CN102386803A - 压电致动器驱动电路以及压电致动器装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够高效率地驱动压电致动器的压电致动器驱动电路以及压电致动器装置。本发明的压电致动器驱动电路(3)对分极部(4a、4b)被施加驱动电压的压电致动器(2)进行驱动，该压电致动器驱动电路(3)的特征在于，具有：电压源(14)；高压侧开关元件(16)，其连接在分极部与电压源之间；低压侧开关元件(18)，其连接在分极部与接地电位之间；以及开关元件控制电路(12)，其周期性地切换仅将高压侧开关元件设为导通状态的电压施加期间、将高压侧开关元件和低压侧开关元件均设为非导通状态的浮动期间以及仅将低压侧开关元件设为导通状态的接地期间，由此将电压脉冲施加到分极部，驱动压电致动器。

Description

压电致动器驱动电路以及压电致动器装置

技术领域

本发明涉及一种压电致动器驱动电路，特别是涉及一种对具备多个分极部、多个分极部中的至少一个被施加驱动电压的压电致动器进行驱动的压电致动器驱动电路以及具备该压电致动器驱动电路的压电致动装置。

背景技术

驻波型超声波马达(压电马达)等压电致动器通常在一体的压电元件内形成有多个分极部，对这些分极部中的一个或者多个分极部施加来自高压电源的电压脉冲，从而驱动压电致动器。在对多个分极部中的一个施加电压脉冲的致动器中，在使致动器正转(正方向驱动)以及使致动器反转(反方向驱动)的情况下，对不同的分极部施加电压脉冲。另外，在对多个分极部施加电压脉冲的致动器中，施加到各分极部的电压脉冲的波形的相位互不相同，在使致动器正转(正方向驱动)以及使致动器反转(反方向驱动)的情况下，变更各电压脉冲波形的相位关系。

在日本专利4406952号公报(专利文献1)中记载有振动致动器。在该振动致动器中，对振子输入两个交流信号，改变这些交流信号中的至少一个的电压或者相位，由此控制振子的椭圆运动轨迹中的轴的倾斜。

专利文献1：日本专利4406952号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，在记载于日本专利4406952号公报中的振动致动器的驱动装置中，存在难以高效率地驱动致动器的问题。另外，在该振动致动器的驱动装置中，存在依赖于驱动速度而易于产生振荡等难以顺利地控制致动器这种问题。

本发明的目的在于提供一种能够高效率地驱动压电致动器或者能够顺利地驱动压电致动器的压电致动器驱动电路以及具备该压电致动器驱动电路的压电致动装置。

用于解决问题的方案

为了解决上述问题，本发明是一种压电致动器驱动电路，对压电致动器进行驱动，该压电致动器具备多个分极部，多个分极部中的至少一个被施加驱动电压，该压电致动器驱动电路的特征在于，具有：电压源；高压侧开关元件，其连接在分极部与电压源之间，根据控制信号被切换为导通状态或非导通状态；低压侧开关元件，其连接在分极部和接地电位之间，根据控制信号被切换为导通状态或非导通状态；以及开关元件控制电路，其对高压侧开关元件和低压侧开关元件进行控制，周期性地切换电压施加期间、浮动期间以及接地期间，由此将电压脉冲施加到分极部，驱动压电致动器，其中，在电压施加期间仅将高压侧开关元件设为导通状态来将电压源连接到分极部，在浮动期间将高压侧开关元件和低压侧开关元件均设为非导通状态来从电压源和接地电位断开分极部，在接地期间仅将低压侧开关元件设为导通状态来将分极部连接到接地电位。

在具有这种结构的本发明中，电压源经由高压侧开关元件与分极部相连接。另一方面，分极部经由低压侧开关元件与接地电位相连接。开关元件控制电路周期性地切换仅将高压侧开关元件设为导通状态来将电压源连接到分极部的电压施加期间、将高压侧开关元件和低压侧开关元件均设为非导通状态来使分极部与电压源和接地电位断开的浮动期间以及仅将低压侧开关元件设为导通状态来将分极部连接到接地电位的接地期间，由此将电压脉冲施加到分极部。

