CN102377468A

CN102377468A - 用于操作无线通信设备的方法和装置

Info

Publication number: CN102377468A
Application number: CN2011101536949A
Authority: CN
Inventors: 郑军; 文科·厄斯戈
Original assignee: Zyray Wireless Inc
Current assignee: Avago Technologies General IP Singapore Pte Ltd
Priority date: 2010-06-09
Filing date: 2011-06-09
Publication date: 2012-03-14
Anticipated expiration: 2031-06-09
Also published as: EP2395678A1; EP2395678B1; TW201212572A; TWI487312B; EP3462634A1; EP3462634B1; CN102377468B; US8619655B2; HK1167938A1; US20110305178A1

Abstract

本发明涉及操作无线通信设备的方法和装置。循环移位延迟(CSD)短训练字段(STF)被用于多用户、多址接入和/或MIMO无线通信中。合理设计的CSD STF被应用于无线通信系统中的通信，从而确保在其中传输的数据包的各个部分之间最小化的功率误差。数据包的第一部分可以是短训练字段(STF)，数据包的第二部分可以是净荷载(例如，数据部分)。通过将这样的合理设计的CSD STF应用到数据包，接收对应于该数据包的信号的无线通信设备不需要执行额外的或非常明显的功率回退(例如，关于自动增益控制(AGC)处理之后的信号)，从而简化该信号的处理，并且潜在地还减小表达该信号的数字采样版本所需要的有效模数转换器(ADC)位的总数量。

Description

用于操作无线通信设备的方法和装置

技术领域

本发明总地涉及通信系统；并且更具体地，本发明涉及多用户、多址接入和/或MIMO无线通信系统内的多天线循环位移延迟(cyclic shift delay，CSD)。

背景技术

众所周知，通信系统的作用是支持无线和/或有线通信设备之间的无线和有线通信。此类通信系统的范围涵盖从国内和/或国际蜂窝电话系统，到互联网，再到点对点室内无线网络的多种通信系统。每种通信系统都依照一种或多种通信标准来建造和工作。例如，无线通信系统可依照包括但不限于IEEE802.11x、蓝牙、高级移动电话系统(AMPS)、数字AMPS、全球移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)、本地多点分布系统(LMDS)、多道多点分布系统(MMDS)和/或其各种版本在内的一种或多种标准来工作。

根据无线通信系统的类型，无线通信设备如蜂窝电话、对讲机、个人数字助理(PDA)、个人计算机(PC)、笔记本电脑、家庭娱乐设备等，直接或间接的与其他无线通信设备进行通信。在直接通信(也称为点对点通信)过程中，参与其中的无线通信设备将其接收器和发射器调谐到相同的一条或多条信道(例如无线通信系统多个射频(RF)载波中的一个，或某些系统的一特定频率)，然后通过该信道进行通信。在间接无线通信过程中，每个无线通信设备通过分配的信道直接的与相关联的基站(例如提供蜂窝服务的基站)和/或接入点(例如，室内或建筑物内的无线网络)通信。为完成无线通信设备之间的通信连接，相关联的基站和/或接入点彼此之间再通过系统控制器、公共交换电话网、互联网和/或其他一些广域网直接进行通信。

参与到无线通信中的每个无线通信设备都包括内置的无线收发器(也就是接收器和发射器)，或者连接到相关联的无线收发器(例如室内和/或建筑物内无线通信网络的机站、RF调制解调器等)上。众所周知，接收器与天线相连，并包括低噪音放大器、一个或多个中频级、滤波级和数据恢复级。低噪音放大器通过天线和放大器接收输入的RF信号。一个或多个中频级将放大的RF信号与一个或多个本地振荡混频，从而将放大的RF信号转换成基带信号或中频(IF)信号。滤波级将无用信号从基带信号中滤除，生成滤波信号。数据恢复级依照特定的无线通信标准，从滤波信号中恢复出原始数据。

众所周知，发射器包括数据调制级、一个或多个中频级和功率放大器。该数据调制级依照特定的无线通信标准将原始数据转换为基带信号。一个或多个中频级将该基带信号与一个或多个本机振荡混频以产生射频信号。在通过天线发射之前，由功率放大器将该射频信号放大。

一般来说，发射器包括一个天线用于发射RF信号，该RF信号由接收器的一个单天线或多天线(可选择地是多个天线)来接收。当接收器包括有两个或多个天线时，接收器将选择其中之一接收输入的射频RF信号。在此情况下，发射器和接收器之间的无线通信是单输出单输入(SISO)通信，即使接收器具有多个天线用作分集天线(即，选择其中之一来接收输入的RF信号)。对于SISO无线通信，收发器具有一个发射器和一个接收器。当前，遵循IEEE 802.11、802.11a、802.11b或802.11g的大部分无线局域网络(WLAN)采用SISO无线通信。

其它类型的无线通信有单输入多输出(SIMO)、多输入单输出(MISO)和多输入多输出(MIMO)。在SIMO无线通信中，单个发射器将数据处理成射频信号发送给接收器。接收器具有两个或多个天线以及两条或多条接收路径。每个天线接收RF信号并将其提供给相应的接收路径(例如，LNA、下变频转换模块、滤波器、和ADC)。每条接收路径将接收的RF信号处理成数字信号，该数字信号被合并并然后被处理以恢复得到发射的数据。

对于MISO无线通信，发射器具有两条或多条发射路径(例如，DAC、滤波器、上变频转换模块、和功率放大器)，每条路径将基带信号的相应部分转换成RF信号，通过天线发射给接收器。接收器具有单个接收器路径，从发射器接收多个RF信号。此种情况下，接收器使用波束赋形来将多个RF信号合并成一个信号进行处理。

对于MIMO无线通信，发射器和接收器均具有多个路径。这种通信中，发射器使用空时编码函数来并行处理数据以产生一个或多个数据流。发射器具有多个发射路径，将每个数据流转换成多个RF信号。接收器通过多个接收路径接收多个RF信号，利用空是解码函数重新获得数据流。重获的数据流被合并并且随后被处理以恢复出原始数据。

通过各种类型的无线通信(例如，SISO、MISO、SIMO、MIMO)，可以期望使用一个或多种类型的无线通信来增强WLAN内的数据吞吐量。例如，在MIMO通信内可以相比于SISO通信实现高数据率。然而，大部分的WLAN中具有老式无线通信设备(即遵循较旧版本的无线通信标准的设备)。这样的话，支持MIMO无线通信的发射器还必须向后兼容老式设备以便在大部分的现有WLAN中工作。

因此，需要一种WLAN设备能够实现高数据吞吐量而又能向后兼容老式设备。

发明内容

本发明所涉及的装置和操作方法将在以下部分进行进一步的描述。

根据本发明的一方面，本发明提供一种操作无线通信设备的方法，所述方法包括：

生成数据包，所述数据包包括循环位移延迟(CSD)短训练字段(STF)和依据多个CSD的净荷载，所述多个CSD中的每个分别是一时间周期的整数倍，用于最小化与所述CSD STF相关联的第一功率和与所述净荷载相关联的第二功率之间的差异；以及

经由多个天线，发射包括所述数据包的信号到多个无线通信设备，使得所述多个天线中的每个在各自的时间依据所述多个CSD中相应的一个进行发射。

优选地：

所述数据包是多用户数据包；并且所述方法还包括：

在发射包括管理帧的至少一个额外信号到所述多个无线通信设备之后，经由所述多个天线，发射包括所述多用户数据包的所述信号到所述多个无线通信设备；以及

生成所述管理帧，所述管理帧指出所述多用户数据包欲达的是所述多个无线通信设备中的哪个，并且指出所述多用户数据包的传送所用的多个数据流。

优选地：

所述多个CSD兼容第一通信协议；以及

所述多个CSD向后兼容第二通信协议，所述第二通信协议是相对于所述第一通信协议的老式通信协议。

优选地：

所述多个CSD全部对应于所述第一通信协议；并且

所述多个CSD的子集对应于所述第二通信协议。

优选地，所述方法还包括：

当使用全部所述多个天线发射所述信号时，采用全部所述多个CSD；以及

当使用少于全部所述多个天线的天线发射所述信号时，采用所述多个CSD的子集。

优选地：

所述无线通信设备是接入点(AP)；并且

所述多个无线通信设备是多个无线站(STA)。

根据一方面，本发明提供一种装置，包括：

基带处理模块，用于生成数据包，所述数据包包括循环位移延迟(CSD)短训练字段(STF)和依据多个CSD的净荷载，所述多个CSD用于最小化与所述CSD STF相关联的第一功率和与所述净荷载相关联的第二功率之间的差异；以及

多个天线，用于发射包括所述数据包的信号到多个无线通信设备；并且其中：

所述多个CSD中的每个分别是一时间周期的整数倍；并且

所述多个天线中的每个在各自的时间依据所述多个CSD中相应的一个进行发射。

优选地：

所述数据包是多用户数据包；

所述多用户数据包的第一部分欲达所述多个无线通信设备中的第一无线通信设备；并且

所述多用户数据包的第二部分欲达所述多个无线通信设备中的第二无线通信设备。

优选地：

所述数据包是多用户数据包；

所述多个天线在发射包括管理帧的至少一个额外信号到所述多个无线通信设备之后，发射包括所述多用户数据包的所述信号到所述多个无线通信设备；并且

所述基带处理模块生成所述管理帧，所述管理帧指出所述多用户数据包欲达的是所述多个无线通信设备中的哪个，并且指出所述多用户数据包的传送所用的多个数据流。

优选地：

所述多个CSD兼容第一通信协议；以及

优选地：

所述多个CSD全部对应于所述第一通信协议；并且

所述多个CSD的子集对应于所述第二通信协议。

优选地

所述时间周期是50纳秒、25纳秒或12.5纳秒；并且

多个CSD中的每个位于0纳秒到800纳秒的范围内。

优选地：

所述时间周期是50纳秒、25纳秒或12.5纳秒；并且

多个CSD中的每个位于0纳秒到200纳秒的范围内。

优选地：

在使用全部所述多个天线发射所述信号时，采用全部所述多个CSD；并且

在使用小于全部所述多个天线的天线发射所述信号时，采用所述多个CSD的子集。

根据一方面，本发明提供一种装置，包括：

基带处理模块，用于生成

管理帧，所述管理帧指出多用户数据包欲达的是多个无线通信设备中的哪个，并且指出所述多用户数据包的传送所用的多个数据流；

所述多用户数据包，包括循环位移延迟(CSD)短训练字段(STF)和依据多个CSD的净荷载，其中所述多个CSD用于最小化与所述CSD STF相关联的的第一功率和与所述净荷载相关联的第二功率之间的差异；以及

多个天线，用于发射

包括所述管理帧的第一信号到所述多个无线通信设备；以及

包括所述多用户数据包的第二信号到所述多个无线通信设备；并且其中：

所述多个CSD中的每个分别是一时间周期的整数倍；并且

所述多个天线中的每个在各自的时间依据所述多个CSD中相应的一个进行发射；

优选地：

所述多个CSD兼容第一通信协议；以及

优选地：

所述多个CSD全部对应于所述第一通信协议；并且

所述多个CSD的子集对应于所述第二通信协议。

优选地：

所述装置是接入点(AP)；并且

所述多个无线通信设备是多个无线站(STA)。

本发明的其他特征和优点将从以下参考附图的本发明的详细描述变得明显。

附图说明

图1是无线通信系统的一个实施例的示意图；

图2是无线通信设备的一个实施例的示意图；

图3是射频(RF)发射器的一个实施例的示意图；

图4是RF接收器的一个实施例的示例图；

图5是用于数据基带处理的方法的一个实施例的流程图；

图6是进一步定义图5中的步骤120的方法的一个实施例的流程图；

图7-9分别是编码加扰数据的各个实施例的示意图；

图10A和图10B分别是无线发射器的实施例的示意图；

图11A和图11B分别是无线接收器的实施例的示意图；

图12是根据本发明的以个或多个不同方面和/或实施例工作的接入点(AP)和多个WLAN设备的实施例的示意图；

图13是无线通信设备以及可用于支持与至少一个额外无线通信设备通信的群集的实施例的示意图；

图14是具有依照循环位移延迟(CSD)操作的多个天线的无线通信设备(例如，AP、WLAN设备或其他无线通信设备)的另一实施例的示意图。

图15A是可以与诸如WLAN设备的无线通信设备结合使用的帧格式的实施例的示意图。

图15B是可以与诸如WLAN设备的无线通信设备结合使用的帧的至少两个相应信号部分的实施例的示意图。

图16、图17、图18、图19、图20、图21、图22和图23分别是作为各种CSD的自动增益控制(AGC)功率的函数的累积密度函数(CDF)曲线的各个实施例的示意图。

