H桥顺时针流过并联谐振负载电路，主要是通过谐振电容器C52。
H桥注入控制晶体管的第二对角线对的晶体管Q55和Q56在每个50μS的周波中切换到“导通”一次，持续12.5μS（例如在图5B中从1.025-1.0375 mS），以引导来自能量传输电容器C51的注入电流和能量进入谐振负载电路中。在图5A的电路中，该电流从H桥逆时针流过并联谐振负载电路。
来自能量传输电容器C51的放电电流脉冲以交替方向被H桥开关晶体管引导到谐振负载电路中，示于图5B的波形IX。电流IX在H桥开关晶体管和并联连接的谐振负载电路之间流动，如图5A中所示。
来自能量传输电容器C51的注入电流的流动使能量传输电容器放电，能量传输电容器上的电压从大约300V降低到大约294V。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率由四个H桥注入控制晶体管Q54、Q55、Q56和Q57的开关频率决定。在图5A实施例的第一特定形式中，这四个晶体管的开关频率是20kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率19.5kHz大约高2.5%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在变压器T51的一次绕组两端产生大约720V峰-峰的振荡电压，如图5B中的VT51P所示，在变压器T51的一次绕组中产生大约60A峰-峰的振荡电流，如图5B中的IT51P所示。
图5C显示图5A中所示的第五实施例电路的第二形式的电流、电压和功率波形。在图5A的电路的该形式中，变压器T51的电感是85μH，代替在上述的第一形式中的95μH，第二特定形式的谐振负载电路的固有谐振频率是20.6kHz。在所有其它方面，晶体管的元件、元件值和开关时刻是如上文针对图5A的第一形式的描述一样。
图5C显示自图5A的第二形式的电路启动后，从1.0-1.1 mS的下述波形。
ID51      二极管D51中的电流，显示为2.5 A/刻度
VC51      能量传输电容器C51两端的电压，显示为5 V/刻度
IL52      通过电感器L52的电流，显示为5 A/刻度
IX      进入谐振负载电路中的双极型注入电流，显示为5 A/刻度
IT51P      变压器T51的一次绕组中的电流，显示为25 A/刻度
VT51P      变压器T51的一次绕组两端的电压，显示为250 V/刻度
PR51      负载电感器R51的功率，显示为250 W/刻度
通过二极管D51传输到能量传输电容器C51的充电电流从0平滑上升到大约2.3A的峰值，形状由电感器L51和能量传输电容器C51的串联谐振组合决定。在每个充电周期中，能量传输电容器C51两端的电压VC51从大约296V上升到大约300V。
来自能量传输电容器C51的注入电流的流动使能量传输电容器放电，能量传输电容器上的电压从大约300V下降到大约296V。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率由四个H桥注入控制晶体管Q54、Q55、Q56 和 Q57的开关频率决定。在图5A实施例的第二特定形式中，这四个晶体管的开关频率是20kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率20.6kHz大约低3%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在变压器T51的一次绕组两端产生大约520V峰-峰的振荡电压，如图5C中的VT51P所示，在变压器T51的一次绕组中产生大约51A峰-峰的振荡电流，如图5C中的IT51P所示。
在图5A所示的电路中，注入到负载电路中的电流脉冲是双向的。出于与上述第四实施例相同的原因，图5B和图5C中可见的功率波形PR51具有一致的峰值功率幅度。
第六实施例
图6A和图6B显示本发明的第六实施例的电路和波形。该电路将双向电流脉冲注入到由连接到电感负载装置的谐振电容器C62形成的串联谐振负载电路中。电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，在图6A中由松耦合的变压器T61的一次绕组代表。谐振电容器C62连续与变压器T61的一次绕组串联连接。低电阻的负载电阻器R61连接在变压器的二次绕组两端，以代表感应加热系统的工件。电能的DC电源V61通过开关耦合电路耦合到谐振负载电路。
开关耦合电路被重复设置成以下时序的配置，以将来自电源的能量传输到谐振负载电路：
1. 第一电容器充电配置，
2. 第一隔离配置，
3. 第一电容器放电及能量注入配置，
4. 第二隔离配置，
5. 第二电容器充电配置，
6. 第三隔离配置，
7. 第二电容器放电及能量注入配置，和
8. 第四隔离配置。
在两个电容器充电配置阶段的每一个中，充电控制晶体管Q61变成“导通”，即变成导电，以由电源V61对能量传输电容器C61充电。充电控制晶体管Q61、串联阻塞二极管D61、续流二极管D62和串联电感器L61类似于如上所述的图1A中电路的相应元件来操作，以由电能的电源V61对能量传输电容器C61充电。
二极管D65并联连接在能量传输电容器C61的两端。该二极管通常保持为反向偏置和不导电的，但被包括以允许电路在能量传输电容器C61变成完全放电时继续起作用，此时注入周期相对于电容器的大小是过大的。在此情况下，二极管D65是前向偏置且导电的。
开关耦合电路还包括由四个晶体管Q64、Q65、Q66和Q67。H桥中的对角线上的晶体管对交替导通，以将交替极性的电流脉冲注入到串联谐振负载电路中。H桥晶体管中一个对角线对的两个晶体管Q64和Q67在耦合电路被配置在所述操作时序的第三阶段，即第一电容器放电及能量注入配置，时导通。H桥晶体管中另一对角线对的两个晶体管Q65和Q66在耦合电路被配置成所述操作时序的第七阶段，即第二电容器放电及能量注入配置，中时导通。
在每个操作时序的第三和第七阶段的电容器放电及能量注入配置中，能量传输电容器C61通过H桥各自的对角线对的晶体管有效地连接，以在谐振电容器C62以及由图6A中变压器T61和负载电阻器R61代表的电感负载装置的串联组合两端放电，同时充电控制晶体管Q61“截止”，将能量传输电容器C61与电能的电源V61断开。
来自能量传输电容器C61的放电电流以交替极性的脉冲被注入到谐振负载电路中。在第三阶段中，脉冲围绕由电容器C61、H桥晶体管Q64、谐振电容器C62、变压器T61的一次绕组和H桥晶体管Q67形成的回路顺时针流动。在第七阶段，脉冲围绕由电容器C61、H桥晶体管Q65、变压器T61的一次绕组、谐振电容器C62和H桥晶体管Q66形成的回路逆时针流动。
在所述操作时序的第二、第四、第六和第八阶段的隔离配置中，晶体管Q61“截止”（即基本不导电），从而将能量传输电容器C61与电能的电源V61断开并隔离。
在所述操作时序的第二和第四阶段的隔离配置中，晶体管Q66和Q67“截止”（即基本不导电），在所述操作时序的第六和第八阶段的隔离配置中，晶体管Q66和Q67“截止”（即基本不导电），从而有效地将能量传输电容器C61与串联谐振负载电路断开并隔离。
当电路不处于两个电容器放电及能量注入配置阶段中的任何一个时，晶体管Q64或晶体管Q65切换到“导通”。这两个晶体管中的一个与这两个晶体管中的另一个中内在的二极管结合，闭合串联谐振负载电路回路以使电流以各自的方向在其中流动。例如，当晶体管Q64“导通”时，该晶体管与晶体管Q65的内在的体二极管串联作用，以允许顺时针电流在图6A的谐振负载电路中循环。同时可替代地，当晶体管Q65“导通”时，该晶体管与晶体管Q64的内在的体二极管串联作用，允许逆时针电流在图6A的谐振负载电路中循环。
开关电路被重复配置成8个阶段的时序，以将来自电能的电源V61的能量经由能量传输电容器C61传输到电感负载装置。
图6B显示图6A中所示的第六实施例电路的特定形式的电流、电压和功率波形，具有以下详细情况。
电源 V61                                        300伏
晶体管 Q61          MOSFET                       IRFK6H350