根据具有这种结构的本发明，在电压施加期间与接地期间之间设置有浮动期间，因此施加到分极部的电压的变化变得平滑，从而能够高效率或者顺利地驱动压电致动器。

在本发明中，优选压电致动器构成为对多个分极部分别施加电压，开关元件控制电路对多个分极部分别施加相位不同的电压脉冲。

根据具有这种结构的本发明，对压电致动器的多个分极部分别施加相位不同的电压脉冲，因此与仅对一个分极部施加电压脉冲的情况相比，能够高效率或者顺利地驱动压电致动器。

在本发明中，优选开关元件控制电路将所包含的浮动期间的长度不同的电压脉冲施加到各分极部。

根据具有这种结构的本发明，将所包含的浮动期间的长度不同的电压脉冲施加到各分极部，因此能够配合作为驱动对象的压电致动器进行适当的驱动。

在本发明中，优选开关元件控制电路对各分极部施加浮动期间的长度相同且在驱动压电致动器的过程中浮动期间的长度发生变化的电压脉冲。

根据具有这种结构的本发明，将在驱动压电致动器的过程中浮动期间的长度发生变化的电压脉冲施加到各分极部，因此能够配合作为驱动对象的压电致动器的状态进行适当的驱动。

在本发明中，优选开关元件控制电路切换执行第一控制模式、第二控制模式以及第三控制模式中的至少两个，其中，在第一控制模式中施加到各分极部的电压脉冲包含长度相同的浮动期间，在第二控制模式中施加到各分极部的电压脉冲分别包含长度不同的浮动期间，在第三控制模式中施加到各分极部的电压脉冲包含长度在驱动压电致动器的过程中发生变化的浮动期间。

根据具有这种结构的本发明，切换执行第一控制模式和第二控制模式，因此与第一控制模式有利的驱动状况以及第二控制模式有利的驱动状况相应地切换控制，由此能够更高效率且顺利地驱动压电致动器。

在本发明中，优选压电致动器是超声波马达，在启动超声波马达时，开关元件控制电路执行第二控制模式，之后，当超声波马达的转速到达规定转速时切换为第一控制模式。

根据具有这种结构的本发明，在启动性良好的第二控制模式下启动超声波马达之后切换为驱动效率良好的第一控制模式，由此能够提高启动性和效率。

在本发明中，优选浮动期间占据所施加的电压脉冲的一个周期中的5％以上。

根据具有这种结构的本发明，能够充分取得浮动期间，因此能够充分提高驱动效率。

在本发明中，优选还具有用于使分极部产生高电压的线圈，高压侧开关元件和低压侧开关元件经由线圈与分极部相连接。

根据具有这种结构的本发明，利用线圈的谐振现象，能够将比电压源的电压高的电压施加到分极部。因此，能够使用电池等来驱动压电致动器。

另外，本发明的压电致动器装置的特征在于，具有：转子；定子，其具备驱动该转子的多个分极部；以及对多个分极部中的至少一个施加驱动电压的本发明的压电致动器驱动电路。

发明的效果

根据本发明的压电致动器驱动电路以及具备该压电致动器驱动电路的压电致动器装置，能够高效率地驱动压电致动器或者顺利地驱动压电致动器。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的压电致动装置整体的框图。

图2是说明内置于本发明的实施方式的压电致动器驱动电路中的A相电压脉冲生成电路的作用的电路图以及时序图。

图3是表示压电致动器进行正转、反转时的各电压脉冲的图。

图4是将A相电压脉冲生成电路和B相电压脉冲生成电路的浮动期间设为相同的情况下的电压脉冲波形。

图5是将B相电压脉冲生成电路的浮动期间设为比A相电压脉冲生成电路的浮动期间短的情况下的电压脉冲波形。

图6是作为比较例而示出的A相电压脉冲生成电路、B相电压脉冲生成电路都未设定浮动期间的情况下的电压脉冲波形。

图7是表示利用本发明的实施方式的压电致动器驱动电路来使压电致动器的转子旋转的情况下的转速与压电致动器驱动电路的消耗电流的关系的图表。

图8是表示利用本发明的实施方式的压电致动器驱动电路来使压电致动器的转子旋转的情况下的电压脉冲波形的频率与转速的关系的图表。

附图标记说明

1：压电致动装置；2：压电致动器；3：压电致动器驱动电路；4a、4b：分极部；5：摩擦部件；6：转子；8：A相电压脉冲生成电路；10：B相电压脉冲生成电路；12：开关元件控制电路；14：高压电源(电压源)；16：高压侧开关元件；18：低压侧开关元件；20：线圈；20a：驱动端子(第一端子)；20b：第二端子；22：高压电源(电压源)；24：高压侧开关元件；26：低压侧开关元件；28：线圈；28a：驱动端子(第一端子)；28b：第二端子；30：开关元件控制电路；32：微型计算机；34：D/A转换器；36：电压控制振荡器；38：移相器。

具体实施方式

接着，参照附图说明本发明的优选实施方式。

首先，参照图1至图3说明本发明的实施方式的压电致动装置。

图1是表示本发明的第一实施方式的压电致动装置整体的框图。图2是说明内置于压电致动器驱动电路中的A相电压脉冲生成电路的作用的电路图以及时序图。图3是表示压电致动器进行正转、反转时的各电压脉冲的图。

如图1所示，本实施方式的压电致动装置1具有压电致动器2以及对该压电致动器2进行驱动的压电致动器驱动电路3。本实施方式的压电致动装置1构成为通过压电致动器驱动电路3对压电致动器2所具备的多个分极部进行驱动，由此使转子6进行正转或者反转。