图24和图25分别是作为各种CSD的自动增益控制(AGC)功率的函数的累积密度函数(CDF)曲线的各个实施例的示意图。

图26、图27、图28和图29分别是在AGC误差范围方面比较不同的CSD选择的各个实施例的示意图。

图30A、图30B和图30C分别是应用CSD到数据包的相应部分从而最小化其各个部分之间的功率误差的各个实施例的示意图。

图31A、图31B、图32A、图32B、图33A和图33B分别是操作无线通信设备的方法的各个实施例的示意图。

具体实施方式

图1是无线通信系统10的一个实施例的框图，该无线通信系统包括多个基站和/或接入点12-16、多个无线通信设备18-32和网络硬件34。无线通信设备18-32可以为笔记本电脑主机18和26、个人数字助理主机20和30、个人电脑主机24和32和/或移动电话主机22和28。将会结合图2更详细地说明这个无线通信设备的实施例。

基站(BS)或接入点(AP)通过局域网连接36、38和40可操作地连接到网络硬件34，网络硬件34可以是路由器、开关、网桥、调制解调器、系统控制器及其它为通信系统提供广域网连接42。每个基站或接入点12-16都有相关的天线或天线阵列，以在这个区域内与无线通信设备进行通信。通常，无线通信设备向特定的基站或接入点12-14注册以从通信系统10接收服务。对于直接的连接(例如，点到点的通信)，无线通信设备直接通过分配的通道通信。

通常，基站被用于手机系统(例如，高级移动电话系统(AMPS)、数字AMPS、全球移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)、区域多点传输服务(LMDS)、多频道多点传输系统(MMDS)、增强型数据速率GSM演进(EDGE)、通用分组无线服务技术(GPRS)、高速下行分组接入(HSDPA)、高速上行分组接入(HSUPA)和/或其它的变化)和类似的系统，然而，接入点被用于家庭或楼宇无线网络(如，IEEE802.11、蓝牙、ZigBee、任何其它类型的基于网络协议的无线射频和/或其变化)。不考虑典型类型的通信系统，每个无线通信设备都包括内置无线设备和/或连接于无线设备，这种无线通信设备可操作地根据在此提供的本发明的多个方面以提高性能、节省成本、减小体积和/或提高宽频应用。

图2是无线通信设备一个实施例的图，该无线通信设备包括主机设备18-32和相关的无线设备60。对于个人数字助理主机、笔记本主机和/或个人电脑主机，无线设备60可内置或外接于元件。对于接入点或基站，元件通常被置入单一结构中。

如图所示，主机设备18-32包括处理模块50、存储器52、射频接口54、输入接口58和输出接口56。处理模块50和存储器52运行主机设备所下达的相关指令，例如，对于移动电话主机设备，处理模块50根据特定的移动电话标准执行相关的通信功能。

射频接口54允许从无线设备60接收数据或向无线设备发送数据，对于从无线设备60接收的数据(入站数据)，射频接口54向处理模块50提供数据以进一步处理和/或路由到输出接口56。输出接口56向显示输出设备(如显示器、监视器、扬声器等这种可显示接收数据的设备)提供连接。射频接口54也可将数据从处理模块50提供到无线设备60。处理模块50可从输入设备(如键盘、小键盘、麦克风及其它能通过输入接口58的设备或自己能产生数据的设备)接收出站数据，对于从输入接口58接收的数据，处理模块50可对数据执行相关的主机功能和/或通过射频接口54将数据路由到无线设备60。

无线设备60包括主机接口62、基带处理模块64、存储器66、多个无线射频(RF)发射器68-72、发射/接收(T/R)模块74、多个天线82-86、多个RF接收器76-80和本地振荡模块100。基带处理模块64与存储在存储器66中的运行指令分别执行数字接收器的功能和数字发射器的功能。数字接收器的功能将会结合图11B进一步详细描述，数字接收器的功能，包括但不限于，数字中频到基带转换、解调制、星座去映射、解码、解交错、快速傅里叶变换、去循环前缀、空间和时间解码和/或解扰。数字发射器功能将会结合后面的附图进一步详细描述，数字发射器功能，包括但不限于，加扰、编码、交错、星座映射、调制、反快速傅里叶变换、加循环前缀、时间和空间编码和/或数字基带到中频转换。基带处理模块64可由一个或多个处理设备来实现，这种处理设备可为微处理器、微控制器、数字信号处理器、微电脑、中央处理单元、现场可编程门阵列、可编程逻辑器件、状态机(State Machine)和/或其它能根据运行指令处理(模拟和/或数字)信号的设备。存储器66可为一个存储器设备或多个存储器设备，这种存储器设备可为只读存储器、随机存取存储器、易失性存储器、非易失性存储器、静态存储器、动态存储器、闪存和/或其他能存储数字信息的设备。应当注意的是，处理模块64通过状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路实现一个或多个功能。存储有相关运行指令的存储器内置在包含有状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路的电路中。

在运行时，无线设备60通过主机接口62从主机设备接收出站数据88，基站处理模块64接收出站数据88，并且根据模式选择信号102处理一个或多个出站符号流90。模式选择信号102标示模式选择表中的一个特定模式，该模式选择表将会在实施例的后面描述。例如，结合表1，模式选择信号102标示2.4GHz或5GHz的频带、20或22MHz(如20或22MHz带宽)的通道带宽和54兆每秒的最大比特率。在其它实施例中，通道带宽可延至1.28GHz或更宽，且支持最大比特率为1吉比特(gigabit)每秒或更大。在一般类别中，模式选择信号将会进一步标示范围从1兆每秒到54兆每秒的特定速率。另外，模式选择信号能标示特定的调制类型，调制类型包括但不限于，巴克码调制(BarkerCode Modulation)、BPSK、QPSK、CCK、16QAM和/或64QAM。如表1所示，不但提供了编码速率，还提供了每个副载波的编码位(NBPSC)、每个OFDM符号的编码位(NCBPS)、每个OFDM符号的数据位(NDBPS)的数量。

表2所示的模式选择信号也可标示表1中的相关模式的特定信道化，表2包括信道号和相关的中心频率。表3所示的模式选择可进一步为表1标示功率谱密度掩码值。表4中的模式选择信号可选择性地标示速率，该速率有5GHz频带、20MHz信道带宽和54兆每秒的最大比特率。如果选择了特定模式，信道化如表5所示。作为另一个选择，模式选择信号102可标示如表6所示的2.4GHz频带、20MHz信道和192兆每秒的最大比特率，在表6中，可使用多个天线来得到更高的比特率，例如，模式选择可进一步标示被使用的天线数量。表7为所建立的表6示出了信道化，表8还示出了另一个频带为2.4GHz、信道带宽为20MHz和最大比特率为192兆每秒的选择模式，所示的相关的表8包括范围从12兆每秒到216兆每秒且使用2-4天线的多个比特率和空时编码率。表9为表8示出了信道化。表10所示的模式选择信号102可进一步标示特定的操作模式，表10与5GHz频带相关，有40MHz频带、40MHz信道和486兆每秒的最大比特率，如表10所示，使用1-4天线和相关的时间空间编码率，比特率的范围可从13.5兆每秒到486兆每秒。表10进一步示出了特定的调制方案和NBPSC值。表11为表10提供了功率谱密度掩码值，表12为表10提供了信道化。

当然应注意的是，其它实施例可采用其它信道类型、不同的频带，这也不脱离本发明的范围和精神，例如，根据IEEE工作组ac(TGac VHTL6)，可选择地采用多个其它如有80MHz、120MHz和/或160MHz的频带的信道。

基带处理模块64，根据模式选择信号102从出站数据88产生一个或多个出站符号流90，出站符号流将会结合图5-9进一步详细描述。例如，如果模式选择信号102为被选择的特定模式标示被使用的一个传输天线，基带处理模块64将产生一个出站符号流90，可选择地，如果模式选择信号标示2、3或4个天线，基带处理模块64将会从出站数据88产生与天线数量相关的2、3或4个出站符号流90。

根据基带模块64所产生的出站符号流90的数量，相关数量的RF发射器68-72就能将出站符号流90转换成出站RF信号92。RF发射器68-72的实现将会结合图3进一步说明。发射/接收模块74接收出站RF信号92，并向相关的天线82-86提供每一个出站RF信号。

当无线设备60在接收模式时，发射/接收(T/R)模块74通过天线82-86接收一个或多个入站RF信号，T/R模块74向一个或多个RF接收器76-80提供入站RF信号94。RF接收器76-80将结合图4详细说明。RF接收器76-80将入站RF信号94转换成相关数量的入站符号流96，入站符号流96的数量与接收数据的特定模式相关(回见表1-2所示的任何一种模式)。基带处理模块60接收入站符号流90并将其转换成入站数据98，然后通过主机接口62将入站数据提供给主机设备18-32。

在无线设备的一个实施例中，它包括发射器和接收器。发射器可包括MAC模块、PLCP模块和PMD模块，可由处理模块64来实现的介质访问控制(MAC)模块可操作地根据无线局域网协议将MAC业务数据单元(MSDU)转变成MAC协议数据单元(MPDU)。可由处理模块64来实现的物理层会聚协议(PLCP)模块可操作地根据无线局域网协议将MPDU转变成PLCP协议数据单元(PPDU)。物理介质关联(PMD)模块可操作地根据无线局域网协议的多个运行模式的中的一个将PPDU转变成多个无线射频(RF)信号，在此多个运行模式包括多个输入和多个输出的组合。

将结合图10A和图10B进一步详细说明物理介质关联(PMD)模块的一个实施例，物理介质关联(PMD)模块包括防差错模块、解复用模块和多个方向转换模块。可由处理模块64来实现的防差错模块可操作地重组PPDU(PLCP(物理层会聚协议)协议数据单元)以产生差错防护数据来减少传输差错。解复用模块可操作地将差错防护数据分成多个差错保护数据流。多个方向转换模块可操作地将多个差错防护数据流转换成多个射频RF信号。

本领域的普通技术应能理解，图2中的无线通信设备可使用一个或多个集成电路来实现，例如，主机设备可在一个集成电路上实现，基带处理模块64和存储器66可在第二集成电路上实现，无线设备60剩下的器件、较少的天线82-86可在第三集成电路上实现。在一个可选择的例子中，无线设备60可在一个集成电路上实现。在另一个例子中，主机设备的处理模块50和基带处理模块64可为同一个处理设备，该处理设备在一个集成电路上实现。进一步地，存储器52和存储器66可在单一集成电路上实现或像处理模块50和基带处理模块64的同一个处理模块一样，在同一个集成电路上实现。

图3是无线射频(RF)发射器68-72或WLAN发射器的射频前端一个实施例的框图。射频发射器68-72包括数字滤波器和上采样模块75、数模转换模块77、模拟滤波器79和上变频转换模块81、功率放大器83和RF滤波器85。数字滤波器和上采样模块75接收出站符号流90中的一个并对其进行数字滤波，然后上采样符号流的速率到期望速率，以产生滤波后的符号流87。模数转换模块77将滤波后的符号87转换成模拟信号89，模拟信号可包括同相分量和正交分量。

模拟滤波器79对模拟信号89进行滤波以产生滤波后的模拟信号91。包含一组混合器和滤波器的上变频转换模块81将滤波后的模拟信号与由本地振荡模块100产生的本地振荡93混合，以产生高频信号95.高频信号95的频率与RF信号92的频率相关。

功率放大器83放大高频信号95，以产生放大后的高频信号97。RF滤波器85，例如为高频带通滤波器，对放大后的高频信号进行滤波以产生期望的输出RF信号92。

本领域的普通技术应能理解，每个无线射频发射器68-72都包括图3所示的的相似架构，还包括关闭机构，如当特定的无线射频发射器不需要时，该关闭机构能关闭，在这种方式下就不会产生干扰信号和/或噪声。

图4示出了RF接收器一个实施例的框图，可描述RF接收器76-80中的任一个。在这个实施例中，每个RF接收器76-80包括RF滤波器101、低噪放大器(LNA)103、可编程增益放大器(PGA)105、下变频转换模块107、模拟滤波109、模数转换模块111和数字滤波器和下采样模块113。RF滤波器101，例如为高频带通滤波器，接收入站RF信号94并对其进行滤波，以产生过滤后的入站RF信号。低噪放大器103根据设定的增益对滤波后的入站RF信号进行放大，并将放大后的信号提供给可编程增益放大器105，可编程增益放大器进一步放大入站RF信号94并将其提供给下变频转换模块107。

