CN102386850A - 一种压控振荡调制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提出压控振荡调制电路，包括电平调节模块，输入滤波信号VLPF，输出中心频率控制电压Vc；自动增益控制模块，对输入的音频调制信号Uf(t)进行放大，产生频偏控制电压Vm，所述频偏控制电压Vm的幅度受所述中心频率控制电压Vc控制，频偏控制电压Vm同中心频率控制电压Vc成正比；压控振荡器，输入中心频率控制电压Vc和频偏控制电压Vm，输出由第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2构成差分振荡信号，所述的差分振荡信号的中心频率由中心频率控制电压Vc调节，频偏由频偏控制电压Vm调节。该电路载波质量高，频偏恒定，高线性度，受工艺影响小，解决了频偏随工艺和外界条件变化太大的缺陷。

Description

一种压控振荡调制电路

技术领域

本发明涉及调制解调技术，尤其涉及适用于高性能的音频调制电路的压控振荡调制电路。

背景技术

FM调制电路要求输出载波的中心频率固定、频偏恒定、线性度高，但是受工艺和工作环境等影响，导致输出的频偏不能相对恒定，引起失真。

为了实现高稳定度的中心频率，传统的音频调制方式有以下几种：

(1)通过对晶体振荡器调频，但晶体调频的频偏非常小，往往达不到一定的带宽要求；

(2)通过LC振荡实现调频，但中心频率稳定度较差，以至于接收机中发生频率漂移，同时由于采用电感，增加了芯片的面积，增加了成本；

(3)通过锁相调制实现，可以产生高稳定度的中心频率，而且在使用分频器的条件下，频偏可以做的较大，克服了调频和稳频之间的矛盾。

传统的锁相调制电路，如图1所示，包括：

晶体振荡器11，所述的晶体振荡器11用于产生调制电路需要的稳定的频率信号，稳定的频率信号发送至鉴相器12；

鉴相器12，所述的鉴相器12用于将晶体振荡器11输出的稳定的频率信号与分频器14输出的分频信号Uin(t)进行相位比较，产生误差电压，并将误差电压Ud(t)发送至环路滤波器13；

环路滤波器13，所述的环路滤波器13用于将所述的鉴相器12输出的误差电压Ud(t)进行滤波，产生滤波信号VLPF，并将滤波信号VLPF发送至压控振荡调制电路15；

压控振荡调制电路15，所述的压控振荡调制电路15用于将输入的音频调制信号Uf(t)对环路滤波器13输出的滤波信号VLPF进行调制，并产生振荡信号Vosc，振荡信号Vosc的频偏受音频调制信号Uf(t)控制；

分频器14，所述的分频器14用于将来至压控振荡调制电路15的输出信号Vosc进行分频，并将分频信号Uin(t)发送至所述的鉴相器12。

图1所示的锁相调制电路中的环路滤波器的输出和音频调制信号Uf(t)之间没有关联，中心频率和频偏是分开控制的，导致在不同工艺和工作环境下，相同的中心频率下频偏变化比较大，引起失真。

发明内容

本发明旨在解决上述现有技术的不足，提供一种压控振荡调制电路，该电路载波质量高，频偏恒定，高线性度，受工艺影响小，解决了频偏随工艺和外界条件变化太大的缺陷。

压控振荡调制电路，包括：

电平调节模块，所述电平调节模块输入滤波信号VLPF，输出中心频率控制电压Vc，所述中心频率控制电压Vc比所述滤波信号VLPF高，使压控振荡调制电路在滤波信号VLPF较低时能正常工作；

自动增益控制模块，所述自动增益模块对输入的音频调制信号Uf(t)进行放大，产生频偏控制电压Vm，所述频偏控制电压Vm为低频交流信号，所述频偏控制电压Vm的幅度受所述中心频率控制电压Vc控制，频偏控制电压Vm同中心频率控制电压Vc成正比；

压控振荡器，所述压控振荡器输入所述中心频率控制电压Vc和频偏控制电压Vm，输出第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2，所述第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2构成差分振荡信号，所述的差分振荡信号的中心频率由中心频率控制电压Vc调节，频偏由频偏控制电压Vm调节。