如图1所示，压电致动器2具有分极部4a、4b、摩擦部件5以及转子6。另外，压电致动器驱动电路3具有A相电压脉冲生成电路8、B相电压脉冲生成电路10、微型计算机32、D/A转换器34、电压控制振荡器36以及移相器38。

分极部4a、4b形成于单一压电特性部件内，分极部4a构成为被A相电压脉冲生成电路8施加电压脉冲，分极部4b构成为被B相电压脉冲生成电路10施加电压脉冲。在本实施方式中，分极部4a、4b包括形成为长方体状的单一压电特性部件4c、安装于其一面的接地电极4d以及安装于该接地电极4d的相反侧的四个电极4e、4f、4g、4h。

将接地电极4d以覆盖压电特性部件4c的一个面整面的方式安装于压电特性部件4c，接地电极4d与接地电位相连接。在压电特性部件4c的与接地电极4d相反侧的面上排列安装有四个电极4e、4f、4g、4h。在图1中，将配置于左上的电极4e与配置于右下的电极4h电连接，另外，将配置于右上的电极4f与配置于左下的电极4g电连接。由此，配置有电极4f、4g的图1中的压电特性部件4c的右上部分与左下部分作为分极部4a而发挥功能，配置有电极4e、4h的左上部分与右下部分作为分极部4b而发挥功能。此外，在本说明书中，将本实施方式那样在单一压电特性部件内形成有多个分极部的结构以及在多个压电特性部件的每个压电特性部件内形成一个分极部的结构称为“多个”分极部。

如图1所示，从A相电压脉冲生成电路8对分极部4a施加超声波频带的交变电压(电压脉冲)，由此分极部4a变形，进行超声波振动。另一方面，从B相电压脉冲生成电路10对分极部4b施加超声波频带的交变电压(电压脉冲)，由此分极部4b变形，进行超声波振动。此外，在本实施方式中，压电致动器2仅具备分极部4a、4b，但是本发明的压电致动器驱动电路还能够应用于具备多组分极部的压电致动器。

摩擦部件5是对转子6加压的突起，构成为与压电特性部件的振动一起振动。当摩擦部件5振动时，被该摩擦部件5按压的转子6向规定方向旋转。

微型计算机32将频率指示信号输出到D/A转换器34，该频率指示信号用于指示从A相电压脉冲生成电路8和B相电压脉冲生成电路10输出的电压脉冲波形的频率。利用该电压脉冲波形的频率来控制压电致动器2的转子6的转速。另外，微型计算机32将用于指示转子6正转、反转的正反转指示信号输出到移相器38。根据该正反转指示信号来变更从移相器38输出的两个驱动信号的相位关系，切换转子6的旋转方向。并且，微型计算机32将浮动期间指示信号输出到A相电压脉冲生成电路8和B相电压脉冲生成电路10，该浮动期间指示信号用于指示从A相电压脉冲生成电路8和B相电压脉冲生成电路10输出的电压脉冲所包含的浮动期间的长度。后面说明电压脉冲的浮动期间。

D/A转换器34将从微型计算机32输入的数字信号转换为模拟信号。如上所述，从微型计算机32输入的数字信号是用于指示电压脉冲波形的频率的频率指示信号，D/A转换器34输出与所指示的频率对应的模拟信号。

电压控制振荡器36是振荡频率根据施加电压而发生变化的振荡器，将频率与从D/A转换器34输入的电压信号对应的矩形波(电压脉冲波形)输出到移相器38。

移相器38生成相对于从电压控制振荡器36输入的电压脉冲波形相位偏移了90°的电压脉冲波形。在本实施方式中，移相器38将从电压控制振荡器36输入的电压脉冲波形直接作为驱动信号而输出到B相电压脉冲生成电路10，并且将相对于该波形相位偏移了90°的电压脉冲波形作为驱动信号输出到A相电压脉冲生成电路8。另外，在本实施方式中，在根据从微型计算机32输入的正反转指示信号而指示了“正转”的情况下，移相器38使输出到A相电压脉冲生成电路8的电压脉冲波形的相位提前90°在指示了“反转”的情况下，使电压脉冲波形的相位延迟90°。

此外，A相与B相的电压脉冲的相位差还可以是±90°以外的相位差。

A相电压脉冲生成电路8具有开关元件控制电路12、作为电压源的高压电源14、高压侧开关元件16、低压侧开关元件18以及线圈20。

开关元件控制电路12构成为根据超声波频带的驱动信号和浮动期间指示信号将高压侧开关元件16和低压侧开关元件18切换为导通状态或者非导通状态。具体地说，开关元件控制电路12能够包括各种逻辑IC等。

高压电源14是产生正的高电压的电压源，与高压侧开关元件16相连接。构成为当高压侧开关元件16切换为导通状态时，经由线圈20对驱动元件施加高电压。

在本实施方式中，高压侧开关元件16包括N沟道型MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)，其栅极端子与开关元件控制电路12相连接，漏极端子与高压电源14相连接，源极端子与线圈20相连接。