晶体管 Q64          MOSFET                       IRFK6H350
晶体管 Q65          MOSFET                       IRFK6H350
晶体管 Q66          IGBT                            IRGPC50F
晶体管 Q67          IGBT                            IRGPC50F
晶体管 Q61的开关频率                           40 kHz
晶体管 Q64 – Q67的开关频率             20 kHz
晶体管Q64 – Q67的开关周期              50 μS
电感器 L61                                                 75μH
能量传输电容器C61                                  2.0 μF
谐振电容器C62                                          0.68 μF
谐振负载电路的电感
(变压器T61 的一次绕组)                          104 μH
负载电路的固有谐振频率                           18.9 kHz
能量注入 (即开关)频率                             20 kHz
在每次重复H桥晶体管Q64、Q65、Q66和Q67的50μS开关周期的过程中，充电控制晶体管Q61从0-1μS“截止”，即不导电，从1-15μS“导通”，即导电，从15-26μS“截止”，即不导电，从26-40μS“导通”，从40-50μS“截止”；H桥晶体管Q64从0-40.5μS“导通”，从40.5-50μS“截止”；H桥晶体管Q65从0-15.5μS“导通”，从15.5-25μS“截止”，从25-50μS“导通”；H桥晶体管Q66从0-41μS“截止”，从41-49.5μS“导通”，从49.5-50μS“截止”；H桥晶体管Q67从0-16μS“截止”，从16-24.5μS“导通”，从24.5-50μS“截止”。
图6B显示图6A中特定形式的电路启动后，从1.0-1.12mS的下述波形。
ID61      二极管D61中的电流，显示为50 A/刻度
ID62       二极管D62中的电流，显示为50 A/刻度
IL61      电感器L61中的电流，显示50 A/刻度
VC61      能量传输电容器C61两端的电压，显示为200 V/刻度
IY      来自电容器C61的放电电流，显示为100 A/刻度
IT61P      变压器T61的一次绕组中的电流，显示为100 A/刻度
PR61      负载电阻器R61的功率，显示为2.5kW/刻度
充电控制晶体管Q61在每一50μS周波中切换到“导通”两次（例如在图6B中从1.01-1.024 mS 和从1.035-1.049mS），以通过流过晶体管Q61、二极管D61和电感器L61的电流ID61对能量传输电容器C61充电。该充电电流从0上升到大约28.5A的峰值，形状由电感器L61和能量传输电容器C61的串联组合决定。在晶体管Q61关断之后，在电感器L61中建立的电流继续流动，同时相关的磁场衰减。该电流流过稳流二极管D62和电感器L61，在图6B中显示为波形ID62。电感器L61中的电流IL61因此是两个电流ID61和ID62的组合。在该操作中，传输电容器被充电达到的电压低于电源电压，是典型的降压电感器供能。在每次充电周期中，能量传输电容器C61两端的电压VC61从大约110V上升到大约243V。
H桥注入控制晶体管的第一对角线对的晶体管Q64和Q67在每个50μS的周波中切换到“导通”一次，持续8.5μS（例如在图6B中从1.025-1.0335 mS），以将来自能量传输电容器C61的电流和能量注入到谐振负载电路中。在图6A的电路中，该电流从H桥顺时针流过并联谐振负载电路。
H桥注入控制晶体管的第二对角线对的晶体管Q65和Q66在每个50μS的周波中切换到“导通”一次，持续8.5μS（例如在图6B中从1.050-1.0585 mS），以将来自能量传输电容器C61的电流和能量注入到谐振负载电路中。在图6A的电路中，该电流从H桥逆时针流过并联谐振负载电路。
来自能量传输电容器C61的放电电流脉冲具有72A的峰值电流，示于图6B的电流波形IY。该放电电流IY从能量传输电容器C61流到H桥开关晶体管，如图6A所示。这些放电脉冲被H桥开关晶体管Q64、Q65、Q66和Q67交替反转，然后以交替极性的脉冲注入到由谐振电容器C62以及在图6A中由变压器T61和电阻器R61代表的电感负载装置的并联连接形成的谐振负载电路中。
来自能量传输电容器C61的注入电流的流动使能量传输电容器放电；能量传输电容器上的电压从大约243V降低到大约110V。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率由H桥的四个注入控制晶体管Q64、Q65、Q66 和 Q67的开关频率决定。在图6A实施例的特定形式中，这四个晶体管的开关频率是20kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率18.9kHz大约高5.8%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在变压器T61的一次绕组中产生大约148A峰-峰的振荡电流，如图6B中的IT61P所示，在代表工件中的涡流加热的负载电阻器R61中产生大约2.4kW的平均功率。
在图6A所示的电路中，注入到负载电路中的电流脉冲是双向的。出于与上述第四实施例相同的原因，图6B中可见的功率波形PR61具有一致的峰值功率幅度。
谐振电容可以由如图6A中所示的单个电容器C62提供，或者可以由并联和/或串联组合的多个电容器提供，以获得期望的电流或电压额定值。选择各个电容器的电容值以维持电容器的全部组合的电容值，使得谐振负载电路的谐振频率不改变。例如可以通过在微处理器或其它可编程逻辑控制器件的控制下将多个并联电容器接入或切出电路，来控制谐振电容的值，以维持谐振负载电路在适当的“调谐”状态，即处于或接近谐振。
在图6A所示的电路的一个变形（未显示）中，用两个1.36μF的电容器来代替图6A的0.68μF的谐振电容器C62，这两个电容器各自串联连接在变压器T61的一次绕组的相对端。
第七实施例
图7A和图7B显示本发明的第七实施例的电路和波形。该电路将双向电流脉冲注入到由连接到电感负载装置的谐振电容器C72形成的谐振负载电路的电感引脚中。电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，在图7A中由松耦合的变压器T71的一次绕组代表。谐振电容器C72通过谐振电容器开关晶体管Q73A和Q73B连接在变压器T71的一次绕组两端。低电阻的负载电阻器R71连接在变压器的二次绕组两端，以代表感应加热系统的工件。电能的DC电源V71通过开关耦合电路耦合到谐振负载电路。
开关耦合电路被重复设置成以下时序的配置，以将来自电源的能量传输到谐振负载电路。
1. 第一预充电配置，
2. 第一电容器充电配置，
3. 第一电容器放电及能量注入配置，
4. 第一隔离配置，
5. 第二预充电配置，
6. 第二电容器充电配置，
7. 第二电容器放电及能量注入配置，和
8. 第二隔离配置。
在预充电配置阶段的每一个中，步进式（step-up）升压变换器电路布局中的充电控制晶体管Q78切换到“导通”，即变成导电，以通过串联阻塞二极管D71、电感器L71和阻塞二极管D77汲取来自电源V71的电流。该电流建立与电感器L71相关的磁场。阻塞二极管D78反向偏置，以阻止能量传输电容器C71通过二极管D77和晶体管Q78放电。
在电容器充电配置阶段中每一个的开始，充电控制晶体管Q78切换到“截止”，但电流继续从电源通过电感器L71流动，同时相关磁场衰减。由于晶体管Q78不导电，电流实际流过阻塞二极管D78，此时前向偏置，以继续对能量传输电容器C71充电。