下变频转换模块107包括一组混合字、求和模块和滤波器，并将入站RF信号与由本地振荡模块提供的本地振荡(LO)混合，以产生模拟基带信号。模拟滤波器109对模拟基带信号进行滤波并将其提供给模数转换模块111，模数转换模块111将滤波后的基带信号转换成数字信号。数字滤波器和下变频转换模块113对数字信号进行滤波，然后调整采样率以产生数字采样(与入站符号流96相关)。

图5是数据的基带处理方法实施例一的框图，该框图示出了基带处理模块将出站数据88转换成一个或多个出站符号流90的方法，流程开始于步骤110，基带处理模块接收出站数据88和模式选择信号102，模式选择信号可标示表1-12所示的多个运行模式中的任何一个。然后进入步骤112，基带处理模块根据伪随机序列加扰数据以产生加扰数据，应注意的是，伪随机序列可从带有生成函数S(x)＝x⁷+x⁴+1的反馈移位寄存器产生。

然后进入步骤114，基带处理模块114根据模式选择信号从多个编码模式中选择其中的一个。然后进入步骤116，基带处理模块根据所选择的编码模式对加扰信号进行编码，以产生编码信号，编码可采用一个或多个编码方案(如，卷积编码、里德索罗门(Reed-Solomon，RS)编码、增强(Turbo)编码、增强网格编码调制(turbo trellis coded modulation，TTCM)编码、低密度奇偶校验码(LDPC)等)可完成。

然后进入步骤118，基带处理模块根据模式选择信号确定多个发射流，例如，模式选择信号会为传输选择特定模式，该特定模式标示使用1、2、3、4或更多天线，因此，发射流的数量与被模式选择信号标示的天线数量相关。然后进入步骤120，基带处理模块根据模式选择信号中的发射流的数量将编码数据转换成符号流，这个步骤将结合图6详细说明。

图6是图5所示的方法实施例中步骤120的进一步限定的框图，这个框图示出了基带处理器根据发射流的数量和模式选择信号将编码信号转换成符号流的方法。流程开始于步骤122，基带处理模块将编码数据交错在信道的多个符号和副载波上，以产生交错数据，一般地，交错处理被设计成将编码数据覆盖到多个符号和发射流上，可提高接收器端的检错和纠错能力。在一个实施例中，对于向后兼容模式，交错处理按照IEEE802.11(a)或(g)标准，对于更高新能模式(如，IEEE802.11(n))，交错处理也可在多个发射路径或流上来完成。

然后进入步骤124，基带处理模块将交错数据解复用成多个交错数据的并行流，并行流的数量与发射流的数量相关，发射流交替地与特定模式标示的使用天线的数量相关。然后继续到步骤126和128，对于每个交错数据的并行流，基带处理模块在步骤126将交错数据映射成正交幅度调制(QAM)符号，以产生频域符号，在步骤128，基带处理模块采用反快速傅里叶变换将频域符号转换成时域符号，频域符号到时域符号的转换可进一步包括添加循环前缀，可在接收器端去除码间干扰。应注意的是，快速傅里叶转换和循环前缀的长度可在表1-12中的模式表中定义。一般地，20MHz的信道可采用64位快速傅里叶变换，40MHz的信道可采用128位快速傅里叶变换。

然后进入步骤130，基带处理模块为每个交错数据的并行流进行空间和时间编码，以产生符号流。在一个实施例中，空间和时间编码可通过采用编码矩阵对交错数据的并行流的时域符号进行空间和时间编码以生成相关数量的符号流来实现。可选择地，空间和时间编码可通过采用编码矩阵对交错数据的M并行流的时域符号进行空间和时间编码以生成P个符号流，且P＝2M，在一个例子中，编码矩阵可包括以下形式：

[\begin{matrix} C_{1} & C_{2} & C_{3} & C_{4} & . . . & C_{2 M - 1} & C_{2 M} \\ - C_{2}^{*} & C_{1}^{*} & - C_{4}^{*} & C_{3}^{*} & . . . & {- C}_{2 M}^{*} & C_{2 M - 1} \end{matrix}]

编码矩阵的行的数量与M相关，且编码矩阵的列的数量与P相关，编码矩阵中的特定符号的常数值可为实数或虚数。

图7-9是编码加扰数据多个实施例的框图。

图7是图5中步骤116基带处理模块可采用的一种编码加扰数据方法的框图，在这个方法中，图7中的编码可选择地包括步骤144，基带处理模块可选择地用外部里德索罗门(RS)编码执行编码以产生RS编码数据，应注意的是，步骤144可与下面所述的步骤140平行执行。

继续执行步骤140，基带处理模块用一个64状态码和生成函数G₀＝133₈和G₁＝171₈在加扰数据上执行卷积编码(可经过或不经过RS编码)，以产生卷积编码数据。然后执行步骤142，基带处理模块根据模式选择信号以多个速率中的一个对卷积编码数据进行穿刺(puncture)，以产生编码数据，应注意的是，穿刺率可包括1/2、2/3和/或3/4，或表1-12所指定的任一速率。还应注意的是，对一个特定模式，为向后兼容IEEE802.11(a)、IEEE802.11(g)或IEEE802.11(n)，速率可选择需求速率。

图8是图5中步骤116基带处理模块可采用的另一种编码加扰数据方法的框图，在这个实施例中，图8中编码可选择地包括步骤148，基带处理模块可选择地使用外部RS编码执行编码产生RS编码数据，应注意的是，步骤148可与下面所述的步骤146平行执行。

然后继续执行步骤146，基带处理模块根据补码键控(CCK)编码对加扰数据进行编码(可经过或不经过RS编码)，以产生编码数据，这可根据EEE802.11(b)规范、IEEE802.11(g)和/或IEEE802.11(n)规范来完成。

图9也是基带处理模块可采用的另一种编码加扰数据方法的框图，在这个实施例中，图9中的编码可选择地包括步骤154，基带处理模块可选择地采用外部RS编码来执行编码以产生编码数据。

然后，在一些例子中，继续执行步骤150，基带处理模块在加扰数据上执行LDPC编码(可经过或不经过RS编码)，以产生LDPC编码位。可选择地，步骤150可用一个256状态码和生成函数G₀＝561₈和G₁＝753₈在加扰数据上执行卷积编码(可经过或不经过RS编码)。然后执行步骤152，基带处理模块根据模式选择信号以多个速率中的一个对卷积编码数据进行穿刺(puncture)，以产生编码数据，应注意的是，穿刺率可为表1-12中为特定模式所指定。

图9中的编码可选择地进一步包括步骤154，基带处理模块结合卷积编码与外部里德索罗门编码，以生成卷积编码数据。

图10A和10B是无线发射器实施例的框图，可包括WLAN发射器的PMD模块。在图10A中，所示的基带处理包括加扰器172、信道编码器174、交错器176、解复用器178、多个符号映射器180-184、多个快速傅里叶变换(IFFT)/循环前缀添加模块186-190和空/时编码器192。发射器的基带部分可进一步包括模式管理模块175，该模式管理模块175接收模式选择信号173，为无线发射部分产生设定值179，及为基带部分产生选择速率。在这个实施例中，加扰器172、信道编码器174和交错器176都包括防差错模块，符号映射器180-184、多个IFFT/循环前缀添加模块186-190、空/时编码器192包括数字基带处理模块的一部分。

在运行时，加扰器172(如，在伽罗华有限域(Galois Finite Field中)将伪随机系列添加到出站数据位88，以使数据出现随机。伪随机序列可从带有生成函数S(x)＝x⁷+x⁴+1的反馈移位寄存器产生加扰数据。信道编码器174接收加扰数据并产生一个新的冗余位序列，这可提高接收器端的检测能力。信道编码器174可运行多个模式中的一个，例如，为向后兼容IEEE802.11(a)和IEEE802.11(g)，信道编码器为用64状态和生成函数G₀＝133₈和G₁＝171₈的卷积编码器的1/2速率的形式，可根据指定的速率表(如表1-12)，将卷积编码器的输出穿刺到1/2、2/3和/或3/4速率。为向后兼容IEEE802.11(b)和IEEE802.11(g)的CCK模式，信道编码器有如IEEE802.11(b)中的限定的CCK码的形式。对于更高数据率(如表6、8和10所示的)，信道编码器可使用上述相同的卷积码或使用更强大的码，更强大的码包括带有更多状态的卷积码、任一个或多个前述的多种类的纠错码(ECC)(如，RS、LDPC、增强、TTCM等)、链接(增强)码和/或低密度奇偶校验(LDPC)组码。进一步地，这些码中的任一个可与外部里德索罗门码组合。根据平衡性能，向后兼容和低延时，可选择这些码中的一个或多个。应注意的是，里德索罗门码和低密度奇偶校验码码将会结合下面的附图详细说明。

交错器176接收编码数据并将其覆盖到多个符号和发射流，这可提高接收器的检错和纠错能力。在一个例子中，交错器176可在向后兼容模式中执行EEE802.11(a)和(g)标准，对于更高性能的模式(如表6、8和10所示)，交错器将数据交错到多个发射流上。解复用器178为传输将来自交错器176的连续的交错流转变成M并行流。

每个符号映射器180-184从复用器接收相关的M平行路径，每个符号映射器180-182根据速率表(如表1-12)锁定映射位流，以正交幅度调制(QAM)符号(如，BPSK、QPSK、16QAM、64QAM、256QAM等等)。为IEEE802.11(a)向后兼容，可使用双格雷(Gray)码。

将每个符号映射器180-184所产生的映射符号提供给IFFT/循环前缀添加模块186-190，IFFT/循环前缀添加模块186-190执行频域到时域的转换并添加前缀，该前缀可去除接收器端的符号间干扰。应注意的是，IFFT和循环前缀的长度可在表1-12中的模式表中限定，一般地，20MHz的信道可采用64位快速傅里叶变换，40MHz的信道可采用128位快速傅里叶变换。

空/时编码器192接收时域符号的M平行路径并将其转换成P输出符号。在一个例子中，路径P的输出等于2M路径，对于每个路径，空/时编码器用下面形式的编码矩阵复合输入符号：

[\begin{matrix} C_{1} & C_{2} & C_{3} & C_{4} & . . . & C_{2 M - 1} & C_{2 M} \\ - C_{2}^{*} & C_{1}^{*} & - C_{4}^{*} & C_{3}^{*} & . . . & {- C}_{2 M}^{*} & C_{2 M - 1} \end{matrix}]

编码矩阵的行的数量与输入路径相关，且编码矩阵的列的数量与输出矩阵相关。

图10B示出了发射器的无线电部分，该发射器包括多个数字滤波/上采样模块194-198、数模转换模块200-204、模拟滤波器206-216、I/Q调制器218-222、RF放大器224-228、RF滤波器230-234和天线236-240。空时编码器192的P输出由各自的数字滤波/上采样模块194-198所接收。在一个实施例中，数字滤波/上采样模块194-198为数字基带处理模块的部分，且其所保留的部件包括多个RF前端。在该实施例中，数字基带处理模块和RF前端包括直接转换模块。

在运行中，活跃的无线电路径的数量与P-输出(P-output)的数量对应。例如，如果仅产生一个P-输出路径，那么仅有一个无线电路径是活跃的。一个本领域基本技术人员将理解，输出路径的数量的范围可以从1至任意所需的数量。

该数字滤波/上采样模块194-198对对应的符号进行滤波，并调节其采样速率与数模转换模块200-204所需采用速率对应。该数模转换模块200-204将该数字滤波和上采样信号转换为对应的同步和正交模拟信号。模拟滤波器208-214对该对应的模拟信号的同步和正交成分进行滤波，并将该滤波后信号提供给对应的I/Q调制器218-222。该基于本地振荡技术的I/Q调制器218-222，是由本地振荡器100制成，将I/Q信号升频转换为射频信号。

RF放大器224-228将RF信号放大，该RF信号随后在通过天线236-240进行传输之前采用RF滤波器230-234进行滤波。

图11A和11B为无线电接收器的实施例的示意图。这些图为接收器另一实施例的模块示意图。图11A示出了包括多个接收器路径的接收器的模拟部分。每个接收器路径包括天线、RF滤波器252-256、低噪音放大器258-262、I/Q解调器264-268、模拟滤波器270-280、模数转换器282-286和数字滤波和下采样模块288-290。

在运行中，天线接收入站RF信号，该入站RF信号通过RF滤波器252-256进行带通滤波。对应的低噪音放大器258-262将经过滤波的信号进行放大，并将其提供给对应的I/Q解调器264-268。该基于本地振荡技术的I/Q解调器264-268，是由本地振荡器100制成，将RF信号降频转换为基频同步和正交模拟信号。

对应的模拟滤波器270-280分别对该同步和正交模拟部分进行滤波。模数转换器282-286将该同步和正交模拟信号转换为数字信号。数字滤波和下采样模块288-290对该数字信号进行滤波，并调节采样的速率与基带处理的速率对应，将在图11B中进行描述。

图11B示出了接收器的基带处理过程。该基带处理包括空时解码器294、多个快速傅里叶编号(fast Fourier transform，FFT)/循环前缀移除模块296-300、多个符号去映射模块302-306、多路复用器308、解交错器310、通道解码器312和解扰模块314。该基带处理模块可以进一步包括模式管理模块175，该模式管理模块175基于模式选择173来产生速率选择171和设置179。具有与空时编码器192相反功能的空时解码器294，从接收路径接收P-输入并产生M-输出路径。该M-输出路径通过FFT/循环前缀移除模块296-300进行处理以产生频域符号，该FFT/循环前缀移除模块296-300具有与IFFT/循环前缀添加模块186-190相反的功能。

符号去映射模块302-306利用与符号映射器180-184相反的处理，将该频域符号转换为数据。多路复用器308将经过映射后的符号流结合到单路径中。

解交错器310利用与交错器176相反的功能对该单路径解交错。解交错的数据随后被提供给通道解码器312，该通道解码器312具有与通道编码器174相反的功能。解扰模块314接收解码后的数据，并执行与加扰器172相反的功能以产生入站数据98.