在本实施方式中，低压侧开关元件18包括N沟道型MOSFET，其栅极端子与开关元件控制电路12相连接，漏极端子与线圈20相连接，源极端子接地。

线圈20通过作为其第一端子的驱动端子20a与分极部4a相连接，如上所述，第二端子20b与高压侧开关元件16的源极端子、低压侧开关元件18的漏极端子相连接。在此，线圈20和所连接的分极部4a作为LC谐振电路而起作用，选择线圈20的电感值以在压电致动器2的谐振频率附近在驱动端子20a产生适当的高电压。

B相电压脉冲生成电路10具有作为电压源的高电压源22、高压侧开关元件24、低压侧开关元件26、线圈28以及开关元件控制电路30。此外，B相电压脉冲生成电路10与上述A相电压脉冲生成电路8相同，因此省略说明。另外，在图1中，高压电源14与高压电源22分别进行图示，但是它们也能够由相同的高压电源构成。

接着，参照图2说明内置于压电致动器驱动电路3内的A相电压脉冲生成电路8的作用。图2的(a)示出A相电压脉冲生成电路8，图2的(b)是示出A相电压脉冲生成电路8的作用的时序图。图2的(b)的时序图从上段起依次示出驱动信号、高压侧开关元件16的状态、低压侧开关元件18的状态以及线圈20的第二端子20b的电压。

首先，将图2的(b)上段示出的矩形波状的驱动信号输入到开关元件控制电路12。选择驱动信号使得频率在压电致动器2的谐振频率附近，在驱动端子20a产生适当的高电压。

如图2的(b)所示，开关元件控制电路12在驱动信号处于低电平的情况下，将高压侧开关元件16设为非导通状态(断开)，将低压侧开关元件18设为导通状态(接通)。具体地说，开关元件控制电路12将信号发送到高压侧开关元件16和低压侧开关元件18的各栅极端子，切换这些FET的导通、截止。当高压侧开关元件16断开而低压侧开关元件18接通时，线圈20的第二端子20b经由低压侧开关元件18而接地，因此变为0V。

接着，当驱动信号从低电平上升至高电平时，低压侧开关元件18立即被切换为断开，高压侧开关元件16在经过与来自微型计算机32的浮动期间指示信号对应的浮动期间T 1之后被切换为接通。当低压侧开关元件18被切换为断开而高压侧开关元件16被切换为接通时，线圈20的第二端子20b经由高压侧开关元件16与高压电源14相连接，第二端子20b的端子电压上升至高压电源14的电压。

在此，在低压侧开关元件18被断开之后到高压侧开关元件16被接通之前的浮动期间T1的期间内，低压侧开关元件18、高压侧开关元件16断开，在该浮动期间T1(图2的(b)的斜线部分)的期间内，线圈20的第二端子20b在电气上与高压电源14和接地电位断开，成为浮动状态，第二端子20b的电压由于FET的寄生二极管的效应而成为在接地电位至高压电源的电压的范围内且依赖于驱动端子20a的电位、线圈20的电流方向以及电流值的值。

接着，当驱动信号从高电平下降至低电平时，高压侧开关元件16立即被切换为断开，低压侧开关元件18在经过规定的浮动期间T1之后被切换为接通。当高压侧开关元件16被切换为断开而低压侧开关元件18被切换为接通时，线圈20的第二端子20b经由低压侧开关元件18而接地，因此再次变为0V。

另外，在高压侧开关元件16被切换为断开之后到低压侧开关元件18被切换为接通之前的浮动期间T1内也是，线圈20的第二端子20b在电气上与高压电源14和接地电位断开，成为浮动状态。将该浮动期间T1也设定为与浮动期间指示信号相应的长度。

通过反复以上作用，周期地切换仅将高压侧开关元件16设为导通状态来对第二端子20b施加电压的电压施加期间、将高压侧开关元件16和低压侧开关元件18都设为非导通状态来将第二端子20b的电位设定为浮动电位的浮动期间以及仅将低压侧开关元件18设为导通状态来将第二端子20b设定为接地电位的接地期间，来对分极部4a施加电压脉冲。即，在电压施加期间内，分极部4a经由线圈20与高压电源14相连接，在接地期间内，分极部4a经由线圈20与接地电位相连接，在浮动期间内，分极部4a与高压电源14和接地电位断开，变为浮动电位。电压脉冲通过线圈20的电感和分极部4a的电容成分的谐振来对分极部4a施加脉冲状的高电压，压电特性部件4c振动性变形。