开关耦合电路还包括四个晶体管Q74、Q75、Q76和Q77。H桥中的对角线对上的晶体管交替导通，以将交替极性的电流脉冲注入到串联谐振负载电路中。H桥晶体管中的一个对角线对的两个晶体管Q74和Q77在耦合电路被配置在所述操作时序的第三阶段，即第一电容器放电及能量注入配置，时导通。H桥晶体管中的另一对角线对的两个晶体管Q75和Q76在耦合电路被配置成所述操作时序的第七阶段，即第二电容器放电及能量注入配置，中时导通。
在每个操作时序的第三和第七阶段的电容器放电及能量注入配置中，能量传输电容器C71通过H桥各自的对角线对的晶体管有效地连接，以在由图7A中变压器T71和负载电阻器R71代表的电感负载装置的两端放电。
来自能量传输电容器C71的放电电流以交替极性的脉冲被注入到谐振负载电路中。
在第三阶段中，注入脉冲围绕由电容器C71、电感器L72、H桥晶体管Q74、二极管D74A、变压器T71的一次绕组和H桥晶体管Q77形成的回路顺时针流动。在该第三阶段，谐振电容器开关晶体管Q73B切换到“截止”，断开变压器T71的一次绕组两端的谐振电容器的并联连接，阻止电流如图7A中可见地自左向右流过谐振电容器C72。
应认识到，尽管谐振电容器开关晶体管Q73B切换到“截止”，但如果晶体管Q73A切换到“导通”，则电流可在相反方向流动。这允许顺时针电流在由变压器T71的一次绕组和谐振电容器C72形成的并联谐振电路循环中，以如图7A中可见地自右向左流过晶体管Q73B的内在的体二极管、谐振电容器C72和“导通”的晶体管Q73A。
在第七阶段，注入脉冲围绕由电容器C71、电感器L72、H桥晶体管Q75、二极管D74B、变压器T71的一次绕组和H桥晶体管Q76形成的回路逆时针流动。在该第七阶段，谐振电容器开关晶体管Q73A切换到“截止”，断开变压器T71的一次绕组两端的谐振电容器C72的并联连接，防止电流通过谐振电容器C72如图7A中可见地自右向左流动。应认识到，尽管谐振电容器开关晶体管Q73A切换到“截止”，但如果晶体管Q73B切换到“导通”，则电流可在相反方向流动。这允许在由变压器T71的一次绕组和谐振电容器C72形成的并联谐振电路中循环的顺时针电流如图7A中可见地自左向右通过晶体管Q73A的内在的体二极管、谐振电容器C72和“导通”的晶体管Q73B流动。
谐振电容器开关晶体管Q73A和Q73B切换到“截止”以断开谐振电容器C72，同时H桥的各对晶体管Q75和Q76以及Q74和Q77切换到“导通”以将来自能量传输电容器C71的电流注入到谐振负载电路的电感引脚，即变压器T71的一次绕组。
阻塞二极管D74A和D74B阻止电流流过各自的H桥晶体管Q74和Q75，特别是在这些晶体管切换到“截止”时阻止电流流过这些晶体管中的体二极管。
在所述操作时序的第四和第八阶段的隔离配置中，晶体管Q78切换到“导通”（即基本导电），从而将汲取自电源V71的电流分流到地线，有效地将能量传输电容器C71与电能的电源V71断开。
在所述操作时序的第四和第八阶段的隔离配置中， H桥的四个晶体管Q74、Q75、Q76和Q77“截止”（即基本不导电），从而有效地将能量传输电容器C71与串联谐振负载电路断开。
当电路不处于两个电容器放电及能量注入配置阶段中的任何一个中时，晶体管Q73A和晶体管Q73B切换到“导通”。这两个晶体管中的一个与这两个晶体管中的另一个的内在的二极管结合，将谐振电容器C72连接到谐振负载电路回路的电感引脚两端，使电流以各自的方向在其中流动。例如，当晶体管Q73A“导通”时，该晶体管与晶体管Q73B的内在的体二极管串联作用，以允许顺时针电流在图7A的谐振负载电路中循环。同时可替代地，当晶体管Q73B“导通”时，该晶体管与晶体管Q73A的内在的体二极管串联作用，允许逆时针电流在图7A的谐振负载电路中循环。
开关电路被重复配置成8个阶段的时序，以将来自电能的电源V71的能量经由能量传输电容器C71传输到电感负载装置。
图7B显示图7A中所示的第七实施例电路的特定形式的电流、电压和功率波形，具有以下详细情况。
电源 V71                                 300伏
晶体管 Q73A  MOSFET                    IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管 Q73B  MOSFET                    IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管 Q74          MOSFET               IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管 Q75          MOSFET               IRFK4HE50 或 IRFK4JE50
晶体管 Q76          IGBT                     IRGBH50F
晶体管 Q77          IGBT                     IRGBH50F
晶体管 Q78          MOSFET               IRFK4JE50
晶体管 Q78的开关频率                   40 kHz
晶体管 Q73A-Q77的开关频率         20 kHz
晶体管 Q73A-Q77的开关周期         50 μS
电感器L71                                          75 μH
电感器 L72                                         10 μH
能量传输电容器C71                         0.68 μF
谐振电容器C72                                 0.68 μF
谐振负载电路的电感
(变压器T71的一次绕组)                  82 μH
负载电路的固有谐振频率                  21.3 kHz
能量注入频率                                     20 kHz
在每次重复晶体管Q73A、Q73B、Q74、Q75、Q76和Q77的50μS开关周期的过程中，充电控制晶体管Q78从0-4.72μS“导通”，即导电，从4.72-25μS“截止”，即不导电，从25-29.72μS“导通”，即导电，从29.72-50μS“截止”；H桥注入控制晶体管Q74和Q77从0-15μS“截止”，从15-18μS“导通”，从18-50μS“截止”；H桥注入控制晶体管Q75和Q76从0-40μS“截止”，从40-43μS“导通”，从43-50μS“截止”；谐振电容器开关晶体管Q73A从0-39.5μS“导通”，从39.5-43.5μS“截止”，从43.5-50μS“导通”；谐振电容器开关晶体管Q73B从0-14.5μS“导通”，从14.5-18.5μS“截止”，从18.5-50μS“导通”。
图7B显示图7A中特定形式的电路启动后，从1.50-1.58mS的下述波形。
ID71      二极管D71中的电流，显示为50 A/刻度
ID77      二极管D77中的电流，显示为50 A/刻度
ID78      二极管 D78中的电流，显示为50 A/刻度
VC71      能量传输电容器C71两端的电压，显示为250 V/刻度
IL72      电感器 L72中的电流，显示为100 A/刻度
IT71P      变压器T71的一次绕组中的电流，显示为50 A/刻度
PR71      负载电阻器R71的功率，显示为1kW/刻度
充电控制晶体管Q78在每一50μS周波中切换到“导通”两次，持续4.72μS（例如在图7B中从大约1.51-1.515mS 和从1.535-1.54mS），以汲取来自电源V71的电流，并将能量存储在与电感器L71相关的磁场中。在图7A的电路中，流过晶体管Q78的电流还流过二极管D77，显示为图7B中的波形ID71。该电流上升到大约19A的峰值，并在晶体管Q78截止时突然停止。此时，从电源通过二极管D71和电感器L71流动的电流被转向以通过二极管D78流动，进入能量传输电容器C71中。通过二极管D78的该电流显示为图7B的波形ID78。从电源流过二极管D71和电感器L71的电流在图7B中显示为ID71，是电流ID77和ID78的和。