图12示出了根据本发明一个或更多方面和/或实施例运行的接入点(accesspoint，AP)和多个无线局域网(wireless local area network，WLAN)设备。根据本发明的不同方面，该接入点1200可以与任意数量的通信协议和/或标准兼容，例如IEEE 802.11(a)，IEEE 908.11(b)，IEEE 802.11(g)，IEEE 802.11(n)。根据本发明的特定方面，该AP也支持先前版本的IEEE 802.11x标准的向后兼容性。根据本发明的其它方面，AP1200可以支持采用不被先前版本的IEEE 802.11x运行标准支持的带宽通道、MIMO尺寸和数据吞吐率，来与WLAN设备1202、1204和1206进行通信。例如，接入点1200和WLAN设备1202、1204和1206可以支持先前版本的设备的带宽通道，和从40MHz至1.28GHz及以上。接入点1200和WLAN设备1202、1204和1206可以支持的MIMO大小为4*4及更佳。通过这些特性，接入点1200和WLAN设备1202、1204和1206可以支持的数据吞吐率至1GHz及以上。

接入点1200支持与多于一个的WLAN设备1202、1204和1206的同步通信。可以通过OFDM子信道分配(例如，在给定群集中的特定数量的OFDM子信道)、MIMO尺寸复用或通过其它技术来进行同步通信。通过一些同步通信，接入点1200可以将其一个或更多多重天线分别分配，以支持例如与每个WLAN设备1202、1204和1206的通信。

此外，接入点1200和WLAN设备1202、1204和1206与IEEE 802.11(a)，(b)，(g)和(n)运行标准向后兼容。在支持该向后兼容中，这些设备支持与这些先前运行标准一致的信号格式和结构。

图13示出了无线通信设备和群集的实施例，该群集可以被用来支持与至少一个额外的无线通信设备通信。一般来说，群集可以看做子信道的映射，例如OFDM符号，在位于一个或更多频带(例如分割为相当大数量的频谱的部分)的一个或更多通道内部或之间(例如，频谱的分节部分)。例如，多个20MHz的通道可以位于5GHz频带的内部或中间附近。位于任意这些频带的通道可以连续(例如与另一相邻)或不连续(例如，被一些保护间隔或带宽间隙隔开)。通常，一个或更多通道可以位于给定带宽的内部，其中不同带宽不需要具有同样数量的通道。再者，群集可以通常被理解为在一个或更多频带之间的一个或更多通道的任意组合。如可以从图中示出，任意独立的群集可以与无线通信设备的任意一根或多根天线(包括少至一根天线，以及多至所有的天线)关联。

该图中的无线通信设备可以为这里描述的各种类型和/或设备(例如，AP、WLAN设备或其它无线通信设备，包括但不限于图1中示出，等等)中的任意类型和/或设备。无线通信设备包括多个天线，通过该多个天线可以将一个或更多信号传送给一个或更多接收无线通信设备，和/或从一个或更多无线通信设备接收一个或更多信号。

这种群集可用于通过一个或更多选定的天线传输信号。例如，不同的群集用来分别利用不同的一个或更多天线来传输信号。

图14是具有依照循环位移延迟(CSD)操作的多个天线的无线通信设备(例如，AP、WLAN设备或其他无线通信设备)的另一实施例的示意图。再一次，该图所示的无线通信设备可以是各种类型的无线通信设备(例如，AP、WLAN设备和/或任一图1中描述的无线通信设备等)中的任意无线通信设备。

该无线通信设备包括一定数量的天线(一般示为包括高达n个天线，其中n是整数)。依照经由各个天线发射的信号间的CSD，信号的各部分(以及对应于其的其它信号)在不同时间被发射。例如，信号可以被视为由多个信号部分x1、x2、x4等等构成(例如，每个信号部分具有为共同长度或持续时间，例如，在一个实施例中，每个信号部分为4微秒)。第一时间期间(示为Δt1)，第一信号部分x1从天线1以第一CSD(例如示为x1(CSD1))被发射。优选实施例中，CSD1值实际上是零值CSD(即，没有CSD被应用到从天线1发射的信号部分x1)。第一信号部分x1的一变体在第一时间期间(示为Δt1)被从天线2以第二CSD(例如，示为x1(CSD2))发射；也就是说，第一信号部分x1经历相应的循环位移[使用值CSD2]，并然后在第一时间期间(示为Δt1)从天线2被发射。

类似地，第一信号部分x1的一变体在第一时间期间(示为Δt1)被从天线3以第三CSD(例如，示为x1(CSD3))发射；也就是说，第一信号部分x1经历相应的循环位移[使用值CSD3]，并然后在第一时间期间(示为Δt1)从天线3被发射。

类似地，第一信号部分x1的一变体在第一时间期限(示为Δt1)被从天线4以第四CSD(例如，示为x1(CSD4))发射；也就是说，第一信号部分x1经历相应的循环位移[使用值CSD4]，并然后在第一时间期间(示为Δt1)从天线4被发射。

该过程在无线通信设备的所有天线上被执行。例如，第一信号部分x1的一变体在第一时间期间(示为Δt1)被从天线n以第n CSD(例如，示为x1(CSDn))发射；也就是说，第一信号部分x1经历相应的循环位移[使用值CSDn]，并然后在第一时间期间(示为Δt1)从天线n被发射。

原始信号的其它信号部分(例如，x2、x3等)也在随后持续时间期间经历类似的CSD处理，用于从如图中所示的无线通信设备的各个天线发射。

换言之，天线1正在发射某个信号，例如，表示为原始信号x(t)(例如，由相应的信号部分x1、x2、x3等等构成)。该原始信号x(t)可以被视为由多个信号片段构成，每个信号片段持续一共同长度或方向(例如，T微秒，其中T在一个实施例中是4)。

原始信号x(t)可以示为或写为如下：

x(t)＝x，0(t)+x，1(t-T)+x，2(t-2T)+...如此继续，

其中每个信号片段x，m(t-mT)仅跨度[mT，(m+1)T]。

从天线2发射到达天线n的各信号均构建自天线1。也就是说，从天线2发射到达天线n的信号分别通过在从天线1发射的信号上执行相应的循环位移而生成。所有天线在相同的时间发射信号(例如，同时地和/或彼此平行地)。

然而，来自天线n的信号的第m片段是来自天线1的信号的第m片段的循环延迟版本。循环延迟值被表示为Delta_t[n-1]。以数学方式，其可以被表示为xn，m(t-mT)＝x，m((t-mT-Delta_t[n-1])mod T)。

针对每个相应天线的延迟的选择可以显著地影响从无线通信设备发送的通信的性能。例如，在各个天线间没有采用任何CSD，可能存在这样的情况，其中来自某个天线的信号会彼此相互干扰。一些例子中，该干扰是建设性的(例如，信号彼此加强)，但在其它例子中，其可能是破环性的(例如，信号可能彼此抵消)。当来自各个天线的信号被同时以彼此同相(例如，相对齐)发射时，可能由于各种效应，例如反射、多路径等，而在其中导致非故意的波束成形，某些信号可能彼此干扰，甚至彼此抵消。

被采用的CSD作为时间的函数相对于彼此具有相应的时移，其中信号在各自不同的时间被发射，并且相对彼此不是同时地或并行地。由CSD带来的延迟确保频率的可变性，由此限制(理想地，确保)这种非故意的波束成形和抵消不发生在各个信号间。本文中提供了确定与天线的依照CSD的各延迟相关联的值的手段，以及用于确定哪种(如果有的话)可能的方案适于使用所采用的标准。例如，经验模型和众多可能的方案间的检索可以被执行来提供各个发射信号间的最佳性能。

例如，该图所示的无线通信设备包括各种天线，用于支持与至少一个额外的无线通信设备的通信。这些天线通过采用适当选择的用于发射信号的循环位移延迟(CSD)来操作，所述信号至少由前同步码和净荷载构成。换句话说，依照本文的至少一些原理和方面构建的、这样的适当设计的CSD，可以被应用于信号，以确保在经历无线通信设备内的后自动增益控制(AGC)处理后得到的信号，在与STF相关联的功率和与净荷载相关联的功率之间不具有大的差异的功率波动。构成大的功率波动的容差可以针对不同应用而变化，或者基于某些设计者或设计所定义的约束(例如，0.1％、0.2％、0.5％、1％、2％、5％等)。用于限定前同步码的各个部分间可接受的小差异功率波动的任何这种约束可以被采用，而不偏离本发明的范围和精神。

某些实施例中，这样的信号的前同步码至少由老式部分(例如与IEEE802.11a、802.11g，802.11n等兼容的部分)和非常高通量(VHT)部分(例如与IEEE 802.11ac、多用户多输入多输出(MU-MIMO)、正交频分多接入(OFDMA)、MU-MIMO/OFDMA等兼容的部分)构成。换言之，信号的前同步码可以至少由对应于第一通信协议的第一部分以及对应于第二通信协议的第二部分构成。CSD应用于信号以确保在经历无线通信设备内的后自动增益控制(AGC)处理后得到的信号，在与STF相关联的功率和与净荷载相关联的功率之间不具有大的差异的功率波动(对应于具体的应用)。

某些实施例中，应用于信号的期望部分(例如，于VHT-STF、一个或多个VHT-STF、VHT-SIG B、以及DATA[净荷载部分])的适当设计的CSD被优化，用于确保用于最小化与STF(VHT-STF)相关联的功率和与净荷载相关联的功率之间的误差的自动增益控制(AGC)功率设定。换句话说，信号的各个部分当信号被发射时，具有与其相关联的各自的功率。例如，与信号的第一部分相关联的信号的部分被发射时，存在与其相关联的第一功率。当信号的第二部分(包括其净荷载部分)被发射时，存在与其相关联的第二功率。

适当选择的CSD，在应用于信号的期望部分(例如，于VHT-STF、一个或多个VHT-STF、VHT-SIG B、以及DATA[净荷载部分])时，确保与信号的各个部分相关联的功率基本上相似，由此确保它们之间最小的AGC功率误差。换句话说，理想的AGC将确保信号的各个部分的零AGC功率误差。

这样的CSD优化方法一般可以被应用于任何数目的天线(例如，n个天线，其中n是任意期望的整数)，并且在一个示例中，尤其适合于包括4、5、6、7或8个天线的无线通信设备。当然，这可以适用于包括任意数目天线(例如，n个天线，其中n是任意期望的整数)的无线通信设备。这可以被优化，用于确保用于最小化与STF相关联的功率和与净荷载相关联的功率之间的误差的自动增益控制(AGC)功率设定。

例如，该图所示的无线通信设备包括用于支持与至少一个额外的无线通信设备的通信的各个天线。这些天线通过采用用于发射信号的循环位移延迟(CSD)短训练字段(STF)来操作，所述信号至少由STF和净荷载构成。CSDSTF被优化用于确保用于最小化与STF相关联的功率和与净荷载相关联的功率间的误差的自动增益控制(AGC)功率设定。话句话说，信号的各个部分在信号被发射时具有与其相关联的各自的功率。例如，与STF相关联的信号的部分被发射时，存在与其相关联的第一功率。当与净荷载相关联的信号的部分被发射时，存在与其相关联的第二功率。

适当选择的CSD STF确保与STF相关联的功率以及与净荷载相关联的功率基本上相似，由此确保它们之间最小的AGC功率误差。话句话说，理想的AGC将确保信号的各个部分的零AGC功率误差。

这种CSD STF的优化方法一般可以被应用于任何数目的天线(例如，n个天线，其中n是任意期望的整数)，并且一个示例中，尤其适合于包括8个天线的无线通信设备。

STF以及其相关联的用于操作天线的CSD手段的设计，可以被定制用于依照各种标准和/或IEEE 802.11x(其中x＝a、b、g、n等)推荐的非常高通量(VHT)操作。例如，IEEE 802.11n定义循环位移延迟(CSD)短训练字段(STF)针对无线通信设备的使用，所述无线通信设备使用多达4个发射(TX)天线来操作。针对IEEE-VHT，STF字段可以扩展直到8TX天线。

良好设计的CSD STF应提供众多参数，包括使能精确AGC功率设定(例如，用于最小化STF功率和净荷载功率之间的误差，以使额外接收器功率回退(back off)或有效ADC比特可以被减小)。例如，Qualcomm(高通)推荐了沃尔什VHT-STF(Walsh VHT-STF)，如以下参考[1]中所描述的：

[1]Contribution：20100413rl.