进一步，所述控振荡调制电路还包括输出模块，所述输出模块输入第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2，所述输出模块为一个双端转单端缓冲器，输出单端满摆幅电压信号Vosc。

进一步，所述压控振荡器，包括：

频率控制模块，所述频率控制模块接收比较反馈模块输出的第一输出信号Vout1和第二输出信号Vout2，中心频率控制电压Vc调节频率控制模块输出的中心频率，频偏控制电压Vm调节频率控制模块的频偏，频率控制模块输出第一信号Q1和第二信号Q2，所述第一信号Q1和第二信号Q2是一对差分信号；

缓冲模块，所述缓冲模块将频率控制模块同比较反馈模块隔离缓冲，保证频率控制模块不受比较反馈模块干扰，所述第一信号Q1和第二信号Q2经过缓冲模块后得到第三信号C和第四信号D，所述第三信号C和第四号D是一对差分信号，所述第一信号Q1和第二信号Q2的幅值和中心电平高于第三信号C和第四号D，第三信号C与第一信号Q1的相位相同，第四号D与第二信号Q2的相位相同；

比较反馈模块：所述比较反馈模块为正反馈比较器，所述第一信号Q1、第二信号Q2、第三信号C和第四信号D输入比较反馈模块，所述第一信号Q1同第四信号D进行比较，当第一信号Q1的电压高于第四信号D的电压，比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1为高电平，当第一信号Q1的电压低于于第四信号D的电压，比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1为低电平；比较反馈模块所述第二信号Q2同第三信号C进行比较，当第二信号Q2的电压高于第三信号C的电压，比较反馈模块输出的第二输出电压Vout2为高电平，当第二信号Q2的电压低于第三信号C的电压，比较反馈模块输出的第二输出电压Vout2为低电平，比较反馈模块对第一信号Q1和第二信号Q2之间的压差进行放大，直至反馈环路增益为1，达到稳定状态。

进一步，所述频率控制模块包括：第一开关管M11和第三开关管M13构成第一支路，第二开关管M12和第四开关管M14构成第二支路，在第一支路和第二支路之间连接一电容C11，在第一支路和第二支路之间还连接第一电阻R11和第二电阻R12，第三开关管M13和第四开关管M14的栅极分别由比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2控制，第三开关管M13和第四开关管M14的漏极连接电源VDD，第一开关管M11和第二开关管M12的栅极相连并受中心频率控制电压Vc的控制，第一开关管M11和第二开关管M12的源级通过第一电流源I11接地，第一电阻R11的另一端和第二电阻R22之间受频偏控制电压Vm的控制。

进一步，所述缓冲模块包括第五开关管M15、第六开关管M16、第二电流源I12和第三电流源I13，第五开关管M15、第六开关管M16的栅极分别连接电容C11两端，第五开关管M15、第六开关管M16的源极分别经第二电流源I12、第三电流源I13接地，第五开关管M15、第六开关管M16的漏极接电源VDD，所述第五开关管M15和电流源I12构成第一源极跟随器，所述第六开关管M16和第三电流源I13构成第二源极跟随器，第一信号Q1经过第一源极跟随器，通过所述第五开关管M15的源极输出第三信号C，第三信号C的直流电平比第一信号Q1低一个栅源电压，第二信号Q2经过第二源跟随器后，通过所述第六开关管M16的源极输出第四信号D，第四信号D的直流电平比第二信号Q2低一个栅源电压；

在中心频率控制电压Vc的控制下，当所述频率控制模块的第一支路导通时，频率控制模块的第二支路关断，第一支路对电容C11的一端充电，第二支路对电容C11的另一端放电，反之，第一支路关断时，第二支路导通，第一支路对电容C11的一端放电，第二支路对电容C11的另一端充电。

由于第一信号Q1和第二信号Q2之间存在电压差，导致第一开关管M11和第二开关管M12上的电流有偏差，经过缓冲模块的缓冲和比较反馈模块放大，形成正反馈输入到第三开关管M13、第四开关管M14的栅极，导致两个支路的电流差进一步变大，在电容C11上的充放电电流也一直增加；