能量传输电容器C71因此在每个50μS的周波中充电两次，能量传输电容器C71两端的电压VC71每次从大约350V上升到大约507V。
H桥注入控制晶体管的第一对角线对的晶体管Q74和Q77在每个50μS的周波中切换到“导通”一次，持续3μS（例如在图7B中从1.525-1.528 mS），以将来自能量传输电容器C71的电流和能量注入到谐振负载电路中。在图7A的电路中，该电流从H桥顺时针流过并联谐振负载电路。
H桥注入控制晶体管的第二对角线对的晶体管Q74和Q76在每个50μS的周波中切换到“导通”一次，持续3μS（例如在图7B中从1.550-1.553 mS），以将来自能量传输电容器C71的电流和能量注入到谐振负载电路中。在图7A的电路中，该电流从H桥逆时针流过并联谐振负载电路。
来自能量传输电容器C71的放电电流脉冲具有52A的峰值电流。这些脉冲通过电感器L72传输，示于图7B的波形IL72。这些脉冲由H桥开关晶体管Q74、Q75、Q76和Q77交替反转，以交替极性的脉冲注入到谐振负载电路的电感引脚中。
来自能量传输电容器C71的注入电流的流动使能量传输电容器放电，能量传输电容器上的电压从大约507V降低到大约350V。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率由H桥的四个注入控制晶体管Q74、Q75、Q76和Q77的开关频率决定。在图7A实施例的特定形式中，这四个晶体管的开关频率是20kHz，其比谐振负载电路的固有谐振频率21.3kHz大约低6.5%。
注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在变压器T71的一次绕组中产生大约108A峰-峰的振荡电流，如图7B中的IT71P所示，在代表工件中的涡流加热的负载电阻器R71中产生大约900W的平均功率。
在图7A所示的电路中，注入到负载电路中的电流脉冲是双向的。出于与上述第四实施例相同的原因，图7B中可见的功率波形PR71具有一致的峰值功率幅度。
第八实施例
图8A、图8B和图8C显示本发明的第八实施例的电路和波形。该电路将单向电流脉冲注入到由串联连接的电感负载装置和谐振电容器C82形成的串联谐振负载电路中。电感负载装置是感应加热系统的工作线圈，在图8A中由松耦合的变压器T81的一次绕组代表。谐振电容器C82连续与变压器的一次绕组串联连接。低电阻的负载电阻器R81连接在变压器的二次绕组两端，以代表感应加热系统的工件。电能的DC电源V81通过两个开关耦合电路耦合到谐振负载电路。
负载电路控制晶体管Q83控制串联谐振负载电路的断开和闭合。振荡的负载电路电流可以在负载电路控制晶体管Q83变成“导通”时在一个方向（在图8A中是逆时针）通过该晶体管循环，并且即使在晶体管Q83变成“截止”时，也可以在相反方向（在图8A中是顺时针）通过并联连接在晶体管Q83两端的二极管D84循环。
并联二极管D84为负载电路中循环的顺时针电流提供路径。如果晶体管Q83具有内在的二极管，例如如果晶体管Q93是MOSFET，则分立的并联二极管D84是可选的，但可以被包括以提供附加的载流能力。
如图8A所示，该开关耦合电路包括两个开关耦合电路。每一耦合电路包括串联阻塞二极管D81A和D81B；充电控制晶体管Q81A和Q81B；续流二极管D82A和D82B；串联电感器L81A和L81B；能量传输电容器C81A和C81B；能量注入控制晶体管Q82A和Q82B；以及串联阻塞二极管D83和，D83B。
两个耦合电路将电流脉冲经由共同的串联注入控制电感器L82注入到负载电路中。
每个开关耦合电路被重复设置成以下时序的配置，以将来自电源V81的能量传输到谐振负载电路。
1. 电容器充电配置，
2. 第一可选隔离配置，
3. 电容器放电及能量注入配置，和
4. 第二可选隔离配置。
在各开关耦合电路的每一个的电容器充电配置中，充电控制晶体管Q81A和Q81B，串联阻塞二极管D81A和D81B，续流二极管D82A和D82B以及串联电感器L81A和L81B类似于如上所述的图1A中电路的相应元件来操作，以由电能的共用电源V81对各自的能量传输电容器C81A和C81B充电。
在各开关耦合电路的每一个的电容器放电及能量注入配置中，充电控制晶体管Q81A和Q81B“截止”，使能量传输电容器C81A和C81B与电能的电源V81断开，能量注入控制晶体管Q82A和Q82B“导通”，将能量传输电容器C81A和C81B通过阻塞二极管D83A和D83B以及共用的串联注入控制电感器L82连接在串联连接的谐振负载电路两端。
下文参照图8B的波形描述图8A电路的一个实施例。在此实施例中，两个充电注入电路交替操作，任一能量传输电容器C81A和C81B的再充电不与进入到谐振负载中的电流脉冲的注入重叠。在此实施例中，重复下述的动作时序，以有效地将来自电源的能量传输到谐振负载电路。首先，使第一注入控制晶体管Q82A导通，以使第一能量传输电容器C81A放电，从而将电流脉冲注入到谐振负载电路中。其次，使第一充电控制晶体管Q81A导通，以由电源V81对第一能量传输电容器C81A再充电。第三，使第二注入控制晶体管Q82B导通，以使第二能量传输电容器C81B放电，从而将电流脉冲注入到谐振负载电路中。第四，使第二充电控制晶体管Q81B导通，以由电源V81对第二能量传输电容器C81B再充电。
下文参照图8C的波形描述图8A电路的另一实施例。在此实施例中，两个充电注入电路交替操作，每一能量传输电容器C81A和C81B的再充电与另一能量传输电容器的放电重叠，以将电流脉冲注入到谐振负载中。在此实施例中，重复下述动作时序，以有效地将来自电源的能量传输到谐振负载电路。首先，由电源V81对第一能量传输电容器C81A充电。在对该第一能量传输电容器充电的至少一部分周期中，第二能量传输电容器C81B放电，以将电流脉冲注入到谐振负载电路中。其次，由电源V81对第二能量传输电容器C81B充电。在对该第二能量传输电容器充电的至少一部分周期中，第一能量传输电容器C81A放电，以将电流脉冲注入到谐振负载电路中。两个能量传输电容器的充电可以彼此重叠。
在这两个实施例的每一个中，在将电流脉冲注入到谐振负载电路的过程中，负载电路控制晶体管Q83切换到“截止”，即不导电。负载电路控制晶体管Q83切换到“导通”，即导电，以允许谐振负载电路的电流在一个方向（在图8A中是逆时针）循环。并联连接在负载电路控制晶体管Q83两端的二极管D84允许负载电路的电流在相反方向（在图8A中是顺时针）循环。
当每一开关耦合电路被配置在可选的隔离配置中时，各自的充电控制晶体管Q81A和Q81B以及各自的能量注入控制晶体管Q82A和Q82B“截止”（即基本不导电），从而有效地将各自的能量传输电容器C81A和C81B与共用的电能的电源V81、以及与由谐振电容器C82和在图8A中由变压器T81和负载电阻器R81代表的电感负载装置提供的谐振负载电路断开并隔离。
在能量注入控制晶体管Q82A和Q82B全都不切换到“导通”时，在谐振负载电路中循环的电流继续基本以谐振负载电路的固有谐振频率或其近似值通过负载电路控制晶体管Q83在一个方向循环，并通过并联二极管D84在相反方向循环。
当每一耦合电路被配置在注入配置时，电流脉冲从各自的能量传输电容器C81A和C81注入，通过各自的前向偏置阻塞二极管D83A和D83B、各自的注入控制晶体管Q82A和Q82B以及共用的串联注入控制电感器L82流入到谐振负载电路的上引脚中，该谐振负载电路由谐振电容器C82和电感负载装置（在图8A中由变压器T81的一次绕组和连接在松耦合的二次绕组两端的负载电阻器R81代表）的串联连接形成。注入到谐振负载电路中的注入电流脉冲由串联注入控制电感器L82平滑，其限制来自各自的能量传输电容器C81A和C81B的初始暂态放电电流。注入电流汲取自各自的能量传输电容器C81A和C81B，使电容器放电，可选地使电容器两端的电压下降到低于0.