再有，良好设计的CSD STF应提供小的时域峰均功率比(PAPR)，并且其应具有与老式设备的向后兼容性。依照该向后兼容性，依照IEEE 802.11n操作的无线通信设备应也能“理解”新的STF。

本文提供一种新颖途径，藉此，CSD STF针对有关最差情形(即，纯视线(LOS)信道)被优化。对此采用简单且有效的设计标准，即STF交叉相关的最小化。可以找到一组具有最小交叉相关的循环延迟，并且其可以导致较小的AGC功率误差。

依照本发明的各个方面推荐的循环位移延迟确实向后兼容于IEEE 802.11n的定义。再有，对于具有小于或等于4TX天线的系统，VHT-STF根本不需要被改变(与IEEE 802.11n相比较)。

STF字段的结构可以针对不同的操作模式(例如20MHz、40MHz、80MHz)来如下描述：

20MHz模式

其中，

k是调索引并且n是TX天线索引(n≤N_TX)

x_n，k是频域STF表示。

如果我们将s_n，k堆积进简洁格式中，则STF可以以大小为N_TX×12的S_20M为特征：

40MHz和80MHz模式

STF结构可以是每20MHz子频带内的20MHz STF的复制，具有适当的相位旋转。以通式表示，STF可以类似地定义为：

大小为N_TX×24的S_40M

大小为N_TX×48的S_80M

如其他地方提到的，理想方案确保与STF相关联的功率和与净荷载相关联的功率基本上类似，由此确保它们之间的最小AGC功率误差。在达到精确AGC设定中可能会遭遇一些设计问题。例如，如果STF的接收功率显著不同于净荷载功率，则需要有额外的接收功率回退和/或较高数目的有效ADC比特。在频率选择衰落信道中，多个(非高度相关的)频域样本导致较好的平均接收STF功率。STF和净荷载之间的AGC功率误差小于较少频率选择性或平衰落信道。如以上提到的，最差情形发生在纯视线(LOS)平衰落信道(即，根本不具有频率选择性)中。

良好STF的设计标准如以下描述，包括问题表达式本身。再有，不失一般性，本文描述的图示实施例考虑了具有多个发射天线(例如，N_TX)的发射无线通信设备以及接收无线通信设备中单一天线(例如，N_RX＝1)操作的情况：

r＝[r_-24 r_-20 … r₂₄]＝hS_20M

其中，

h是大小为1×N_TX的平衰落信道响应，

r_k是在第k调接收的STF。

目标：

查找S_20M，使得

\frac{1}{12} {| | r | |}_{F}^{2} = h (\frac{S_{20 M} {S_{20 M}}^{H}}{12}) h^{H} \approx {| | h | |}_{F}^{2},

假设E|s_n，k|²＝1

Walsh VHT-STF：

这样的构建是由Qualcomm在以上引用的参考[1]中推荐的。由于固有Hadamard矩阵结构，其最小化最差情况AGC误差，即：

\frac{S_{20 M} {S_{20 M}}^{H}}{12} = I,

\frac{1}{12} {| | r | |}_{F}^{2} = {| | h | |}_{F}^{2}

对于针对N_TX≤4的IEEE 802.11n STF，循环位移延迟(CSD)的使用如下：

s_n，k＝s_l，kexp(-j2πkΔfT_CSD[N_TX，n])

其中，

Δf：载波间距，即312.5KHz。

[\begin{matrix} s_{1, - 24} & s_{1, - 20} & . . . & s_{1,24} \end{matrix}] = \frac{1 + j}{\sqrt{2}} [\begin{matrix} 1 & - 1 & 1 & - 1 & - 1 & 1 & - 1 & - 1 & 1 & 1 & 1 & 1 \end{matrix}]

T_{CSD} = [\begin{matrix} 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 400 & 0 & 0 \\ 0 & - 400 & - 200 & 0 \\ 0 & - 400 & - 200 & - 600 \end{matrix}]

(以ns为单位)

N_TX≤4的IEEE 802.11n STF的最差情况性能如下：

\frac{S_{20 M} {S_{20 M}}^{H}}{12} = [\begin{matrix} 1 & 0 & - \frac{1}{6} & - \frac{1}{6} \\ 0 & 1 & - \frac{1}{6} & - \frac{1}{6} \\ - \frac{1}{6} & - \frac{1}{6} & 1 & 0 \\ - \frac{1}{6} & - \frac{1}{6} & 0 & 1 \end{matrix}]

针对在STF(即，VHT-STF)中使用的CSD的优化可以以众多方式执行。一种方式是做潜在CSD的枚举检索，使得

(S_20M S_20M ^H)

的非对角元素的最大绝对值被最小化。

额外地或可替换地，

(S_20M S_20M ^H)

的条件数被最小化。

一些其他潜在设计参数如下：

CSD应在[0ns，800ns]的范围内，因为STF具有800ns的周期性。

CSD应是50ns的倍数，出于便于硬件实施(时域循环位移)。

如果40MHz变成强制的，CSD可以是25ns的倍数。

如果80MHz变成强制的，CSD可以是12.5ns的倍数。

可以采用各种采用这种优化的CSD的实施例和通信系统应用。例如，一些实施例可以要求发射天线中的四个必须依照IEEE 802.11n来操作(例如，在N_TX≤4的CDS需要与IEEE 802.11n相同的情形中)。其它实施例中，可以不做该限制，并且天线可以无需被要求来遵循IEEE 802.11n而操作。

例如，当遵照IEEE 802.11n时，最小化

(S_20M S_20M ^H)

的非对角元素的最优一组CSD如以下给出：

csd＝[0-400-200-600-50-450-250-650]ns

csd＝[0-400-200-600-150-550-350-750]ns

如以上可见，这些选项的左手边4个条目(例如，0-400-200-600)对应于IEEE 802.11n CSD表(例如，这些方案被限制于向后兼容于先前IEEE 802.11标准、协议和推荐实践)。这可以被视作是操作的受限模式，其中天线必须遵照IEEE 802.11n。以上示出的CSD的这两种方案在AGC功率误差方面具有非常相似的性能。这两者是使用本文提供的设计标准找到的仅有的两个最佳方案，即使是在CSD是12.5ns的倍数的假设下。

如以上提及的，一些实施例可以通过不兼容于IEEE 802.11n来操作。这可以被视为操作的非受限模式，其中天线不需要遵照IEEE 802.11n。例如，如果设计自由地选择任何N_TX≤4的CSD，则可能存在多组的CSD方案。

第一组CSD方案确保CSD应是50ns的倍数：

csd＝[0-400-200-600-50-450-250-650]ns

csd＝[0-400-200-600-150-550-350-750]ns

如以上可见，这些选项的左手边4个条目(例如，例如，0-400-200-600)对应于IEEE 802.11n CSD表(例如，这些方案被限制于向后兼容于先前IEEE802.11标准、协议和推荐实践)。

第二组CSD方案确保CSD应是25ns的倍数：

csd＝[0-50-175-300-350-475-600-650]ns

csd＝[0-50-175-300-350-500-550-675]ns

csd＝[0-50-200-250-375-500-550-675]ns

csd＝[0-125-175-300-425-475-625-675]ns

csd＝[0-125-175-325-375-500-625-675]ns

csd＝[0-125-250-300-425-550-600-750]ns

csd＝[0-125-250-300-450-500-625-750]ns

csd＝[0-150-200-325-450-500-625-750]ns

如以上可见，这些选项的左手边4个条目不需要对应于IEEE 802.11n CSD表(例如，这些方案不被限制于向后兼容于先前IEEE 802.11标准、协议和推荐实践)。如可见，更多可能的选项可用于在通信系统中的使用。通信系统内的操作可以是可选择的(例如，分叉的)，当期望依照IEEE 802.11n可兼容时，可以采用第一组CSD，而另一组CSD可以在不需要或期望依照IEEE 802.11n可兼容时采用。

这两种类别的每种中，注意到这些优化的CSD提供非常接近的性能。它们具有在AGC功率误差方面非常相似的性能(它们之间小于0.5dB差异)。

在选择CSD向量时，它们可以被选择为具有尽可能小的最大CSD。理想情况下，基于自动相关的接收(RX)符号定时算法不需要关于最大CSD受限制(不应关注)。然而，由于各种原因，可能需要在最大CSD上强加硬限制。

VHT-STF CSD建议A

建议的CSD(50ns的倍数)

T_{CSD} = [\begin{matrix} 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 400 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 400 & - 200 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 400 & - 200 & - 600 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 400 & - 200 & - 600 & - 50 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 400 & - 200 & - 600 & - 50 & - 450 & 0 & 0 \\ 0 & - 400 & - 200 & - 600 & - 50 & - 450 & - 250 & 0 \\ 0 & - 400 & - 200 & - 600 & - 50 & - 450 & - 250 & - 650 \end{matrix}]

(以ns为单位)

如以上可见，上部左手边子矩阵(例如，包括16元素，并且是4x4大小)对应于IEEE 802.11n CSD表。如此，针对多于4个天线的适当设计的CSD表包括有IEEE 802.11n CSD表作为其子集。这样的实施可以提供向后兼容(例如，兼容于在先的IEEE 802.11标准、协议和推荐实践)以及提供与较新和较近版本的IEEE 802.11如IEEE 802.11ac的兼容性。

最差情形AGC性能：

\frac{S_{20 M} {S_{20 M}}^{H}}{12} = [\begin{matrix} 1 & 0 & - 0.1667 & - 0.1667 & + 0.1540 & - 0.1540 & - 0.0638 & + 0.0638 \\ 0 & 1 & - 0.1667 & - 0.1667 & - 0.1540 & + 0.1540 & + 0.0638 & - 0.0638 \\ - 0.1667 & - 0.1667 & 1 & 0 & + 0.0638 & - 0.0638 & + 0.1540 & - 0.1540 \\ - 0.1667 & - 0.1667 & 0 & 1 & - 0.0638 & + 0.0638 & - 0.1540 & + 0.1540 \\ + 0.1540 & - 0.1540 & + 0.0638 & - 0.0638 & 1 & 0 & - 0.1667 & - 0.1667 \\ - 0.1540 & + 0.1540 & - 0.0638 & + 0.0638 & 0 & 1 & - 0.1667 & - 0.1667 \\ - 0.0638 & + 0.0638 & + 0.1540 & - 0.1540 & - 0.1667 & - 0.1667 & 1 & 0 \\ + 0.0368 & - 0.0638 & - 0.1540 & + 0.1540 & - 0.1667 & - 0.1667 & 0 & 1 \end{matrix}]

理想地，以上矩阵将尽可能地接近于单位矩阵(例如，所有非对角元素将是零[0]，仅在沿对角有为一的值[1])。

建议的CSD(25ns的倍数)：

T_{CSD} = [\begin{matrix} 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 175 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 175 & - 300 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 175 & - 300 & - 475 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 175 & - 300 & - 475 & - 50 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 175 & - 300 & - 475 & - 50 & - 600 & 0 & 0 \\ 0 & - 175 & - 300 & - 475 & - 50 & - 600 & - 350 & 0 \\ 0 & - 175 & - 300 & - 475 & - 50 & - 600 & - 350 & - 650 \end{matrix}]

(以ns为单位)