由于频偏控制电压Vm的变化引起流过第一电阻R11和第二电阻R12的电流变化，导致两个支路的电流差的微小变化，第一电阻R11和第二电阻R12上流过的电流远小于第一开关管M11和第二开关管M12上流过的电流，从而小幅改变振荡频率；

电容C11两端的充放电电流的变化引起了振荡频率的变化，直到第一开关管M11，第二开关管M12，第三开关管M13，第四开关管M14进入深度线性区，整个环路的增益为1，输出稳定的振荡波形。

本发明解决了传统的锁相环电路中的环路滤波器的输出和音频调制信号Uf(t)之间没有关联，以至于中心频率和频偏分开控制，最终在不同工艺和工作环境下，相同的中心频率下频偏变化比较大，引起失真的问题。本发明提出的压控振荡调制电路实现了在不同工艺和工作环境下，相同的中心频率下具有稳定的频偏。

音频调制增益由电阻控制，电阻有较好的线性度，使得音频调制电路的载波质量高，频偏恒定，高线性度，调制频偏受工艺等影响很小。

本发明采用正反馈结构的比较器，并通过对电容充放电，振荡相移很快达到振荡所需要的振荡条件，减少了传统技术中所需的振荡单元的级数，相比传统的多级数的环形振荡器，容易实现高的相位噪声性能。同时本发明同传统技术相比避免了电感的使用，大大减小了芯片面积。

附图说明

图1是传统的锁相调制电路原理图；

图2是本发明的提出的压控振荡调制电路结构图；

图3a是本发明提出的压控振荡调制电路输出的中心频率控制电压Vc和滤波信号VLPF的电压关系示意图；

图3b是音频调制信号UF(t)和本发明提出的压控振荡调制电路输出的频偏控制电压Vm的电压关系示意图；

图3c是本发明提出的压控振荡调制电路输出的差分振荡信号；

图3d是本发明提出的压控振荡调制电路输出的满摆幅电压信号Vosc

图4是本发明提出的压控振荡调制电路输出的满摆幅电压信号Vosc信号的频率示意图

图5是本明提出的压控振荡调制电路的压控振荡器结构示意图；

图6是图5的具体电路结构；

图7是本发明提出的压控振荡调制电路的比较反馈模块具体电路结构；

图8是本发明提出的压控振荡调制电路的Q1，Q2，C，D点的电压在一个周期内的关系示意图；

图9是本发明提出的压控振荡调制电路的自动增益控制模块VGA电路。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步说明。

如图2所示，本发明提出的压控振荡调制电路，包括：

电平调节模块31，所述的电平调节模块31输入环路滤波器13输出的滤波信号VLPF，输出中心频率控制电压Vc，所述中心频率控制电压Vc比所述滤波信号VLPF高，使压控振荡调制电路在滤波信号VLPF较低时能正常工作；

自动增益控制模块(VGA)33，所述的自动增益模块33对输入的音频调制信号Uf(t)进行放大，产生频偏控制电压Vm，所述频偏控制电压Vm为低频交流信号，所述频偏控制电压Vm的幅度受电平调节模块31中心频率控制电压Vc控制，频偏控制电压Vm同中心频率控制电压Vc成正比；

压控振荡器32，所述的压控振荡器32输入中心频率控制电压Vc和频偏控制电压Vm，压控振荡器8输出为第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2，所述第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2构成差分振荡信号，所述的差分振荡信号的中心频率由中心频率控制电压Vc调节，频偏由控制电压Vm调节。

进一步，所述控振荡调制电路还包括输出模块34，所述输出模块34输入第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2，所述输出模块34为一个双端转单端缓冲器，输出单端满摆幅电压信号Vosc。