如果注入到谐振负载电路中的电流脉冲延长，或者能量传输电容器的电容不够大，则由于谐振负载电路从电容器汲取的电流，能量传输电容器C81A和C81B上的电压可能降低到低于0，并可能暂时变为负值。这种状况只会暂时发生，直到下一再充电周波为止，尽管它可能降低最佳效率，但它不会另外干扰电路的正常操作。
在每一注入电流脉冲停止时，电流继续在谐振负载电路中以其固有谐振频率或该频率近似值循环，一开始是通过并联二极管D84的顺时针谐振负载电路电流。在谐振负载电路电流顺时针流动时，负载电路控制晶体管Q83变成“导通”，即导电。在极性反转时，谐振负载电路的电流以逆时针电流通过负载电路控制晶体管Q83流动。这样，电流继续在谐振负载电路中无中断地振荡。
电流脉冲进行的能量注入的重复速率受开关耦合电路的开关频率控制。将该开关频率或者该开关频率的整数倍选择为接近谐振负载电路的固有谐振频率，使得从能量传输电容器C81A和C81B到谐振负载电路中的每次电流注入发生在谐振负载电路的电流顺时针流过并联二极管D84的半个周波中。
这样，二极管D83A、D83B和D84允许从固有谐振模式平滑过渡到注入模式，在固有谐振模式中，谐振负载电路中的顺时针电流反向循环通过二极管D84，在注入模式中，电流从放电的能量传输电容器C81A和C81B开始通过各自的二极管D83A和D83B以及注入控制电感器L82，在谐振负载电路的上引脚中从左到右地流动，以将能量注入到谐振负载电路中。
在能量注入控制晶体管Q82A和Q82B是MOSFET或具有提供从源极到漏极的反向导电路径的内在的体二极管的类似器件时，甚至当晶体管变成“截止”时，阻塞二极管D83A和D83B被包括在内。阻塞二极管D83A和D83B防止反向电流从谐振负载电路通过内在的MOSFET体二极管流回到各自的能量传输电容器C81A和C81B中。没有阻塞二极管D83A和D83B，该反向电流甚至会在各晶体管Q82A和Q82B变成“截止”时流动。
来自能量传输电容器C81A和C81B的放电电流脉冲总是以相同极性被注入到谐振负载电路中。即，放电电流以全部具有相同极性的脉冲序列被注入到谐振负载电路中。在图8A所示的电路中，电流脉冲被注入到谐振负载电路中，以围绕由能量传输电容器C81A和C81B、阻塞二极管D83A和D83B、晶体管Q82A和Q82B、共用的注入控制电感器L82以及谐振电容器C82和变压器T81的一次绕组的串联连接形成的各自的回路顺时针流动。
图8A的开关电路被重复配置成如上所述的时序，以将来自电能的电源V81的能量经由两个能量传输电容器C81A和C81B通过交替路线传输到电感负载装置中。
在图8A的电路中，通过交替使用两个能量传输电容器，增加可以传输到谐振负载电路的能量的量。在另一布局中，在附图中没有显示，多于两个的能量传输电容器和相关的充电和注入开关电路分别将连续的电流脉冲注入到谐振负载中，以进一步增大传输到负载的能量的量。
注意，能量传输电容器C81A和C81B的放电以及进入谐振负载电路的能量的伴随注入不一定在各自的注入控制晶体管Q82A和Q82B一导通时就立即开始。例如，尽管能量控制晶体管Q82A可能变成“导通”，即导电，但直到谐振负载电路两端的电压降低到低于充电的能量传输电容器上的电压时，二极管D83A变成导通之后，从能量传输电容器C81A到谐振负载电路的注入路径才完成。这有效地同步了谐振负载电路两端的振荡电压的波形上的能量注入点，该点与被充电的能量注入电容器上的电压匹配。这种自动同步以及然后放电的能量传输电容器上的下降的电压与谐振负载两端的下降电压的紧密匹配，提供“软”的能量有效的能量注入。
图8B显示图8A中所示的第八实施例电路的第一特定形式的电流和电压波形，具有以下详细情况。
电源 V81                                             100 伏
晶体管 Q81A&B          MOSFET                   IRFK6J350
晶体管Q82A&B        MOSFET                      IRFK4J450
晶体管 Q83                      IGBT                     MGY40N60
晶体管Q81A&B, Q82A&B的开关频率        4.76 kHz
晶体管Q81A&B, Q82A&B的开关周期        210 μS
晶体管Q83的开关频率                                 9.52 kHz
晶体管Q83的开关周期                                 105 μS
电感器L81A&B                                              1.7 mH
电感器 L82                                                      30 μH
电感器 L83                                                      1 μH
能量传输电容器 C81A&B                             1.0 μF
谐振电容器 C82                                            1.36 μF
谐振负载电路的电感
(变压器T21 的一次绕组)                              205 μH
负载电路的固有谐振频率                              9.65 kHz
能量注入频率                                                  9.52 kHz
在每对交替注入周波的210μS的开关周期中，第一注入控制晶体管Q82A从0-22μS“导通”，即导电，持续22μS，从22-210μS“截止”，即不导电；第一充电控制晶体管Q81A从0-24μS“截止”，即不导电，从24-94μS“导通”70μS，然后从94-210μS“截止”；第二注入控制晶体管Q82B从0-105μS“截止”，即不导电，从105-127μS“导通”，即导电，持续22μS，然后从127-210μS“截止”；第二充电控制晶体管Q81B从0-129μS“截止”，即不导电，从129-199μS“导通”70μS，然后从199-210μS“截止”；负载电路控制晶体管Q83从0-28μS“截止”，从28-101μS“导通”73μS，从101-133μS“截止”，从133-206μS“导通”，持续73μS。
图8B显示图8A的电路形式启动后，从3.1-3.55mS的下述波形，使用前两段中描述的元件值和开关时序。
ID81A      二极管D81A中的电流，显示为10 A/刻度
VC81A      第一个能量传输电容器C81A上的电压，显示为500 V/刻度
ID83A      二极管D83A中的电流，显示为50 A/刻度
ID81B      二极管D81B中的电流，显示为10 A/刻度
VC81B      第二个能量传输电容器C81B上的电压，显示为500 V/刻度
ID83B      二极管D83B中的电流，显示为50 A/刻度
IL82      电感器 L82中的电流，显示为50 A/刻度
IT81P      变压器T81的一次绕组中的电流，显示为50 A/刻度
在此实施例中，注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在谐振电容器C82和变压器T81的一次绕组中建立大约72A峰-峰的振荡电流，如图8B中的IT81P所示。
图8C显示图8A中所示的第八实施例电路的第二特定形式的电流和电压波形，具有以下细节。该电路具有与参照图8B的波形描述的电路相同的拓扑，不同之处是电感器L81A和L81B的电感值从1.7mH翻了一倍为3.4mH，能量传输电容器C81A和C81B的充电时间的持续时间从70μS翻了一倍为140μS。通过此变化，一个能量传输电容器的充电与另一能量传输电容器的放电重叠，以将电流脉冲注入到负载电路中，导致在负载电路中的电流增大。
电源 V81                                                  100 伏
晶体管 Q81A&B       MOSFET                          IRFK6J350
晶体管 Q82A&B       MOSFET                           IRFK4J450
晶体管 Q83                      IGBT                         MGY40N60
晶体管 Q81A&B, Q82A&B的开关频率            4.76 kHz
晶体管Q81A&B, Q82A&B的开关周期             210 μS
晶体管 Q83的开关频率                                     9.52 kHz
晶体管 Q83的开关周期                                     105 μS
电感器 L81A&B                                                  3.4 mH
电感器 L82                                                           30 μH
电感器L83                                                            1 μH
能量传输电容器 C81A&B                                  1.0 μF
谐振电容器 C82                                                  1.36 μF
谐振负载电路的电感
(变压器 T21 的一次绕组)                                 205 μH
负载电路的固有谐振频率                                  9.65 kHz
能量注入频率                                                       9.52 kHz