最差情形AGC性能：

\frac{S_{20 M} {S_{20 M}}^{H}}{12} = [\begin{matrix} 1 & - 0.0214 & - 0.0488 & - 0.1506 & + 0.1540 & - 0.1667 & - 0.1540 & + 0.0638 \\ - 0.0214 & 1 & - 0.0660 & - 0.0488 & - 0.0660 & - 0.0590 & - 0.0214 & - 0.1506 \\ - 0.0488 & - 0.0660 & 1 & - 0.0214 & - 0.0638 & - 0.0488 & + 0.1540 & - 0.1540 \\ - 0.1506 & - 0.0488 & - 0.0214 & 1 & - 0.0590 & - 0.0660 & - 0.0660 & - 0.0214 \\ + 0.1540 & - 0.0660 & - 0.0638 & - 0.0590 & 1 & - 0.0638 & - 0.0488 & - 0.1667 \\ - 0.1667 & - 0.0590 & - 0.0488 & - 0.0660 & - 0.0638 & 1 & - 0.0638 & + 0.1540 \\ - 0.1540 & - 0.0214 & + 0.1540 & - 0.0660 & - 0.0488 & - 0.0638 & 1 & - 0.0488 \\ + 0.0638 & - 0.1506 & - 0.1540 & - 0.0214 & - 0.1667 & + 0.1540 & - 0.0488 & 1 \end{matrix}]

再一次，以上该矩阵将尽可能地接近于单位矩阵，如针对以上描绘的两个实施例可见[建议的CSD(50ns的倍数)和建议的CSD(25ns的倍数)]。

图15A是可以结合诸如WLAN设备的无线通信设备使用的帧格式的一个实施例的示意图。依照本文提供的各种原理的数据包构建，一般地说，可以包括前同步码、信号字段和净荷载。再一次，一般地，前同步码被用于载波采集、同步、信道估计等。信号字段被用于传送帧特有参数(例如，编码率、帧长等)到接收设备。净荷载是数据包的数据部分。

帧格式可以基于众多参数来修改，包括对通信系统中其他无线通信设备存在的依赖性。一些情形中，通信可以包括具有不同的相应性能集的各种类型的无线通信设备(例如，老式设备、较新设备、混合模式设备等)。

例如，一些实施例中，在5GHz频谱中，老式设备可以包括依照IEEE802.11(a)和IEEE 802.11(n)兼容的那些。老式设备必须能够识别到数据包已被发射并且在数据包的持续时间内尚未传送到空中(即，未发射能量到通信信道或通信介质，以提供到其他通信设备的接入)。由此，依照本文提供的各个方面形成的数据包可以在其中包括与老式或在先标准、推荐实践等兼容的某些部分。作为一个例子，新的数据包可以包括老式前同步码和信号字段，以及新的、改进版本的净荷载。以这样的新颖数据包结构，老式设备将仍能够识别出老式前同步码并解码老式信号字段。老式信号字段包含的信息告知老式设备数据包将处于传送中(即，占据或使用通信信道或通信介质)多久。老式信号字段不包含IEEE 802.11ac特有参数(这些包含在IEEE 802.11ac信号字段中)。

具有特定类型的帧格式的数据包，例如在其中不包括兼容于老式或在先标准、推荐实践等(即，非老式支持的)的某些部分的新建(Greenfield)数据包，可以仅在存在新版本设备时(例如，不存在与在前标准和/或推荐实践相兼容的老式或在先设备)使用。这样的数据包结构(Greenfield)不需要包括老式兼容性前同步码或老式兼容性信号字段，因为没有这样的设备存在。Greenfield数据包可以具有较短的前同步码和信号字段以获得较高通量。

本文举例说明了与各种IEEE 802.11x标准(例如，其中x分别是a、n、ac)兼容的各种数据包结构。IEEE 802.11a数据包显示为包括老式短训练字段(L-STF)、老式长训练字段(LLTF)、老式信号字段(L-SIG)，接着是数据字段。

IEEE 802.11n混合模式数据包示为包括老式短训练字段(L-STF)、老式长训练字段(L-LTF)、老式信号字段(L-SIG)、高通量信号字段(HT-SIC)、高通量短训练字段(HT-STF)、多个高通量长训练字段(HT-LTF)，接着是一个或多个数据字段。

IEEE 802.11ac混合模式数据包示为包括老式短训练字段(L-STF)、老式长训练字段(L-LTF)、老式信号字段(L-SIG)、第一非常高通量信号字段(VHT-SIC)、非常高通量短训练字段(VHT-STF)、多个非常高通量长训练字段(VHT-LTF)、第二非常高通量信号字段(VHT-SIGB)，接着是一个或多个数据字段。

IEEE 802.11ac数据包包括IEEE 802.11a前同步码和信号字段，用于由遵循且可操作于IEEE 802.11a的设备检测。这样的数据包可以基于其在传送中的相应时间(即，经由通信信道或通信介质传送的时间)，设定了6Mbps的固定信息率以及对应的长度。IEEE 802.11ac混合模式数据包被限制为在传送中(信道/介质)的时间对应于IEEE 802.11a数据包的最大大小。

IEEE 802.11ac混合模式数据包包括IEEE 802.11n前同步码和信号字段的部分，用于由遵循且可操作于IEEE 802.11n的设备检测。当使用兼容于遵循且可操作于IEEE 802.11n的设备的结构时，速率基于传送中(信道/介质)时间而被设定到调制码集(MCS)0、正常保护间隔(GI)、无空时分组编码(STBC)以及对应的长度。

针对IEEE 802.11n混合模式数据包的前同步码的老式部分开始自L-STF到HT-SIG。针对IEEE 802.11ac混合模式数据包的的前同步码的老式部分开始自L-STF到VHT-SIGA。

如可以参照各个实施例理解的，HT-SIG字段(例如关于IEEE 802.11n混合模式数据包)不需要在所有实施例中采用(例如有一些实施例不使用这种HT-SIG字段)。当在特定实施例中采用HT-SIG字段时，可能需要HT-SIG循环冗余校验(CRC)为有效，以使HT设备接受信号字段并且推迟介质(即，不占据信道/传送)。

关于如本文描述的多用户数据包中所采用的信号字段(SIG)或其变体，SIG字段可以被分配或划分到位于多用户数据包的不同部分中的至少两个分开的信号字段内(例如，对于IEEE 802.11ac混合模式数据包来说，SIG A和SIG B)。某些实施例中，第一SIG字段(例如SIGA)可以在多用户数据包的对应于第一操作模式(例如，老式操作模式)的部分内实施，并且第二SIG字段(例如，SIG B)可以在多用户数据包的对应于第二操作模式(例如IEEE802.11ac(VHT)操作模式)的部分内实施。

注意到，尽快术语“多用户数据包”被用于本文的各个实施例中，且依照本发明的各个方面，这样的数据包在某些实施例中还可以支持单用户(SU)操作(例如，依照单用户多输入多输出(SU-MIMO))。尽管如此，术语“多用户数据包”在本文采用，因为这样的数据包格式可以同时遵循且适应于单用户(SU)和多用户(MU)操作两者(例如，多用户多输入多输出(MU-MIMO)、正交频分多接入(OFDMA)或OFDMA/MU-MIMO的组合)。

SIG字段中的第一个SIG字段包括可以由通信系统内的所有无线通信设备处理和解码的信息，并且SIG字段中的第二个SIG字段包括对于通信系统内的一个或多个特定无线通信设备特有的信息(例如，与特定的一个或多个无线通信设备相关的，例如通信系统内的特定的个体无线通信设备或特定的无线通信设备子集或组)。

关于给定数据包，某些无线通信设备可以接收、处理以及解码分配的SIG字段内的第一SIG字段(例如，SIG A)以及第二SIG字段(例如，SIG B)，而其他无线通信设备可以仅接收第一SIG字段(例如，SIG A)(例如，如果任何预编码(操纵)多用户(MU)权重不对应于那些相应的无线通信设备)。例如，具有这样的性能的老式无线通信设备(即，兼容于较老版本的无线通信标准的设备)则将不处理并解码分配的SIG字段内的第一SIG字段(例如，SIGA)和第二SIG字段(例如SIG B)两者。总地来说，多个或全部的无线通信设备一般操作来处理并且解码分配的SIG字段的第一分量(例如SIG A)，而第二部分意图针对的那些无线通信设备(例如预解码(操纵)多用户(MU)权重对应于的那些)，则将操作来接收、处理并解码分配的SIG字段内的第一SIG字段(例如SIG A)和第二SIG字段(例如SIG B)两者。

再一次注意到，当分配的SIG字段的第一分量(例如，SIG A)可以能够被接收无线通信设备中的大多数或全部处理并解码，那些接收无线通信设备全部可以不必使用其中的任何或所有信息(例如，这样的接收无线通信设备可以通过丢弃多用户数据包的所有部分来操作)。

关于分配的SIG字段的这样的第一分量(例如，SIG A)以及分配的SIG字段的第二分量(例如SIG B)的位置，设计者被赋予关于它们在这样的多用户数据包的各自位置的宽范围。至少第一和第二SIG字段在多用户数据包内的精确位置可以变换。例如，第一SIG字段(例如SIG A)和第二SIG字段(例如，SIG B)的特定位置可以随着每个应用通过设计或实现选择等而改变。例如，一些实施例中，分配的SIG字段的第二分量(例如，SIG B，包括用户特定信息)位于多用户数据包中数据字段之前，并且至少一个额外字段位于分配的SIG字段的第二分量(例如，SIG B)和数据字段之间(例如，其中一个或多个VHTLTF位于分配的SIG字段的第二分量(例如，SIG B)和数据字段之间)。另一实施例中，分配的SIG字段的第二分量(例如，SIG B，包括用户特定信息)与多用户数据包中的数字字段相邻且位于该数据字段之前。

再有，在某些实施例中，分配的SIG字段的各个分量从无线通信设备发射的方式是不同的。例如，分配的SIG字段的第一分量(例如，SIG A)可以从发射无线通信设备以全方位方式发射，而分配的SIG字段的第二分量(例如，SIG B)可以依照预编码或波束成形从发射无线通信设备发射。换句话说，发射的方式可以作为多用户数据包内各个分量的函数来改变(例如，第一部分依照第一方式发射，而第二部分依照第二方式发射)。这样的可变的发射功能性(例如，SIG A全方位地发射而SIG B依照预编码或波束成形)可以被操作来确保所有接收的无线通信设备能够接收并处理分配的SIG字段的第一部分，所述第一部分包括可以被多个无线通信设备使用的信息(例如，SIG A)，而分配的SIG字段的第二部分(例如，SIG B)仅靶向于且仅由分配的SIG字段的第二部分(例如，SIG B)意图针对的那些无线通信设备处理。一个实施例中，如可以针对分配的SIG字段的第二部分(例如，SIG B)执行的这样的预编码或波束成形，可以依照空分多址(SDMA)信令；这样的SDMA可以靶向于一个或多个接收无线通信设备。

不同格式的这种多用户数据包可以被采用来实现单用户(SU)、多用户(MU)可解析LTF、以及MU不可解析LTF操作模式的各不同操作模式。例如，前同步码结构可以针对这些各种操作模式(SU、MU可解析LTF，以及MU不可解析LTF操作模式)的每个而变化。一些情形中，针对每个相应操作模式具有不同的帧格式可以获得针对某些所述情形的更有效(例如，更短)的前同步码结构。然而，对于其他情形，这些可能增加复杂性(例如，VHT设备常常需要处理多个帧格式，并且将然后需要适应被采用的多个帧格式)。为了确保更简单且较不复杂的方法，可能在一些实施例中采用共用或相同的帧格式。

当采用不同类型的帧格式时，指示具体情形中哪种前同步码正被使用，可以以多用户数据包的字段之一(例如，以分配的SIG字段的第一分量、使用以下(或等效)位的一个或多个的VHT-SIG-A字段：MU-MIMO位和VHT-LTF模式位)发信号。

一些实施例中，HT-SIG字段可以被插入在L-SIG字段之后，用于HT设备(例如，IEEE 802.11n设备)的恰当延迟。替换的实施例中，分配的SIG字段的第一分量(例如，VHT-SIC-A)可以被HT-SIG替换以用于HT设备(例如，IEEE 802.11n设备)的恰当延迟。

当依照SU-MIMO操作时，波束成形预解码(操纵)也可以在发射这样的多用户数据包时采用(例如，依照IEEE 802.11n规范的某些部分)。注意到，当依照SU-MIMO操作时，第一个SIG字段(例如，SIG A)可以包括用于处理和解码多用户数据包内至少一个字段的所有需要的信息(例如第二个SIG字段(例如SIG B)可以在其中不包括用于处理和解码多用户数据包内至少一个字段的这样的相关和有用信息)。