内置于压电致动器驱动电路3内的B相电压脉冲生成电路10的结构以及作用与A相电压脉冲生成电路8相同，因此省略说明。此外，在本实施方式中，将相对于A相电压脉冲生成电路8的驱动信号相位偏移90°的矩形波作为驱动信号输入到B相电压脉冲生成电路10，因此由B相电压脉冲生成电路10产生的电压脉冲的相位相对于由A相电压脉冲生成电路8产生的电压脉冲的相位偏移90°。另外，根据从微型计算机32输入的浮动期间指示信号，针对A相电压脉冲生成电路8和B相电压脉冲生成电路10独立地设定包含于电压脉冲波形的浮动期间。因而，可将包含于从两个电压脉冲生成电路分别输出的电压脉冲波形的浮动期间分别设定为任意的长度。

接着，参照图3说明通过A相电压脉冲生成电路8和B相电压脉冲生成电路10而输出的电压脉冲波形的一例。图3的(a)示出使压电致动器2的转子6正转的情况下的电压脉冲波形的一例，图3的(b)示出使转子6反转的情况下的电压脉冲波形的一例。此外，对于从A相电压脉冲生成电路8输出的电压脉冲波形，示出线圈20的第二端子20b的电压，对于从B相电压脉冲生成电路10输出的电压脉冲波形，示出线圈28的第二端子28b的电压。

如图3的(a)所示，在本实施方式中，在使转子6正转的情况下，从A相电压脉冲生成电路8输出的电压脉冲波形相对于从B相电压脉冲生成电路10输出的电压脉冲波形相位提前90°。另外，在图3的(a)示出的例子中，将A相的浮动期间设定为比B相的浮动期间长。

另一方面，如图3的(b)所示，在使转子6反转的情况下，从A相电压脉冲生成电路8输出的电压脉冲波形相对于从B相电压脉冲生成电路10输出的电压脉冲波形相位延迟90°。另外，在图3的(b)示出的例子中，与图3的(a)示出的正转的情况相反地，将A相的浮动期间设定为比B相的浮动期间短。

将包含于电压脉冲波形的浮动期间在电压脉冲上升时、下降时均设定为电压脉冲波形的一个周期的5％～25％，优选设定为10％～20％。或者，将包含于电压脉冲波形的浮动期间在电压脉冲上升时、下降时均设定为0.7μsec～4μsec，优选设定为1.5μsec～3μsec。

接着，参照图4至图8说明本发明的实施方式的压电致动装置1的作用。

图4是将A相电压脉冲生成电路8和B相电压脉冲生成电路10的浮动期间设为相同的情况下的电压脉冲波形，从上段起示出线圈20的第二端子20b的电压、驱动端子20a的电压、线圈28的第二端子28b的电压以及驱动端子28a的电压。在本说明书中，将这种电压脉冲波形称为浮动期间对称波形。

图5是将B相电压脉冲生成电路10的浮动期间设定得比A相电压脉冲生成电路8的浮动期间短的情况下的电压脉冲波形，与图4同样地，从上段起依次示出端子20b、20a、28b、28a的电压。在本说明书中，将这种电压脉冲波形称为浮动期间非对称波形。

作为比较例，在图6中示出A相电压脉冲生成电路8、B相电压脉冲生成电路10均未设定浮动期间的情况下的电压脉冲波形，与图4同样地，从上段起示出端子20b、20a、28b、28a的电压。在本说明书中，将这种电压脉冲波形称为以往的电压脉冲波形。

此外，通常，在电压源与接地电位之间串联连接两个开关元件、通过切换这些开关元件来生成电压脉冲波形的电路中，设置有滞后时间。滞后时间用于在连接于电压源与接地电位之间的各开关元件同时接通时，为了防止电压源与接地电位之间短路而设置两个开关元件同时断开的期间。即，在从仅高压侧开关元件接通的状态切换为仅低压侧开关元件接通的状态的情况下，首先将高压侧开关元件设为断开，在两个开关元件被断开之后，将低压侧开关元件切换为接通。为了使电路正常进行动作而不得不设置这种两个开关元件均断开的滞后时间，为了输出正确的电压脉冲波形，理想的是滞后时间为0。因此，在实际应用的电路中，将滞后时间设定为所需最小限度的长度，通常设定为300nsec左右的极短的期间。

在图6示出的例子中也将滞后时间设定为大约300nsec。另一方面，本发明的实施方式中的浮动期间在高压侧开关元件与低压侧开关元件同时被断开这一点上与滞后时间相同。然而，浮动期间是为了改善压电致动器2的控制特性而积极地设置的期间，并且该期间还被设定为通常的滞后时间的数倍以上，因此在本说明书中，将该期间称为浮动期间来进行区别。

首先，如图4所示，线圈20的第二端子20b的电压脉冲波形在仅低压侧开关元件18被接通的接地期间T3a内成为接地电位，另一方面，在仅高压侧开关元件16被接通的电压施加期间T2a内与高压电源14的电压相等。与此相对，在位于接地期间T3a与电压施加期间T2a之间的浮动期间T1a内第二端子20b处于浮动状态，因此第二端子20b由于FET的寄生二极管的效应而取接地电位至高压电源的电压的范围内且依赖于线圈20的驱动端子20a的电位、线圈20的电流方向以及电流值的电位，并振荡变化。