在每对交替注入周波的210μS的开关周期中，第一注入控制晶体管Q82A从0-22μS“导通”，即导电，持续22μS，从22-210μS“截止”，即不导电；第一充电控制晶体管Q81A从0-24μS“截止”，即不导电，从24-164μS“导通”140μS，然后从164-210μS“截止”；第二注入控制晶体管Q82B从0-105μS“截止”，即不导电，从105-127μS“导通”，即导电，持续22μS，然后从127-210μS“截止”；第二充电控制晶体管Q81B从0-59μS“导通”，即导电，从59-129μS“截止”，即不导电，从129-210μS“导通”；负载电路控制晶体管Q83从0-28μS“截止”，从28-101μS“导通”73μS，从101-133μS“截止”，从133-206μS“导通”73μS。
图8C显示图8A中形式的电路启动后，从3.1-3.55 mS的下述波形，使用前两段中描述的元件值和开关时序。
ID81A      二极管D81A中的电流，显示为10 A/刻度
VC81A      第一个能量传输电容器C81A上的电压，显示为500 V/刻度
ID83A      二极管D83A中的电流，显示为50 A/刻度
ID81B      二极管D81B中的电流，显示为10 A/刻度
VC81B      第二个能量传输电容器C81B上的电压，显示为500 V/刻度
ID83B      二极管 D83B中的电流，显示为50 A/刻度
IL82      电感器L82中的电流，显示为50 A/刻度
IT81P      变压器T81的一次绕组中的电流，显示为50 A/刻度
在此实施例中，注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲在谐振电容器C82和变压器T81的一次绕组中建立大约100A峰-峰的振荡电流，在图8C中显示为IT81P。
对于图8A电路的两个实施例，注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲是从两个能量传输电容器C81A和C81B得到的交替注入的组合。注入到谐振负载电路中的周期性电流脉冲的重复频率是充电控制晶体管Q81A和Q81B以及注入控制晶体管Q82A和Q82B的开关频率（4.76kHz）的两倍，等于负载电路控制晶体管Q83的开关频率（9.52kHz）。在图8A的实施例的此特定形式中，9.52kHz的注入频率比谐振负载电路的固有谐振频率9.65kHz大约低1.5%。

Claims (22)

1.一种将电能的电源耦合到电感负载装置的耦合电路，其中
所述耦合电路包括开关电路、能量传输电容和谐振电容；
所述谐振电容和所述电感负载装置一起形成具有固有谐振频率的谐振负载电路；
所述开关电路可配置成充电配置，通过该充电配置所述能量传输电容由所述电能的电源充电；
所述开关电路可配置成注入配置，通过该注入配置所述能量传输电容至少部分地对所述谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到所述谐振负载电路中；
所述开关电路可重复配置成充电配置，之后是注入配置，以将来自所述电能的电源的能量传输到所述电感负载装置，传输到所述电感负载装置的能量在所述谐振负载电路中以接近或者等于所述固有谐振频率的振荡频率循环；和
在用于对所述能量传输电容充电的能量正在从所述电源传输到所述开关电路时，来自所述能量传输电容的能量不注入到所述谐振负载电路中。
2.根据权利要求1所述的耦合电路，其中所述振荡频率在所述固有谐振频率的±20%的范围内。
3.根据权利要求1所述的耦合电路，其中通过重复地以等于所述振荡频率或者是所述振荡频率的整数分之一的预定的开关频率配置所述开关电路，使能量从所述电能的电源传输到所述电感负载装置。
4.根据权利要求1所述的耦合电路，其中在所述开关电路正处于充电配置中时，所述能量传输电容不对所述谐振负载电路放电。
5.根据权利要求1所述的耦合电路，其中在所述开关电路正处于注入配置中时，所述电源不对所述能量传输电容充电。
6.根据权利要求1所述的耦合电路，其中所述谐振电容和所述电感负载装置连续并联连接在一起，并且在所述开关电路被配置成注入配置时，所述能量传输电容有效地并联连接在所述谐振电容和所述电感负载装置的两端。
7.根据权利要求1所述的耦合电路，其中在所述开关电路被配置成注入配置时，所述谐振电容和所述电感负载装置有效地连接成串联电路。
8.根据权利要求1所述的耦合电路，其中在所述开关电路被配置成注入配置时，所述能量传输电容和所述电感负载装置有效地连接成不包括所述谐振电容的串联电路。
9.根据权利要求1所述的耦合电路，其中所述注入配置是第一注入配置，通过该第一注入配置，所述能量传输电容放电，以将电流在第一方向注入到所述谐振负载电路中；
所述开关电路可配置成第二注入配置，通过该第二注入配置，所述能量传输电容放电，以将电流在第二方向注入到所述谐振负载电路中，所述第二方向与所述第一方向相反；和
所述开关电路可重复配置成充电配置，之后是第一注入配置，再后面依次是充电配置和第二注入配置，以将来自所述电能的电源的能量传输到所述电感负载装置。
10.根据权利要求1所述的耦合电路，其中：
所述能量传输电容是第一能量传输电容，所述耦合电路还包括第二能量传输电容；
所述充电配置是第一充电配置，所述开关电路可配置成第二充电配置，通过该第二充电配置，所述第二能量传输电容由所述电能的电源充电；
所述注入配置是第一注入配置，所述开关电路可配置成第二注入配置，通过该第二注入配置，所述第二能量传输电容至少部分地对所述谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到所述谐振负载电路中；
所述开关电路可重复配置成所述第一充电配置、所述第二注入配置、所述第二充电配置和所述第一注入配置，以将来自所述电能的电源的能量传输到所述电感负载装置；和
在用于对所述第二能量传输电容充电的能量正在从所述电源传输到所述开关电路时，来自所述第二能量传输电容的能量不注入到所述谐振负载电路中。
11.根据权利要求10所述的耦合电路，其中：
所述开关电路被重复连续配置成所述第一充电配置、所述第二注入配置、所述第二充电配置和所述第一注入配置。
12.根据权利要求10所述的耦合电路，其中：
所述开关电路被同时配置成所述第一充电配置和所述第二注入配置，所述开关电路被同时配置成所述第二充电配置和所述第一注入配置。
13.一种操作耦合电路以将电能的电源耦合到电感负载装置的方法，其中：
所述耦合电路包括开关电路、能量传输电容和谐振电容；
所述谐振电容和所述电感负载装置一起形成具有固有谐振频率的谐振负载电路；并且
所述方法包括步骤：
1.将所述开关电路配置成充电配置，其中所述能量传输电容连接到所述电能的电源；
2.由所述电能的电源对所述能量传输电容充电；
3.将所述开关电路配置成注入配置，其中所述能量传输电容连接到所述谐振负载电路；
4.使所述能量传输电容至少部分地对所述谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到所述谐振负载电路中；和
5.重复执行步骤1、2、3和4，以将来自所述电能的电源的能量传输到所述电感负载装置；
并且其中：
传输到所述电感负载装置的能量以接近或等于所述固有谐振频率的振荡频率在所述谐振负载电路中循环；以及
在用于对所述能量传输电容充电的能量正在从所述电源传输到所述开关电路时，来自所述能量传输电容的能量不注入到所述谐振负载电路中。
14.根据权利要求13所述的操作耦合电路的方法，其中所述振荡频率优选在所述固有谐振频率的±20%的范围内。
15.根据权利要求13所述的操作耦合电路的方法，其中在步骤5中，所述开关电路以等于所述振荡频率或者是所述振荡频率的整数分之一的预定开关频率而被重复地配置。
16.根据权利要求13所述的操作耦合电路的方法，其中在执行步骤1和2时，所述能量传输电容不对所述谐振负载电路放电。
17.根据权利要求13所述的操作耦合电路的方法，其中在执行步骤3和4时，所述电源不对所述能量传输电容充电。
18.根据权利要求13所述的操作耦合电路的方法，其中在执行步骤3和4时，所述能量传输电容、所述谐振电容和所述电感负载装置有效地并联连接在一起。
19.根据权利要求13所述的操作耦合电路的方法，其中在执行步骤3和4时，所述能量传输电容、所述谐振电容和所述电感负载装置有效地一起连接成串联电路。
20.根据权利要求13所述的操作耦合电路的方法，其中在执行步骤3和4时，所述能量传输电容和所述电感负载装置有效地一起连接成不包括所述谐振电容的串联电路。
21.根据权利要求13所述的操作耦合电路的方法，其中步骤3的注入配置是第一注入配置，步骤4中所述能量传输电容的放电是通过将电流在第一方向注入到所述谐振负载电路中执行的；所述方法进一步包括另外的步骤：
6.将所述开关电路配置成第二注入配置，其中所述能量传输电容连接到所述谐振负载电路；和
7.通过将电流在第二方向注入到所述谐振负载电路中来至少部分地使所述能量传输电容对所述谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到所述谐振负载电路中，所述第二方向与所述第一方向相反；以及
8.在步骤5中每次重复步骤1、2、3和4之后，执行步骤1、2、6和7，以将来自所述电能的电源的能量传输到所述电感负载装置。
22.一种操作耦合电路以将电能的电源耦合到电感负载装置的方法，其中：
所述耦合电路包括开关电路、第一能量传输电容、第二能量传输电容和谐振电容；
所述谐振电容和所述电感负载装置一起形成具有固有谐振频率的谐振负载电路；以及
所述方法包括步骤：
A．将所述开关电路配置成第一注入配置，其中所述第一能量传输电容连接到所述谐振负载电路；
B．至少部分地使所述第一能量传输电容对所述谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到所述谐振负载电路中；
C．将所述开关电路配置成第一充电配置，其中所述第一能量传输电容连接到所述电能的电源；
D．由所述电能的电源对所述第一能量传输电容充电；
E．将所述开关电路配置成第二注入配置，其中所述第二能量传输电容连接到所述谐振负载电路；
F．至少部分地使所述第二能量传输电容对所述谐振负载电路放电，从而将离散的能量脉冲注入到所述谐振负载电路中；
G．将所述开关电路配置成第二充电配置，其中所述第二能量传输电容连接到所述电源的电源；