图15B是可以结合诸如WLAN设备的无线通信设备使用的帧的至少两个相应的信号部分的实施例的示意图。如可以理解的，适当设计的CSD可以被应用于信号的第一部分，以确保该部分与至少一个额外部分之间的后AGC功率波动是可接受的(例如，可接收地小或在某种期望容差内可容忍)。依照一个实施例，第一部分是VHT STF，第二部分是信号的数据部分(或净荷载)。

如在这些图中可见的，依照根据本文提供的原理构建的循环位移延迟(CSD)短训练字段(STF)操作，AGC功率误差仅有小的变化。换句话说，CSD STF被优化，用于确保用于最小化与STF相关联的功率和与净荷载相关联的功率之间的误差的自动增益控制(AGC)功率设定。

各种CSD可以被设计用于依照本文以上通过引用并入的一个或多个专利申请中描述的组ID来使用。例如，包括在前同步码中的组ID用来识别MU-MIMO数据包内每个用户的流的位置。

再有，依照本文提供的各个原理构建的这样的CSD可以尤其适用于下行链路(DL)MU-MIMO。下行链路MU-MIMO中，将存在先行管理帧交换，以识别和排序用户和流。组ID与STA编号一起，可以被用于确定针对每个下行链路流的索引(index)。CSD可以根据流索引被应用于每个流。

关于接收无线通信设备，CSD的使用可以具有不同的作用。例如，大多数时间，不需要接收无线通信设备(RX)了解在发射无线通信设备(TX)处应用的CSD。CSD是等效信道响应的一部分，并且被一致地应用到整个帧上。接收无线通信设备(RX)执行每个帧的信道估计，并因此对CSD是完全透明的。

一些情形中，接收无线通信设备(RX)可被要求知道CSD的形式和使用。针对一个这样的情形，当依照发射无线通信设备(TX)波束成形模式操作时，接收无线通信设备(RX)必须在量化/反馈信道到符号干扰(CSI)之前取消CSD。接收无线通信设备(RX)可以被要求知道CSD的另一个这样的情形是在做信道平滑时，其中，CSD必须被移除以恢复频域相关性(例如，以确保连续性)。

当需要时，接收无线通信设备(RX)可以被实施来根据组ID和STA编号算出针对其相应流的CSD。

可以采用其他选项和类型的CSD。此外，除了或替代本文其他地方描述的其他优化标准，可以采用可替换的优化标准用于STF(即，VHT-STF)中使用的CSD的设计优化。这样的可替换的优化标准可涉及最小化AGC功率误差的范围。例如，这可以涉及最小化95％的衰落信道的功率误差范围(即，依据IEEE802.11nB/C/D/E)。

关于这样优化的CSD，如依据该新优化标准选择的，不同的CSD选择在AGC误差范围方面的比较(从2.5％到97.5％的CDF曲线)参考图24和图25给出。注意，BRCM建议I和II向后兼容于IEEE 802.11n HT-STF(即，头四个流是相同的)。

有关依据老式STF使用的CSD的选择可能存在一些设计问题考虑。例如，一些应用可能期望具有或要求具有最大CSD，其持续时间小于或等于预定的时间周期(例如，CSD≤200ns，如考虑老式设备定时要求时)。这样的约束可能大大限制针对采用相对大数目的发射天线(例如，NTX＞4)的应用的良好CSD的搜索范围。

依照这样的CSD的这样的优化，可能还存在着在探寻达到(理想地)最大CSD与还维持高度的AGC准确度之间的某些设计权衡和/或考虑。

关于图24，AGC功率误差用不同的MAX CSD(是25ns的倍数)来计算。

关于图25，AGC功率误差用不同的MAX CSD(是12.5ns的倍数)来计算。

如以上所描述，针对CSD短训练字段STF的一个可能的选项如下：

csd＝[0-400-200-600-50-450-250-650]ns(选项1)

这样的新设计的CSD事实上向后兼容于依照IEEE 802.11n HT-STF CSD所采用的。

针对CSD短训练字段STF的一个可替换的选项如下：

csd＝[0-400-250-650-100-500-150-750]ns(选项2)

选项2的该CSD可以提供较之选项1的CSD更好1dB的增益设定准确度，然而，其实际上未提供选项1对IEEE 802.11n HT-STF的向后兼容性(即，头四个流是相同的)。

两个额外的CSD表可以提供如下：

csd＝[0-400-200-600-350-650-100-750]ns(选项3)

csd＝[0-400-50-100-250-600-550-300]ns(选项4)

选项3的该新的CSD提供对IEEE 802.11n HT-STF的向后兼容性(即，头四个流是相同的)，然而，选项4的新CSD不提供这样的向后兼容性。

选项3和4的这些新CSD的每个提供较之选项2的CSD大致上0.6dB更好的增益设定。

图26、图27、图28和图29分别是在AGC误差范围方面比较不同的CSD选择的各个实施例的示意图。图中给出了针对不同的CSD选择在AGC误差范围方面的比较(即，从2.5％到97.5％的AGC误差CDF曲线，参考IEEE 802.11nB/C/D/E)。

图26采用以上描述的CSD选项1，并示出了针对采用8个天线且为20MHz和40MHz应用中每一者依照IEEE 802.11n操作的应用(即，8TX，11nB/C/D/E，20/40MHz)的AGC功率误差。出于读者的方便，在以下提供选项1。

csd＝[0-400-200-600-50-450-250-650]ns(选项1)

图27采用以上描述的CSD选项3，并示出了针对采用8个天线且为20MHz和40MHz应用每一者依照IEEE 802.11n操作的应用(即，8TX，11nB/C/D/E，20/40MHz)的AGC功率误差。出于读者的方便，在以下提供选项3。

csd＝[0-400-200-600-350-650-100-750]ns(选项3)

图28采用以上描述的CSD选项4，并示出了针对采用8个天线且为20MHz和40MHz应用每一者依照IEEE 802.11n操作的应用(即，8TX，11nB/C/D/E，20/40MHz)的AGC功率误差。出于读者的方便，在以下提供选项4。

csd＝[0-400-50-100-250-600-550-300]n(选项4)

图29采用以上描述的CSD选项2，并示出了针对采用8个天线且为20MHz和40MHz应用每一者依照IEEE 802.11n操作的应用(即，8TX，11nB/C/D/E，20/40MHz)的AGC功率误差。出于读者的方便，在以下提供选项2。

csd＝[0-400-250-650-100-500-150-750]ns(选项2)

依据以上针对不同CSD选择在AGC误差范围方面的比较的分析，在依照IEEE 802.11n HT-STF维持并确保向后兼容性时(即，头四个流是相同的)，则在优选实施例中可以选择选项3。

csd＝[0-400-200-600-350-650-100-750]ns(选项3)

从另一视角，依据针对不同CSD选择在AGC误差范围方面的比较的分析，在维持并确保向后相容性不是首要的设计考虑时，另一优选实施例中可以选择选项4。

csd＝[0-400-50-100-250-600-550-300]ns(选项4)

参考图30A，如图中可见，一个数据包可以被视为被分成各个部分。适当选择的CSD可以被应用于数据包(或者选择性地对其一个或更多个具体部分)，以确保各个部分之间的功率差异被最小化。一个实施例中，为了允许精确自动增益控制(AGC)设定(例如，在接收依照这样的CSD生成的信号的接收无线通信设备内)，这样的CSD是依照如本文提供的本发明的原理和方面设计的，功率差异在数据包的各个部分之间被有效最小化。换句话说，当比较数据包的两个或更多个部分时，不存在功率的显著差异。关于图30A，CSD被应用于数据包的各个部分(或一致地应用于整个数据包或帧)，以确保其相应部分间功率差异的最小化。

参考图30B，数据包可以被视为由前同步码和净荷载(例如，数据部分)组成。前同步码可以包括老式部分(例如，依照IEEE 802.11x的各种标准和/或推荐(其中x＝a、b、g、n等))，以及还有VHT部分(例如，依照IEEE 802.11ac和非常高通量(VHT))。如关于其他实施例一样，适当选择的CSD可以被应用于数据包的各部分(或选择性地于其一个或更多个具体部分)，以确保各个部分之间的功率差异被最小化。该实施例中，为了允许精确自动增益控制(AGC)设定(例如，依照接收这样的CSD生成的信号的接收无线通信设备)，这样的CSD被应用于前同步码的VHT部分，以使功率差异在数据包的各个部分之间(VHT前同步码部分功率和净荷载功率之间)被有效地最小化。换句话说，当比较数据包的这样的部分(例如VHT部分和净荷载)时，不存在功率的显著差异。关于图30B，CSD被应用于数据包的各个部分(或一致地应用于整个数据包或帧)，以确保其相应各部分之间功率差异的最小化。

参考图30C，数据包可以被视为由前同步码和净荷载(例如，数据部分)构成。前同步码包括老式短训练字段(L-STF)、老式长训练字段(L-LTF)、老式信号字段(L-SIG)、至少一个(例如，第一)非常高通量信号字段(VHT-SIGA)、非常高通量短训练字段(VHT-STF)、至少一个非常高通量长训练字段(VHT-LTF)、第二非常高通量信号字段(VHT-SIGB)，接着是数据字段(VHTDATA)。

该实施例中，为了允许精确自动增益控制(AGC)设定(例如在接收依照这种CSD生成的信号的接收无线通信设备内)，这种CSD被应用于信号的至少一个期望部分(VHT-STF字段、一个或更多个VHT-LTF、VHT-SIGB字段以及VHT DATA字段[净荷载])，以使功率差异在VHTOSTF字段和VHT DATA字段之间被有效地最小化。换句话说，当比较数据包的这样的部分(例如，VHT-STF字段和VHT DATA字段)时，不存在功率的显著差异。参考图30C，CSD被应用于数据包的各个期望部分(或者一致地应用于整个数据包或帧)以确保其相应各部分之间功率差异的最小化。

参考图31A的方法3100，方法3100开始于依照多个CSD生成数据包，使得该多个CSD的每个分别是一时间周期的整数倍，用于最小化与数据包的第一部分相关联的第一功率和与数据包的第二部分相关联的第二功率之间的差异，如步骤3110所示。某些实施例中，该步骤中的操作可以被视为是在基带处理模块内执行的(例如，依照参考图2所描述的基带处理模块)。该实施例中，如本文其他部分所述应注意，可以执行数据包的各种操作来生成兼容于从一无线通信设备发射的信号(例如，以生成信号，例如连续时间信号，适合从一个无线通信设备通过空气发射到至少一个其他无线通信设备)。

经由多个天线，方法3100继续，发射包括数据包的信号到多个无线通信设备，使得多个天线的每个在各自的时间依照多个CSD中的相应一个进行发射，如步骤3120所示。

总地来说，依照方法3100的这种操作可以被视为在发射无线通信设备内执行(例如，在无线通信系统内发射信号的接入点(AP)或无线站(STA))。

参考图31B的方法3101，方法3101开始于依照多个CSD生成包括CSDSTF和净荷载的数据包，所述多个CSD的每个分别是一时间周期的整数倍，用于最小化与CSD STF相关联的第一功率和与所述净荷载相关联的第二功率之间的差异，如步骤3111所示。某些实施例中，该步骤的这种操作可以被视为是在基带处理模块内执行的(例如，依照参考图2所描述的基带处理模块)。

经由多个天线，方法3101然后继续，发射包括该数据包的信号到多个无线通信设备，使得多个天线的每个在各自的时间依据多个CSD中的相应一个来进行发射，如步骤3121所示。

总地来说，依照方法3101的这种操作可以被视为是在发射无线通信设备中执行的(例如，在无线通信系统内发射信号的接入点(AP)或无线站(STA))。

参考图32A的方法3200，方法3200开始于生成管理帧(例如，控制帧)，指示随后的一个或更多个数据包的用户、流等，如步骤3210所示。经由多个天线，方法3200继续，发射包括管理帧的信号到接收无线通信设备，如步骤3220所示。

然后方法3200依照多个CSD生成数据包，如步骤3230所示。经由多个天线，方法3200继续，发射包括该数据包的信号到接收无线通信设备，使得多个天线的每个在各自的时间依据多个CSD中的相应一个进行发射，如步骤3240所示。

总地来说，依照方法3200的这种操作可以被视为是在发射无线通信设备中执行的(例如，在无线通信系统内发射信号的接入点(AP)或无线站(STA))。

参考图32B的方法3201，方法3201开始于选择天线的子集用于发射信号，如步骤3211中所示。然后，方法3201选择对应于用于发射信号的天线子集中天线数目的CSD子集(例如，从CSD表中)，如步骤3221所示。