另一方面，线圈20的驱动端子20a的电压波形大概成为具有在电压施加期间T2a的期间内电压高而在接地期间T3a内电压低这种趋势的波形，但是由于线圈20和分极部4a的谐振等，成为复杂的波形。这是由于第二端子28b的电位由于FET的寄生二极管的效应而取接地电位至高压电源的电压的范围内且依赖于线圈28的驱动端子28a的电位、线圈28的电流方向以及电流值的电位。

并且，线圈28的第二端子28b的电压脉冲波形也具有与第二端子20b的电压波形相同的趋势，不管所设定的浮动期间T1b的长度与浮动期间T1a是否相同，浮动期间T1b内的波形都与第二端子20b不同。这是由于第二端子28b的电位取依赖于线圈28的驱动端子28a的电位的电位。另外，线圈28的驱动端子28a的电压波形也具有与驱动端子20a的电压波形相同的趋势，但是与驱动端子20a的电压波形不同。

此外，在图4示出的浮动期间对称波形中，浮动期间T1a、T1b为1.52μsec，电压施加期间T2a、T2b和接地期间T3a、T3b为5.76μsec。

接着，在图5示出的电压脉冲波形中，B相电压脉冲生成电路10的浮动期间T1b被设定得比A相电压脉冲生成电路8的浮动期间T1a短。另外，驱动端子20a的波形和驱动端子28a的波形变得更平滑，接近正弦波。

此外，在图5的浮动期间非对称波形中，浮动期间T1a为2.92μsec，电压施加期间T2a以及接地期间T3a为4.36μsec，浮动期间T1b为1.24μsec，电压施加期间T2b以及接地期间T3b为6.04μsec。

接着，作为比较例而在图6示出的以往的电压脉冲波形中，第二端子20b、28b的电压脉冲波形为电压施加期间T2与接地期间T3交替出现的准确的矩形波。此外，在图6示出的电压脉冲波形中也设置有高压侧和低压侧开关元件同时被断开的滞后时间，但是与浮动期间相比极短，因此其影响未表现在电压脉冲波形上。

另一方面，在图6中，驱动端子20a的波形以及驱动端子28a的波形与图4、图5示出的电压波形相比，波动大。特别是，在第二端子20b、28b的电位从接地电位上升至高电压源的电位的瞬间，单调增加的驱动端子的电位临时下降之后再次增加。认为这是由于在未设置浮动期间的比较例中，第二端子20b、28b的电位始终被约束在接地电位或者高电压源的电位，因此驱动端子20a、28a的电位受其影响而产生波动。

与此相对，在图4以及图5示出的例子中，在接地电位与高电压源的电位切换的期间，由于设置有具有规定长度的浮动期间，因此第二端子20b、28b能够在接地电位至高电压源的电压的范围内取自由的电位。因此，认为不会发生各线圈的驱动端子的电位受到第二端子的电位的影响产生波动而成为复杂的波形这种情况。

接着，参照图7以及图8说明由本发明的实施方式的压电致动器驱动电路3对压电致动器2进行控制的控制效果。

图7是表示利用本实施方式的压电致动器驱动电路3来使超声波马达，即压电致动器2的转子6旋转的情况下的转速与压电致动器驱动电路3的消耗电流的关系的图表。在图7的图表中，使用粗实线示出利用图4示出的浮动期间对称波形来驱动压电致动器2的结果，使用虚线示出利用图5示出的浮动期间非对称波形来进行驱动的结果，作为比较例，使用细实线示出利用图6示出的以往的电压脉冲波形来进行驱动的结果。

根据图7可知，在本实施方式的压电致动器驱动电路3中，在利用浮动期间对称波形和浮动期间非对称波形来驱动压电致动器2的情况下，随着转速增加而消耗电流大致单调地增加。与此相对，可知在利用图6示出的以往的电压脉冲波形来进行的驱动中，整体上消耗电流多于本实施方式的压电致动器驱动电路3的消耗电流，压电致动器2的驱动效率差。另外，可知在利用以往的电压脉冲波形进行的驱动中，在低转速时，存在驱动电流非常大的区域。认为这是由于如图6所示那样，在以往的电压脉冲波形中出现于驱动端子的电压波形的波动大，而在特定的频带中效率明显降低。

并且，当比较使用粗实线示出的利用浮动期间对称波形进行驱动的消耗电流和使用虚线示出的利用浮动期间非对称波形进行驱动的消耗电流时，两者的消耗电流大致相同，但是在高转速区域中，使用虚线示出的浮动期间非对称波形一方的消耗电流稍多。即，可知在规定的高转速区域中，包含于A相的电压脉冲波形和B相的电压脉冲波形中的浮动期间相同的浮动期间对称波形的驱动效率好。