H．由所述电能的电源对所述第二能量传输电容充电；
I．重复执行包含A-H的步骤，以将来自所述电能的电源的能量传输到所述电感负载装置；
并且其中：
传输到所述电感负载装置的能量以接近或等于所述固有谐振频率的振荡频率在所述谐振负载电路中循环；并且
在用于对所述第一能量传输电容充电的能量正在从所述电源传输到所述开关电路时，来自所述第一能量传输电容的能量不注入到所述谐振负载电路中，在用于对所述第二能量传输电容充电的能量正在从所述电源传输到所述开关电路时，来自所述第二能量传输电容的能量不注入到所述谐振负载电路中。
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Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105024585A (zh) * 2015-08-05 2015-11-04 南京国电环保科技有限公司 串联式脉冲电压发生装置及方法
CN105072729A (zh) * 2015-09-16 2015-11-18 厦门安东电子有限公司 一种双半桥谐振感应加热电源主电路及其系统
CN106793220A (zh) * 2016-12-20 2017-05-31 珠海格力电器股份有限公司 电磁加热装置的电容放电方法、电路及电磁炉
CN107851505A (zh) * 2015-07-16 2018-03-27 索尤若驱动有限及两合公司 从初级导体系统向具有次级绕组的车辆感应式传输能量的装置
CN108141923A (zh) * 2015-10-02 2018-06-08 伊莱克斯家用电器股份公司 感应加热方法和系统
CN109891759A (zh) * 2016-08-29 2019-06-14 集成装置技术公司 用于低功率磁性安全传输的电路和系统
CN111864825A (zh) * 2019-01-24 2020-10-30 利涅维奇·艾迪韦德·伊凡诺维奇 用于电能回收的方法和装置
CN113992110A (zh) * 2021-11-29 2022-01-28 华能国际电力股份有限公司德州电厂 一种适用于交流电机的驱潮装置及方法
CN114071813A (zh) * 2022-01-18 2022-02-18 中国空气动力研究与发展中心超高速空气动力研究所 一种高压多重电极装置

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2562957C2 (ru) * 2010-07-09 2015-09-10 Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. Схема контроля для органического светоизлучающего диода
US8310202B2 (en) 2010-08-17 2012-11-13 Ut-Battelle, Llc Off-resonance frequency operation for power transfer in a loosely coupled air core transformer
KR101730406B1 (ko) 2010-09-15 2017-04-26 삼성전자주식회사 무선 전력 전송 및 수신 장치
US8576019B2 (en) * 2011-04-22 2013-11-05 Continental Automotive Systems, Inc Synchronized array power oscillator with leg inductors
US8576017B2 (en) * 2011-04-22 2013-11-05 Continental Automotive Systems, Inc Synchronous full-bridge oscillator
US8576016B2 (en) * 2011-04-22 2013-11-05 Continental Automotive Systems, Inc Synchronous full-bridge power oscillator with leg inductors
US9013856B2 (en) 2011-08-29 2015-04-21 Honeywell International Inc. Ignition exciter system and ignition exciter circuit
DE102012215264B4 (de) * 2012-08-28 2015-01-15 Continental Automotive Gmbh Schaltungsanordnung zum induktiven Heizen eines Kraftstoffeinspritzventils
US10605464B2 (en) 2012-10-15 2020-03-31 Whirlpool Corporation Induction cooktop
ITTO20120896A1 (it) 2012-10-15 2014-04-16 Indesit Co Spa Piano cottura a induzione
US9583948B2 (en) * 2012-10-26 2017-02-28 Analog Devices, Inc. Isolated digital transmission with improved EMI immunity
US9300326B2 (en) * 2012-11-01 2016-03-29 Qualcomm Incorporated Prevention of output supply boosting upon removal of input adapter
EP2744299A1 (de) * 2012-12-11 2014-06-18 BSH Bosch und Siemens Hausgeräte GmbH Hausgeräteinduktionsheizvorrichtung
US10210979B2 (en) 2013-05-27 2019-02-19 Electrolux Appliances Aktiebolag Driver circuit for electromagnetic dispenser
DE102014115139A1 (de) * 2014-10-17 2016-04-21 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Verfahren und Vorrichtung zur Überspannungsbegrenzung einer Wechselspannungserzeugungsanordnung
DE102014226716A1 (de) * 2014-12-19 2016-06-23 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Spannungsverdoppler und Spannungsverdopplungsverfahren zur Verwendung im PMW-Modus
CN105760331B (zh) * 2016-02-22 2018-10-16 英特格灵芯片(天津)有限公司 一种应用于usb-pd通信中的发送器
US10477624B2 (en) * 2016-04-13 2019-11-12 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Systems and methods of quasi-resonant induction heating
JP2018174648A (ja) * 2017-03-31 2018-11-08 オムロン株式会社 Ｌｌｃ共振コンバータ
EP3432682A1 (en) 2017-07-18 2019-01-23 Whirlpool Corporation Method for operating an induction cooking hob and cooking hob using such method
US10993292B2 (en) 2017-10-23 2021-04-27 Whirlpool Corporation System and method for tuning an induction circuit
US11140751B2 (en) 2018-04-23 2021-10-05 Whirlpool Corporation System and method for controlling quasi-resonant induction heating devices
CN112398234A (zh) * 2019-08-19 2021-02-23 广东美的白色家电技术创新中心有限公司 一种输出控制装置、方法和存储介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1357654A (en) * 1970-07-06 1974-06-26 Cunningham R J Induction heating apparatus
CN1703823A (zh) * 2002-10-16 2005-11-30 汤姆森许可贸易公司 容性耦合的电源

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA830610A (en) * 1967-02-18 1969-12-23 Schleicher Regelautomatik G.M.B.H. And Co. Kg Switching system for inductive loads
US4533986A (en) 1983-10-31 1985-08-06 General Electric Company Compact electrical power supply for signal processing applications
GB8523216D0 (en) 1985-09-19 1985-10-23 Oxford Lasers Ltd Lasers