经由该天线子集，方法3201继续，发射所述信号到接收无线通信设备，使得天线子集中的每个天线在各自的时间依照CSD子集中的相应一个进行发射，如步骤3231所示。

总地来说，依照方法3201的这种操作可以被视为在发射无线通信设备内执行(例如，在无线通信系统内发射信号的接入点(AP)或无线站(STA))。

参考图33A的方法3300，方法3300开始于依照多个CSD生成数据包，使得数据包包括有指示所述数据包的用户、流等的组ID(例如，基于在先组定义字段的组ID)，如步骤3310所示。一些实施例中，在执行步骤3310的操作之前，方法3300可以发射组定义字段给接收无线通信设备，如步骤3305所示。

经由多个天线，方法3300继续，依照多个CSD，发射包括该数据包的信号到接收无线通信设备，如步骤3320所示。

总地来说，依照方法3300的这样的操作可以被视为在发射无线通信设备内执行(例如，在无线通信系统内发射信号的接入点(AP)或无线站(STA))。

参考图33B的方法3301，方法3301始于从通信信道(信号依照多个CSD被发射到此)接收信号，如步骤3311中所示。然后方法3301从信号中取消CSD，由此生成已修改的信号，如步骤3321所示。

方法3301继续，处理已修改的信号(例如，依照量化/反馈信号状态信号(CSI)，恢复频域相关性(连续性)等)，如步骤3331中所示。

总地来说，这种依照方法3301的操作可以被视为在接收无线通信设备内执行(例如，在无线通信系统内接收信号的接入点(AP)或无线站(STA))。

还注意到，本文中关于各个方法所描述的各种操作和功能可以在无线通信设备内执行，例如使用其中的基带处理模块(例如，依照如参考图2所描述的基带处理模块)和或其中的其他部件来执行。例如，这样的基带处理模块可以依照适当选择的CSD执行数据包或帧的生成，以及包括该数据包的信号的生成，以及使用依照本发明的各个方面的无线通信设备的任意数目的天线中至少一个天线发射所述信号，和/或本文描述的其他操作和功能等，或他们各自的等同替换。

需要注意，本申请中描述的各种模块和/或电路(例如基带处理模块、编码模块和/或电路、解码模块和/或电路等)可以使单个处理设备或多个处理设备。这样的处理设备可以是微处理器、微控制器、数字信号处理器、微计算机、中央处理单元、现场可编程门阵列、可编程逻辑设备、状态机、逻辑电路、模拟电路、数字电路和/或任何基于操作指令处理信号的设备。操作指令可存储在存储器中。该存储器可以是单个存储设备或多个存储设备。这样的存储设备可以是ROM、RAM、易失性存储器、非易失性存储器、静态存储器、动态存储器、闪存、和/或任何其它可存储数字信息的设备。需要注意的是，当处理模块通过状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路执行一项或多项其功能时，存储对应操作指令的存储器嵌入在包含该状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路的电路内。这样的实施例中，存储器存储且与其连接的处理模块执行操作指令，对应于本申请所图示和/或描述的至少一些步骤和/或功能。

还需注意，本申请中描述或图示的各模块、电路、功能块、部件、设备等之间的连接或耦合，在不同实施例中可有不同的实现。例如一个实施例中，某些连接或耦合可以是彼此之间的直接连接或直接耦合。另一实施例中，这样的连接或耦合可以是彼此之间的间接连接或间接耦合(通过一个或多个中间部件)。当然，其它实施例可具有这样的连接或耦合方式的各种结合，使得某些是直接的，而其他是间接的。不同的实现方式可用于执行各模块、电路、功能块、部件、设备等之间的连接或耦合而不脱离本发明的范围和精神实质。

本领域普通技术人员可以理解，术语“基本上”或“大约”，正如这里可能用到的，对相应的术语提供一种业内可接受的公差。这种业内可接受的公差从小于1％到20％，并对应于，但不限于，组件值、集成电路处理波动、温度波动、上升和下降时间和/或热噪声。本领域普通技术人员还可以理解，术语“可操作地连接”，正如这里可能用到的，包括通过另一个组件、元件、电路或模块直接连接和间接连接，其中对于间接连接，中间插入组件、元件、电路或模块并不改变信号的信息，但可以调整其电流电平、电压电平和/或功率电平。本领域普通技术人员可知，推断连接(亦即，一个元件根据推论连接到另一个元件)包括两个元件之间用相同于“可操作地连接”的方法直接和间接连接。本领域普通技术人员还可知，术语“比较结果有利”，正如这里可能用的，指两个或多个元件、项目、信号等之间的比较提供一个想要的关系。例如，当想要的关系是信号1具有大于信号2的振幅时，当信号1的振幅大于信号2的振幅或信号2的振幅小于信号1振幅时，可以得到有利的比较结果。

本发明通过借助方法步骤展示了本发明的特定功能及其关系。所述方法步骤的范围和顺序是为了便于描述任意定义的。只要能够执行特定的功能和顺序，也可应用其它界限和顺序。任何所述或选的界限或顺序因此落入本发明的范围和精神实质。

本发明还借助功能模块对某些重要的功能进行了描述。所述功能模块的界限和各种功能模块的关系是为了便于描述任意定义的。只要能够执行特定的功能，也可应用其它的界限或关系。所述其它的界限或关系也因此落入本发明的范围和精神实质。

本领域普通技术人员还可知，本申请中的功能模块和其它展示性模块和组件可实现为离散组件、专用集成电路、执行恰当软件的处理器和前述的任意组合。

此外，尽管以上是通过一些实施例对本发明进行的描述，本领域技术人员知悉，本发明不局限于这些实施例，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。本发明的保护范围仅由本申请的权利要求书来限定。

相关专利/专利申请的交叉引用

本申请要求以下美国临时专利申请的优先权并将其全文结合引用于此，作为本申请的一部分：

1、美国临时申请序列号61/353,184、题为“用于多用户、多接入和/或MIMO无线通信内的循环位移延迟(CSD)短训练字段(STF)”、(代理案号BP221)、递交日06-09-2010、待决。

2、美国临时申请序列号61/357,936、题为“用于多用户、多接入和/或MIMO无线通信内的循环位移延迟(CSD)短训练字段(STF)”、(代理案号BP221.1)、递交日06-23-2010、待决。

3、美国临时申请序列号61/387,930、题为“用于多用户、多接入和/或MIMO无线通信内的老式循环位移延迟(CSD)”、(代理案号BP22335)、递交日09-29-2010、待决。

4、美国临时申请序列号61/390,295、题为“用于多用户、多接入和/或MIMO无线通信内的老式循环位移延迟(CSD)”、(代理案号BP22335.1)、递交日10-06-2010、待决。

本申请还引用以下美国专利申请，并将其全文结合引用于此作为本申请的一部分：

1、美国专利申请序列号___________、题为“用于多用户、多接入和/或MIMO无线通信内的老式循环位移延迟(CSD)”、(代理案号BP22335)、同时递交日03-____-2011、待决。

1、美国专利申请序列号12/796,655、题为“多用户、多接入和/或MIMO无线通信内的组识别和定义”、(代理案号BP20717.1I1)、递交日06-08-2010、待决，其根据35U.S.C.§119(e)要求以下美国临时专利申请的优先权，这些美国临时专利申请由此结合引用于此作为本申请的一部分：

1.1、美国临时申请序列号61/185,153、题为“对WLAN设备中OFDMAIMU-MIMO传输的OFDMA群集解析与确认”(代理案号BP20710.1)、递交日06-08-2009、现已过期。

1.2、美国临时申请序列号61/185,161、题为“WLAN多用户/OFDM多接入训练”、(代理案号BP20717)、递交日06-08-2009、现已过期。

1.3、美国临时申请序列号61/186,119、题为“WLAN多用户/OFDM多接入训练”、(代理案号BP20717.1)、递交日06-11-2009、现已过期。

1.4、美国临时申请序列号61/311,480、题为“下一代WLAN向后可兼容探测帧”、(代理案号BP20717.2)、递交日03-08-2010、现已过期。

1.5、美国临时申请序列号61/250,491、题为“多用户多输入多输出前同步码”、(代理案号BP21367)、递交日10-09-2009、现已过期。

1.6、美国临时申请序列号61/255,690、题为“多用户多输入多输出前同步码”、(代理案号BP21367.1)、递交日10-28-2009、现已过期。

1.7.美国临时申请序列号61/257,323、题为“多用户多输入多输出前同步码”、(代理案号BP21367.2)、递交日11-02-2009、现已过期。

1.8.美国临时申请序列号611321,430、题为、题为“多用户多输入多输出前同步码”、(代理案号BP21367.3)、递交日04-06-2010、待决。

1.9.美国临时申请序列号61/232,316、题为“WLAN下一代PHY报头选项”、(代理案号BP21047)、递交日08-07-2009、现已过期。

1.10.美国临时申请序列号61/1240,285、题为“WLAN下一代PHY报头选项”、(代理案号BP21047.1)、递交日09-07-2009、现已过期。

1.11.美国临时申请序列号61/250,531、题为“WLAN下一代PHY头选项”、(代理案号BP21047.2)、递交日10-11-2009、现已过期。

1.12.美国临时申请序列号61/255,232、题为“WLAN下一代PHY报头选项”、(代理案号BP21047.3)、递交日10-27-2009、现已过期。

1.13.美国临时申请序列号61/319,366、题为“用于在下一代WLAN中的MU-MIMO传输的有效组ID“、(代理案号BP21803)、递交日03-31-2010、待决。

美国专利申请序列号12/796,655根据35U.S.C.§119(e)，作为部分继续申请(CIP)，要求以下美国专利申请的优先权，这些美国专利申请由此结合引用于此作为本申请的一部分：

1.美国专利申请序列号12/794,707、题为“用于多用户、多接入和/或MIMO无线通信内信令的群集解析”、(代理案号BP20710)、递交日06-04-2010、待决，其根据35U.S.C.§119(e)，要求以下美国临时专利申请的优先权，这些美国临时专利申请由此结合引用于此作为本申请的一部分：

a.美国临时申请序列号61/184,420、题为“对WLAN设备内OFDMAIMU-MIMO传输的OFDMA群集解析和确认”、(代理案号BP20710)、递交日06-05-2009、现已过期

b.美国临时申请序列号61/185,153、题为“对WLAN设备内OFDMAIMU-MIMO传输的OFDMA群集解析和确认”、(代理案号BP20710.1)、递交日06-08-2009、现已过期。

美国专利申请序列号12/796,655还根据35U.S.C.§119(e)，作为部分继续申请(CIP)，要求以下美国专利申请的优先权，这些美国专利申请由此结合引用于此作为本申请的一部分：

2.美国专利申请序列号12/794,711、题为“多用户、多接入和/或MIMO无线通信内的发射确认”、(代理案号BP20710.1)、递交日06-04-2010、待决，其根据35U.S.C.§119(e)，要求以下美国临时专利申请的优先权，这些美国临时专利申请由此结合引用于此作为本申请的一部分：

本申请还引用以下IEEE标准，并将其全文结合引用于此作为本申请的一部分：

1.IEEE Std 802.11TM-2007，″IEEE Standard for Informationtechnology-Telecommunications and information exchange between systems-Localand metropolitan area networks-Specific requirements；Part 11：Wireless LANMedium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications，″IEEEComputer Society，IEEE Std 802.11^TM-2007，(Revision of IEEE Std 802.11-1999)，1233pages.

2.IEEE Std 802.11nTM-2009，″IEEE Standard for Informationtechnology-Telecommunications and information exchange between systems-Localand metropolitan area networks-Specific requirements；Part 11：Wireless LANMedium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications；Amendment 5：Enhancements for Higher Throughput，″IEEE Computer Society，IEEE Std 802.11nTM-2009，(Amendment to IEEE Std 802.11TM-2007 asamended by IEEE Std 802.11kTM-2008，IEEE Std 802.11rTM-2008，IEEE Std802.11yTM-2008，and IEEE Std 802.11rTM-2009)，536 pages.

模式选择表：

表1：2.4GHz，20/22MHz信道带宽，54Mbps最大比特率

表2：表1的信道化

表3：表1的功率频谱密度(PSD)掩码

表4：5GHz，20MHz信道带宽，54Mbps最大比特率

表5：表4的信道化

表6：2.4GHz，20MHz信道带宽，192Mbps最大比特率

表7：表6的信道化

表8：5GHz，20MHz信道带宽，192Mbps最大比特率

表9：表8的信道化

表10：5GHz，40MHz信道带宽，486Mbps最大比特率

表11：表10的PSD掩码

表12：表10的信道化