图3是压控振荡调制电路各点的信号示意图：如图3a所示，电平调节模块31输出的中心频率控制电压Vc比滤波信号VLPF值高出一个晶体管的阈值电压(Vth)；如图3b所示，音频调制信号Uf(t)经过自动增益控制模块(VGA)33处理后输出正弦信号Vm；如图3c所示为差分振荡信号；如图3d所示为输出模块输出的满摆幅电压信号Vosc。

如图4所示为满摆幅电压信号Vosc的频率最大频偏θ_P。

进一步，所述压控振荡器，如图5所示，包括：

频率控制模块42，所述频率控制模块接收比较反馈模块44输出的第一输出信号Vout1和第二输出信号Vout2，中心频率控制电压Vc调节频率控制模块42输出的中心频率，频偏控制电压Vm调节频率控制模块的频偏，频率控制模块42输出第一信号Q1和第二信号Q2，所述第一信号Q1和第二信号Q2是一对差分信号；

缓冲模块43，所述缓冲模块将频率控制模块同比较反馈模块隔离缓冲，保证频率控制模块不受比较反馈模块干扰，有较好的噪声性能，所述第一信号Q1和第二信号Q2经过缓冲模块43后得到第三信号C和第四信号D，所述第三信号C和第四号D是一对差分信号，所述第一信号Q1和第二信号Q2的幅值和中心电平高于第三信号C和第四号D，第三信号C与第一信号Q1的相位相同，第四号D与第二信号Q2的相位相同；

比较反馈模块44：所述比较反馈模块为正反馈比较器，所述第一信号Q1、第二信号Q2、第三信号C和第四信号D输入比较反馈模块44，所述第一信号Q1同第四信号D进行比较，当第一信号Q1的电压高于第四信号D的电压，比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1为高电平，当第一信号Q1的电压低于于第四信号D的电压，比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1为低电平；比较反馈模块所述第二信号Q2同第三信号C进行比较，当第二信号Q2的电压高于第三信号C的电压，比较反馈模块输出的第二输出电压Vout2为高电平，当第二信号Q2的电压低于第三信号C的电压，比较反馈模块输出的第二输出电压Vout2为低电平，比较反馈模块对第一信号Q1和第二信号Q2之间的压差进行放大，直至反馈环路增益为1，达到稳定状态。

如图6所示，压控振荡器的具体电路结构为：

所述频率控制模块42包括：第一开关管M11和第三开关管M13构成第一支路，第二开关管M12和第四开关管M14构成第二支路，在第一支路和第二支路之间连接一电容C11，在第一支路和第二支路之间还连接第一电阻R11和第二电阻R12，第三开关管M13和第四开关管M14的栅极分别由比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2控制，第三开关管M13和第四开关管M14的漏极连接电源VDD，第一开关管M11和第二开关管M12的栅极相连并受中心频率控制电压Vc的控制，第一开关管M11和第二开关管M12的源极通过第一电流源I11接地，第一电阻R11的另一端和第二电阻R22之间受频偏控制电压Vm的控制，

所述缓冲模块包括第五开关管M15、第六开关管M16、第二电流源I12和第三电流源I13，第五开关管M15、第六开关管M16的栅极分别连接电容C11两端，第五开关管M15、第六开关管M16的源极分别经第二电流源I12、第三电流源I13接地，第五开关管M15、第六开关管M16的漏极接电源VDD，所述第五开关管M15和电流源I12构成第一源极跟随器，所述第六开关管M16和第三电流源I13构成第二源极跟随器，第一信号Q1经过第一源极跟随器，通过所述第五开关管M15的源极输出第三信号C，第三信号C的直流电平比第一信号Q1低一个栅源电压，第二信号Q2经过第二源极跟随器后，通过所述第六开关管M16的源级输出第四信号D，第四信号D的直流电平比第二信号Q2低一个栅源电压。

在中心频率控制电压Vc的控制下，当所述频率控制模块的第一支路导通时，频率控制模块的第二支路关断，第一支路对电容C11的一端充电，第二支路对电容C11的另一端放电，反之，第一支路关断时，第二支路导通，第一支路对电容C11的一端放电，第二支路对电容C11的另一端充电；