DE69307427T2 (de) 1992-08-20 1997-07-17 Philips Electronics Nv Verschaltgerät für eine Lampe
US5408403A (en) 1992-08-25 1995-04-18 General Electric Company Power supply circuit with power factor correction
US5448137A (en) 1993-01-19 1995-09-05 Andrzej A. Bobel Electronic energy converter having two resonant circuits
US5371439A (en) 1993-04-20 1994-12-06 The Genlyte Group Incorporated Electronic ballast with lamp power regulation and brownout accommodation
US5479172A (en) 1994-02-10 1995-12-26 Racom Systems, Inc. Power supply and power enable circuit for an RF/ID transponder
DE69424668T2 (de) * 1994-08-31 2001-01-25 Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza Spannungsvervielfacher mit linearstabilisierten Ausgangspannung
US5488269A (en) 1995-02-10 1996-01-30 General Electric Company Multi-resonant boost high power factor circuit
US5712536A (en) 1995-07-31 1998-01-27 General Electric Company Reduced bus voltage integrated boost high power factor circuit
US5631523A (en) 1995-09-19 1997-05-20 Beacon Light Products, Inc. Method of regulating lamp current through a fluorescent lamp by pulse energizing a driving supply
US5912812A (en) 1996-12-19 1999-06-15 Lucent Technologies Inc. Boost power converter for powering a load from an AC source
US6181249B1 (en) 1999-01-07 2001-01-30 Sensormatic Electronics Corporation Coil driving circuit for EAS marker deactivation device
US6458164B1 (en) 2000-04-25 2002-10-01 The Penn State Research Foundation Artificial heart with energy recovery
US6317347B1 (en) * 2000-10-06 2001-11-13 Philips Electronics North America Corporation Voltage feed push-pull resonant inverter for LCD backlighting
US7176746B1 (en) * 2001-09-27 2007-02-13 Piconetics, Inc. Low power charge pump method and apparatus
US6670779B2 (en) 2001-12-05 2003-12-30 Koninklijke Philips Electronics N.V. High power factor electronic ballast with lossless switching
US6583999B1 (en) * 2002-01-25 2003-06-24 Appletec Ltd. Low output voltage, high current, half-bridge, series-resonant, multiphase, DC-DC power supply
JP2003257606A (ja) * 2002-03-01 2003-09-12 Fuji Electric Co Ltd 誘導加熱装置の制御方法
JP2004017096A (ja) * 2002-06-17 2004-01-22 Japan Science & Technology Corp 電磁溶接機のコンデンサ充電装置
JP4107150B2 (ja) * 2003-01-28 2008-06-25 松下電器産業株式会社 誘導加熱装置
JP4372488B2 (ja) * 2003-08-19 2009-11-25 東芝三菱電機産業システム株式会社 周波数変換装置
JP4855722B2 (ja) * 2005-06-30 2012-01-18 高周波熱錬株式会社 電力供給制御装置、電力供給装置、電力供給装置の電力供給制御方法、および、誘導加熱装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1357654A (en) * 1970-07-06 1974-06-26 Cunningham R J Induction heating apparatus
CN1703823A (zh) * 2002-10-16 2005-11-30 汤姆森许可贸易公司 容性耦合的电源

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11170931B2 (en) 2015-07-16 2021-11-09 Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg System for an inductive energy transmission from a primary-conductor system to a vehicle having a secondary winding
CN107851505B (zh) * 2015-07-16 2020-06-30 索尤若驱动有限及两合公司 从初级导体系统向具有次级绕组的车辆感应式传输能量的装置
US11515085B2 (en) 2015-07-16 2022-11-29 Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg System for an inductive energy transmission from a primary-conductor system to a vehicle having a secondary winding
CN107851505A (zh) * 2015-07-16 2018-03-27 索尤若驱动有限及两合公司 从初级导体系统向具有次级绕组的车辆感应式传输能量的装置
CN105024585B (zh) * 2015-08-05 2017-11-14 南京国电环保科技有限公司 串联式脉冲电压发生装置及方法
CN105024585A (zh) * 2015-08-05 2015-11-04 南京国电环保科技有限公司 串联式脉冲电压发生装置及方法
CN105072729B (zh) * 2015-09-16 2017-04-12 厦门安东电子有限公司 一种双半桥谐振感应加热电源主电路及其系统
CN105072729A (zh) * 2015-09-16 2015-11-18 厦门安东电子有限公司 一种双半桥谐振感应加热电源主电路及其系统
CN108141923A (zh) * 2015-10-02 2018-06-08 伊莱克斯家用电器股份公司 感应加热方法和系统
CN108141923B (zh) * 2015-10-02 2020-11-06 伊莱克斯家用电器股份公司 感应加热方法和系统
CN109891759B (zh) * 2016-08-29 2022-06-07 集成装置技术公司 用于低功率磁性安全传输的电路和系统
CN109891759A (zh) * 2016-08-29 2019-06-14 集成装置技术公司 用于低功率磁性安全传输的电路和系统
US10963764B2 (en) 2016-08-29 2021-03-30 Integrated Device Technology, Inc. Circuits and systems for low power magnetic secure transmission
CN106793220B (zh) * 2016-12-20 2023-02-03 珠海格力电器股份有限公司 电磁加热装置的电容放电方法、电路及电磁炉
CN106793220A (zh) * 2016-12-20 2017-05-31 珠海格力电器股份有限公司 电磁加热装置的电容放电方法、电路及电磁炉
CN111864825A (zh) * 2019-01-24 2020-10-30 利涅维奇·艾迪韦德·伊凡诺维奇 用于电能回收的方法和装置
CN113992110A (zh) * 2021-11-29 2022-01-28 华能国际电力股份有限公司德州电厂 一种适用于交流电机的驱潮装置及方法
CN114071813A (zh) * 2022-01-18 2022-02-18 中国空气动力研究与发展中心超高速空气动力研究所 一种高压多重电极装置
CN114071813B (zh) * 2022-01-18 2022-03-18 中国空气动力研究与发展中心超高速空气动力研究所 一种高压多重电极装置

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