图8是表示利用本实施方式的压电致动器驱动电路3来使压电致动器2的转子6旋转的情况下的电压脉冲波形的频率与转速的关系的图表。在图8的图表中，使用粗实线示出利用图4示出的浮动期间对称波形来驱动压电致动器2的结果，使用虚线示出利用图5示出的浮动期间非对称波形来进行驱动的结果，作为比较例，使用细实线示出利用图6示出的以往的电压脉冲波形来进行驱动的结果。

如图8所示，压电致动器2具有电压脉冲波形的频率越低则转速越高的趋势。因而，在从压电致动器2停止的状态起启动的情况下，使电压脉冲波形的频率从高频逐渐降低。根据图8可知，利用虚线示出的、包含于A相的电压脉冲波形和B相的电压脉冲波形中的浮动期间不同的浮动期间非对称波形时，转子6开始旋转的电压脉冲波形的频率值最高。关于虚线的图表，在转子6开始旋转之后，在低速区域中，在电压脉冲波形的频率降低的同时转速大致单调地上升，因此还能够容易地执行转子6的转速控制，特别是在进行停止位置控制时有利。

在使用细实线示出的以往的电压脉冲波形时，转子6开始旋转的频率第二高。然而，细实线的图表存在在频率降低过程中转速大致下降到0的区域。即，在以往的电压脉冲波形中，存在当要以某一频率驱动压电致动器2时转子6停止的情况，难以自由地控制转子6的转速。

另外，在图8中使用粗实线示出的浮动期间对称波形中，到最低频率之前转子6不开始旋转，并且开始旋转时的转速高于其它波形时的转速，因此在低速区域的控制性比浮动期间非对称波形差，但是在开始旋转之后在频率降低的同时转速单调地增加，示出良好的控制性。

如图7所示，关于压电致动器2的驱动效率，使用图4示出的浮动期间对称波形的控制最优。另外，如图8所示，关于压电致动器2的启动性，使用图5示出的浮动期间非对称波形的控制最优。因而通过切换执行使用浮动期间对称波形的第一控制模式和使用浮动期间非对称波形的第二控制模式，能够构成更优的压电致动器驱动电路3。

特别是，在通过使用了图5示出的浮动期间非对称波形的第二控制模式来启动压电致动器2，使电压脉冲波形降低到规定的频率来使转速上升之后，切换为使用了图4示出的浮动期间对称波形的第一控制模式来进行控制，能够实现良好的控制性和高驱动效率。

根据本发明的实施方式的压电致动装置1，在电压施加期间T2与接地期间T3之间设置有浮动期间T1(图4、图5)，因此施加到分极部4a、4b的电压的变化变得平滑，能够高效率或者顺利地驱动压电致动器2。

根据本发明的实施方式的压电致动装置1，将相位不同的电压脉冲分别施加到压电致动器2的分极部4a、分极部4b，因此与仅对一个分极部施加电压脉冲的情况相比，能够高效率或者顺利地驱动压电致动器2。

根据本发明的实施方式的压电致动装置1，能够将浮动期间的长度相互不同的电压脉冲施加到分极部4a、分极部4b，因此能够配合作为驱动对象的压电致动器2进行适当的驱动。

根据本发明的实施方式的压电致动器1，能够切换执行使用了浮动期间对称波形的第一控制模式和使用了浮动期间非对称波形的第二控制模式，因此通过与第一控制模式有利的驱动状况以及第二控制模式有利的驱动状况相应地切换控制，能够更高效率地、顺利地驱动压电致动器。

根据本发明的实施方式的压电致动装置1，通过在启动性良好的第二控制模式下启动超声波马达之后切换为驱动效率良好的第一控制模式，能够提高启动性和效率。

根据本发明的实施方式的压电致动装置1，通过设置与包含于通常的驱动电路的电压脉冲的滞后时间相比非常长的、占据电压脉冲一个周期中的大约10％的浮动期间，能够充分提高压电致动器驱动电路的驱动效率。

根据本发明的实施方式的压电致动装置1，高压侧开关元件16、24以及低压侧开关元件18、26经由线圈20、28与分极部4a、4b相连接，因此利用线圈20、28的谐振现象，能够将比电压源14、22的电压高的电压施加到分极部4a、4b。这样，在开关元件与分极部之间连接有线圈这种方式的压电致动器驱动电路中，具有由于中间存在线圈而驱动电路的输出阻抗变高的趋势，但是根据本实施方式的压电致动器驱动电路，通过在电压脉冲波形中设置浮动期间，能够抑制线圈产生的电动势等的不良影响、或者利用线圈产生的电动势，来高效率地驱动压电致动器。

以上，说明了本发明的优选实施方式，能够对上述实施方式进行各种变更。特别是，在上述实施方式中，压电致动器驱动电路使用于驱动转子的压电致动器的驱动，但是本发明的压电致动器驱动电路能够应用于线型致动器等任意的压电致动器的驱动。