由于第一信号Q1和第二信号Q2之间存在电压差，导致第一开关管M11和第二开关管M12上的电流有偏差，经过缓冲模块的缓冲和比较反馈模块放大，形成正反馈输入到第三开关管M13、第四开关管M14的栅极，导致两个支路的电流差进一步变大，在电容C11上的充放电电流也一直增加；

由于频偏控制电压Vm的变化引起流过第一电阻R11和第二电阻R12的电流变化，导致两个支路的电流差的微小变化，第一电阻R11和第二电阻R12上流过的电流远小于第一开关管M11和第二开关管M12上流过的电流，从而小幅改变振荡频率；

电容C11两端的充放电电流的变化引起了振荡频率的变化，直到第一开关管M11，第二开关管M12，第三开关管M13，第四开关管M14进入深度线性区，整个环路的增益为1，输出稳定的振荡波形。

第一开关管M11和第二开关管M12上流过交流电流对电容C11充放电，从而决定了振荡频率的大小，由于流过M11和M12的交流电流大小相等，方向相反， $\left|\widetilde{\mathrm{IM}11}\right|=\left|\widetilde{\mathrm{IM}12}\right|,$ 振荡中心频率为 $\mathrm{fosc}=\frac{\left|\widetilde{\mathrm{IM}11}\right|}{4*\mathrm{Vc}*C11},\left|\widetilde{\mathrm{IM}11}\right|\∝{\mathrm{Vc}}^2,$ f_osc∝Vc(其中fosc是压控振荡调制电路的中心频率，

是流过第一开关管M11的平均电流，C11是第一电容C11的容值，Vc是中心频率控制电压)，即压控振荡调制电路的中心频率和中心频率控制电压Vc成正比；

第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2的最大频偏和中心频率的比值为：

$\frac{{\mathrm{\θ}}_p}{\mathrm{fosc}}=\frac{V_A{K}_{\mathrm{MOD}}}{V_C{K}_{\mathrm{VCO}}}=\frac{V_{\mathrm{audioin}}{\mathrm{Av}}_{\mathrm{VGA}}{K}_{\mathrm{MOD}}}{V_C{K}_{\mathrm{VCO}}}$

其中θ_p是振荡器输出信号相对于中心频率的最大频偏，V_A是频偏调制信号Vm的幅度，V_audiom是输入音频调制信号Uf(t)的幅度，K mod是压控振荡器的音频FM调制系数，Kvco是压控振荡器频率增益，VGA的增益Av_VGA受Vc的控制，和Vc成正比关系，所以 $\frac{{\mathrm{\θ}}_p}{\mathrm{fosc}}=\frac{V_{\mathrm{audioin}}{\mathrm{Av}}_{\mathrm{VGA}}{K}_{\mathrm{MOD}}}{V_C{K}_{\mathrm{VCO}}}\∝\frac{V_{\mathrm{audioin}}{K}_{\mathrm{MOD}}}{K_{\mathrm{VCO}}},$ 这个比值和中心频率控制电压Vc无关，可以抵消工艺及环境偏差带来的部分影响。

进一步，所述比较反馈模块，如图7所示，第二十一开关管M21和第二十二开关管M22构成第一差分管，第二十二开关管M22的漏极接负载第二十一电阻R21，第一信号Q1和第四信号D输入第一差分管，如果第一信号Q1的电压比第四信号D的电压高，第二十一开关管M21被打开，第二十二开关管M22关断，电流全部流入第二十一开关管M21所在支路，第二十二开关管M22和第一电阻R21流过的电流为零，第三输出电压F1被拉到高电平；反之，如果第四信号D的电压比第一信号Q1的电压高一定数值，电流全部流入第二十二开关管M22和第二十一电阻R21所在的支路，第三输出电压F1为电源电压Vdd减去第一电阻R21与I21的乘积，即Vdd-R21*I21。同理，二十三开关管M23和第二十四开关管M24构成第二差分管，第二十四开关管M22的漏极接负载第二十二电阻R22，第二信号Q2和第三信号C输入第二差分管，如果第二信号Q2的电压比第三信号C的电压高，第二十三开关管M23被打开，第二十四开关管M24关断，电流全部流入第二十三开关管M23所在支路，第二十四开关管M24和第二十四电阻R24流过的电流为零，第四输出电压F2被拉到高电平；反之，如果第三信号C的电压比第二信号Q2的电压高一定数值，电流全部流入第二十四开关管M24和第二十二电阻R22所在的支路，第四输出电压F2为电源电压Vdd减去第二十二电阻R22与第二十二电流源I22的乘积，即Vdd-R22*I22。第四输出电压F2经过第二十七开关管和第二十四电流源I24构成的跟随器控制第二十五开关M25，第三输出电压F1经过第二十八开关管和电流源I25构成的跟随器控制第二十六开关管M26。当第三输出电压F1为高电平，第四输出F2为低电平时，第二十三电流源I23的电流全部流过第二十六开关管M26和第二十二电阻R22支路，是的第三输出电压F1继续保持高电平输出，第四输出电压F2继续保持低电平；当第三输出电压F1为低电平，第四输出电压F2为高电平时，第二十三电流源I23的电流全部流过第二十五开关管M25和第二十一电阻R21支路，使得第三输出电压F1继续保持低电平输出，第四输出电压F2继续保持高电平输出，即构成锁存保持的作用，使第三输出F1和第四输出F2在第一信号Q1，第二信号Q2的一个周期内只跳变一次，不会引起频率的变化。第一差分管的输出F1和第二差分管的输出F2经过锁存保持跟随器后输出得到第一输出电压VOUT1和第二输出电压VOUT2。

本发明中，由于电平调节模块6输出电压Vc低通滤波器的滤波信号VLPF的直流电平升高得到的，保证了即使在滤波信号VLPF输出电压很低时，也能使第一开关管M11和第二开关管M12导通，同时由于比较反馈模块的正反馈作用，也可以保证第一开关管M11和第二开关管M12导通。

图9是自动增益控制模块的结构图。如图9所示，音频调制信号Uf(t)首先经过一个固定增益的放大器51进行放大，并将音频调制信号Uf(t)由单端输入转为双端输出信号Vp和Vn。双端输出信号Vp和Vn分别输入差分对管第三十一开关管M31和第三十二开关管M32的栅极，第三十一开关管M31至第三十八开关管M38构成了电流放大器，增益和Vc中心频率控制电压Vc相关。假设某一时刻，流过第三十一开关管M31和第三十三开关管M33的电流为第三十一电流I31，流过第三十二开关管M32，和第三十四开关管M34的电流为第三十二电流I32，第三十一电流I31加第三十二电流I32等于第三十三电流I33则I31+I32＝I33。第三十五开关管M35和第三十三开关管M33构成电流镜，第三十一电流I31流过第五开关管M35，第三十六开关管M36支路的电流为

第三十六开关管M36和第三十七开关管M37同样构成电流镜，流过第三十七开关管M37的电流为

同理可导出流过第三十八开关管M38的电流为

则输出端Vm流过的电流为第三十七开关管M37和三十第八开关管M38上电流的差值：

在设计中第三十三开关管M33的大小和第三十四开关管M34一样，第三十六开关管M36的大小和第三十七开关管M37一样，Vm流过的电流可简化为 $(I31-I32)\frac{{(W/L)}_{M35}}{{(W/L)}_{M33}},$ 其中(W/L)_M33、(W/L)_M34，(W/L)_M35(W/L)_M36，(W/L)_M37，(W/L)_M38分别代表第三十三开关管至第三十八开关管的宽长比。由于第三十一开关管和第三十二开关管工作在小信号差分状态，I31和I32的直流电流相等，都等于I33/2，交流电流相反，大小整比于

同时，I33∝Vc²，所以流过自动增益控制模块的输出端的电流正比于Vc，即电流放大器的增益正比于Vc。

加上自动增益控制电路后，频偏的调制受工艺等影响很小，能实现非常稳定的频偏值。

本发明公开了一种具有新型自动增益调节闭合锁相环的频率调制电路，并且参照附图描述了本发明的具体实施方式和效果。应该理解到的是，上述实施例只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，包括但不限于对电流控制模块、频率控制模块、缓冲模块、比较反馈模块、自动增益控制模块的修改、对电路的局部构造的变更，均落入本发明保护范围之内。