另外，在上述实施方式中，压电致动器驱动电路构成为能够进行正转和反转驱动，但是还能够将本发明应用于仅能够进行一个方向驱动的压电致动器驱动电路。

并且，在上述实施方式中，压电致动器驱动电路将相位不同的电压脉冲波形施加到两个分极部，但是还可以将本发明应用于仅对一个分极部施加电压脉冲波形的压电致动器驱动电路。

另外，在上述实施方式中，在开关元件与分极部之间连接有线圈，但是还能够将本发明应用于不设置线圈方式的压电致动器驱动电路。

并且，在上述实施方式中，使用正的高压电源对驱动元件进行驱动，但是还能够使用负的高压电源作为高压电源。另外，在上述实施方式中，使用N沟道型MOSFET作为开关元件，但是考虑高压电源的极性等，还能够使用P沟道型MOSFET作为开关元件。

另外，在上述实施方式中，对在单一压电特性部件内形成多个分极部的压电致动器进行控制，但是能够将本发明应用于将分极部分割成多层、交替地层叠接地电极、驱动电极而成的类型的压电致动器等各种致动器。

并且，在上述实施方式中，浮动期间对称波形以及浮动期间非对称波形始终具有固定的浮动期间，但是作为变形例，还能够在驱动压电致动器的过程中改变浮动期间。例如，在浮动期间对称波形中，还能够进行控制使得A相和B相的浮动期间保持为相同并且在驱动过程中使浮动期间延长或者缩短。

另外，还能够适当地切换执行在驱动过程中改变浮动期间的第三控制模式、上述的使用了浮动期间对称波形的第一控制模式以及使用了浮动期间非对称波形的第二控制模式。

Claims (10)

1.一种压电致动器驱动电路，对压电致动器进行驱动，该压电致动器具备多个分极部，多个上述分极部中的至少一个分极部被施加驱动电压，该压电致动器驱动电路的特征在于，具有：

电压源；

高压侧开关元件，其连接在上述分极部与上述电压源之间，根据控制信号被切换为导通状态或非导通状态；

低压侧开关元件，其连接在上述分极部和接地电位之间，根据控制信号被切换为导通状态或非导通状态；以及

开关元件控制电路，其对上述高压侧开关元件和上述低压侧开关元件进行控制，周期性地切换电压施加期间、浮动期间以及接地期间，由此将电压脉冲施加到上述分极部，驱动上述压电致动器，其中，在电压施加期间仅将上述高压侧开关元件设为导通状态来将上述电压源连接到上述分极部，在浮动期间将上述高压侧开关元件和上述低压侧开关元件均设为非导通状态来从上述电压源和上述接地电位断开上述分极部，在接地期间仅将上述低压侧开关元件设为导通状态来将上述分极部连接到接地电位。

2.根据权利要求1所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，

上述压电致动器构成为对多个上述分极部分别施加电压，上述开关元件控制电路对多个上述分极部分别施加相位不同的电压脉冲。

3.根据权利要求2所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，

上述开关元件控制电路将所包含的浮动期间的长度不同的电压脉冲施加到各上述分极部。

4.根据权利要求2所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，

上述开关元件控制电路对各上述分极部施加浮动期间的长度相同且在驱动压电致动器的过程中浮动期间的长度发生变化的电压脉冲。

5.根据权利要求2所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，

上述开关元件控制电路切换执行第一控制模式、第二控制模式以及第三控制模式中的至少两个，其中，在第一控制模式中施加到各上述分极部的电压脉冲包含长度相同的浮动期间，在第二控制模式中施加到各上述分极部的电压脉冲分别包含长度不同的浮动期间，在第三控制模式中施加到各上述分极部的电压脉冲包含长度在驱动压电致动器的过程中发生变化的浮动期间。

6.根据权利要求5所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，

上述压电致动器是超声波马达，在启动上述超声波马达时上述开关元件控制电路执行上述第二控制模式，之后，当上述超声波马达的转速到达规定转速时，上述开关元件控制电路切换为上述第一控制模式。

7.根据权利要求1～6中的任一项所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，

上述浮动期间占据所施加的电压脉冲的一个周期中的5％以上。

8.根据权利要求1～6中的任一项所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，

还具有用于使上述分极部产生高电压的线圈，上述高压侧开关元件和上述低压侧开关元件经由上述线圈与上述分极部相连接。

9.根据权利要求7所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，

还具有用于使上述分极部产生高电压的线圈，上述高压侧开关元件和上述低压侧开关元件经由上述线圈与上述分极部相连接。

10.一种压电致动器装置，其特征在于，具有：

转子；

定子，其具备驱动该转子的多个分极部；以及

对多个上述分极部中的至少一个分极部施加驱动电压的权利要求1～9中的任一项所述的压电致动器驱动电路。

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