Claims (7)

1.压控振荡调制电路，其特征在于包括：

电平调节模块，所述电平调节模块输入滤波信号VLPF，输出中心频率控制电压Vc，所述中心频率控制电压Vc比所述滤波信号VLPF高，使压控振荡调制电路在滤波信号VLPF较低时能正常工作；

自动增益控制模块，所述自动增益模块对输入的音频调制信号Uf(t)进行放大，产生频偏控制电压Vm，所述频偏控制电压Vm为低频交流信号，所述频偏控制电压Vm的幅度受所述中心频率控制电压Vc控制，频偏控制电压Vm同中心频率控制电压Vc成正比；

压控振荡器，所述压控振荡器输入所述中心频率控制电压Vc和频偏控制电压Vm，输出由第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2构成差分振荡信号，所述的差分振荡信号的中心频率由中心频率控制电压Vc调节，频偏由频偏控制电压Vm调节。

2.如权利要求1所述压控振荡调制电路，其特征在于所述控振荡调制电路还包括输出模块，所述输出模块输入第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2，所述输出模块为一个双端转单端缓冲器，输出单端满摆幅电压信号Vosc。

3.如权利要求1或2所述压控振荡调制电路，其特征在于所述压控振荡器，包括：

频率控制模块，所述频率控制模块接收比较反馈模块输出的第一输出信号Vout1和第二输出信号Vout2，中心频率控制电压Vc调节频率控制模块输出的中心频率，频偏控制电压Vm调节频率控制模块的频偏，频率控制模块输出第一信号Q1和第二信号Q2，所述第一信号Q1和第二信号Q2是一对差分信号；

缓冲模块，所述缓冲模块将频率控制模块同比较反馈模块隔离缓冲，保证频率控制模块不受比较反馈模块干扰，所述第一信号Q1和第二信号Q2经过缓冲模块后得到第三信号C和第四信号D，所述第三信号C和第四号D是一对差分信号，所述第一信号Q1和第二信号Q2的幅值和中心电平高于第三信号C和第四号D，第三信号C与第一信号Q1的相位相同，第四号D与第二信号Q2的相位相同；

比较反馈模块：所述比较反馈模块为正反馈比较器，所述第一信号Q1、第二信号Q2、第三信号C和第四信号D输入比较反馈模块，所述第一信号Q1同第四信号D进行比较，当第一信号Q1的电压高于第四信号D的电压，比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1为高电平，当第一信号Q1的电压低于第四信号D的电压，比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1为低电平；比较反馈模块所述第二信号Q2同第三信号C进行比较，当第二信号Q2的电压高于第三信号C的电压，比较反馈模块输出的第二输出电压Vout2为高电平，当第二信号Q2的电压低于第三信号C的电压，比较反馈模块输出的第二输出电压Vout2为低电平，比较反馈模块对第一信号Q1和第二信号Q2之间的压差进行放大，直至反馈环路增益为1，达到稳定状态。

4.如权利要求3所述压控振荡调制电路，其特征在于，

所述频率控制模块包括：第一开关管M11和第三开关管M13构成第一支路，第二开关管M12和第四开关管M14构成第二支路，在第一支路和第二支路之间连接一电容C11，在第一支路和第二支路之间还连接第一电阻R11和第二电阻R12，第三开关管M13和第四开关管M14的栅极分别由比较反馈模块输出的第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2控制，第三开关管M13和第四开关管M14的漏极连接电源VDD，第一开关管M11和第二开关管M12的栅极相连并受中心频率控制电压Vc的控制，第一开关管M11和第二开关管M12的源极通过第一电流源I11接地，第一电阻R11的另一端和第二电阻R12之间受频偏控制电压Vm的控制；

所述缓冲模块包括第五开关管M15、第六开关管M16、第二电流源I12和第三电流源I13，第五开关管M15、第六开关管M16的栅极分别连接电容C11两端，第五开关管M15、第六开关管M16的源极分别经第二电流源I12、第三电流源I13接地，第五开关管M15、第六开关管M16的漏极接电源VDD，所述第五开关管M15和电流源I12构成第一源极跟随器，所述第六开关管M16和第三电流源I13构成第二源极跟随器，第一信号Q1经过第一源极跟随器，通过所述第五开关管M15的源极输出第三信号C，第三信号C的直流电平比第一信号Q1低一个栅源电压，第二信号Q2经过第二源极跟随器后，通过所述第六开关管M16的源级输出第四信号D，第四信号D的直流电平比第二信号Q2低一个栅源电压。

5.如权利要求4所述压控振荡调制电路，其特征在于，在中心频率控制电压Vc的控制下，当所述频率控制模块的第一支路导通时，频率控制模块的第二支路关断，第一支路对电容C11的一端充电，第二支路对电容C11的另一端放电，反之，第一支路关断时，第二支路导通，第一支路对电容C11的一端放电，第二支路对电容C11的另一端充电；

由于第一信号Q1和第二信号Q2之间存在电压差，导致第一开关管M11和第二开关管M12上的电流有偏差，经过缓冲模块的缓冲和比较反馈模块放大，形成正反馈输入到第三开关管M13、第四开关管M14的栅极，导致两个支路的电流差进一步变大，在电容C11上的充放电电流也一直增加；

由于频偏控制电压Vm的变化引起流过第一电阻R11和第二电阻R12的电流变化，导致两个支路的电流差的微小变化，第一电阻R11和第二电阻R12上流过的电流远小于第一开关管M11和第二开关管M12上流过的电流，从而小幅改变振荡频率；

电容C11两端的充放电电流的变化引起了振荡频率的变化，直到第一开关管M11，第二开关管M12，第三开关管M13，第四开关管M14进入深度线性区，整个环路的增益为1，输出稳定的振荡波形。

6.如权利要求3所述压控振荡调制电路，其特征在于，所述压控振荡调制电路的振荡中心频率为 $\mathrm{fosc}=\frac{\left|\widetilde{\mathrm{IM}11}\right|}{4*\mathrm{Vc}*C11},\left|\widetilde{\mathrm{IM}11}\right|\∝{\mathrm{Vc}}^2,$ f_osc∝Vc，其中fosc是压控振荡调制电路的中心频率，是流过第一开关管M11的平均电流，C11是第一电容C11的容值，Vc是中心频率控制电压，即压控振荡调制电路的中心频率和中心频率控制电压Vc成正比。

7.如权利要求3所述压控振荡调制电路，其特征在于第一输出电压Vout1和第二输出电压Vout2的最大频偏和中心频率fosc的比值为：

$\frac{{\mathrm{\θ}}_p}{\mathrm{fosc}}=\frac{V_A{K}_{\mathrm{MOD}}}{V_C{K}_{\mathrm{VCO}}}=\frac{V_{\mathrm{audioin}}{\mathrm{Av}}_{\mathrm{VGA}}{K}_{\mathrm{MOD}}}{V_C{K}_{\mathrm{VCO}}}$

其中θ_p是振荡器输出信号相对于中心频率的最大频偏，V_A是频偏调制信号Vm的幅度，V_audiom是输入音频调制信号Uf(t)的幅度，K mod是压控振荡器的音频FM调制系数，Kvco是压控振荡器频率增益，VGA的增益Av_VGA受Vc的控制，和Vc成正比关系， $\frac{{\mathrm{\θ}}_p}{\mathrm{fosc}}=\frac{V_{\mathrm{audioin}}{\mathrm{Av}}_{\mathrm{VGA}}{K}_{\mathrm{MOD}}}{V_C{K}_{\mathrm{VCO}}}\∝\frac{V_{\mathrm{audioin}}{K}_{\mathrm{MOD}}}{K_{\mathrm{VCO}}},$ 该比值和中心频率控制电压Vc无关。

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