CN100566324C - 多输入多输出的无线局域网通讯 - Google Patents

Abstract

一种无线局域网(WLAN)发射器，包括MAC模块、PLCP模块、以及PMD模块。所述MAC(媒体访问控制)模块可操作地连接以根据一个WLAN协议将MAC服务数据单元(MSDU)转换为MAC协议数据单元(MPDU)。所述PLCP(物理层收敛过程)模块可操作地连接以根据所述WLAN协议将MPDU转换为PLCP协议数据单元(PPDU)。所述PMD(物理媒体依赖)模块可操作地连接以根据所述WLAN协议的多种运行模式之一将PPDU转换为多个射频信号，其中，所述多种运行模式包括多输入和多输出组合。

Description

多输入多输出的无线局域网通讯

技术领域

本发明涉及一种无线通讯系统，特别涉及可在这种无线通讯系统中按高数据率发射的一种发射器。

背景技术

通讯系统用于在无线和/或有线通讯设备之间进行无线和有线通讯。这些通讯系统的范围包括国家和/或国际蜂窝式电话系统、因特网、点对点的家庭无线网络。每种类型的通讯系统都是根据一种或多种通讯标准重构而运行的。例如，无线通讯系统可根据以下的一个或多个标准运行(包括但不局限于)：IEEE 802.11、蓝牙、先进移动电话服务(Advanced mobile phoneservices，AMPS)、数字AMPS、全球移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)、本地多点分配系统(local multi-point distribution system，LMDS)、多信道多点分配系统(multi-channel-multi-point distribution systems，MMDS)、以及它们的变型。

根据无线通讯系统的类型，诸如蜂窝式电话、二路射频、个人数字助理(PDA)、个人计算机(PC)、笔记本电脑、家庭娱乐装置等无线通讯设备会直接或间接与其他无线通讯设备通讯。对于直接通讯(即点对点通讯)，参与的无线通讯设备会将它们的接收器和发射器调整到相同的一个或几个信道(如无线通讯系统中多个射频(RF)载波中的一个)，并通过这些信道进行通信。对于非直接无线通讯，每一无线通讯设备直接与相关基站(如蜂窝式服务设备)和/或通过指定的信道与相关接入点(如对于家庭或楼内无线网络)通讯。为了实现无线通讯设备间的通讯连接，相关基站和/或相关接入点直接通过系统控制器、公共交换电话网、因特网、和/或其他广域网相互通讯。

对于每一参与无线通讯的无线通讯设备，其中内置有一个无线收发器(即接收器和发射器)或连接到一个相关的无线收发器(如家庭和/或楼内无线通讯网络、射频调制解调器等)。其中，接收器连接到天线，且包括低噪放大器、一个或多个中频级、一个滤波级、以及一个数据恢复级。低噪放大器通过天线接收入站射频信号，然后放大。所述一个或多个中频级将放大后的射频信号与一个或多个本地振荡混频，以将放大后的射频信号转换为基带信号或中频(IF)信号。滤波级对所述基带信号或IF信号进行滤波，以衰减不需要的频带信号从而生成滤波信号。数据恢复级根据特定的无线通讯标准恢复来自滤波信号的原始数据。

如所知地，发射器包括数据调制级、一个或多个中频级、以及功率放大器。数据调制级根据特定的无线通讯标准将原始数据转换为基带信号。一个或多个中频级将基带信号与一个或多个本地振荡混频，以产生射频信号。功率放大器在通过天线发射前将射频信号放大。

通常，发射器包括一个用于发射射频信号的天线，所述信号通过接收器的单个天线或多个天线接收。当接收器包括两个或更多天线时，接收器会选择其中一个天线接收入射信号。在该情况下，发射器和接收器间的无线通讯为单输出单输入(single-output-single-input，SISO)通讯，即使接收器包括用作分集式天线(即选择其中之一接收入射信号)的多个天线。对于SISO无线通讯，收发器中包括一个发射器和一个接收器。通常，大多数IEEE802.11、802.11a、802.11b、或802.11g无线局域网(WLAN)都使用SISO无线通讯。

其他类型的无线通讯包括单输入多输出(single-input-multiple-output，SIMO)、多输入单输出(multiple-input-single-output，MISO)及多输入多输出(multiple-input-multiple-output，MIMO)模式。在SIMO无线通讯中，单个发射器将数据处理为发射到接收器的射频信号。接收器包括两个或更多天线及两个或更多接收器路径。每一天线接收射频信号，并为它们提供相应的接收器路径(例如LNA、降频模块、滤波器、及ADC)。每一接收器路径处理接收的射频信号，以生成数字信号，所述数字信号被合并，然后被处理以取回发送的数据。

对于MISO无线通讯，发射器包括两个或更多发射路径(如数字到模拟转换器、滤波器、升频模块、及功率放大器)，每一路径将基带信号相应部分转换为射频信号，所属射频信号通过相应的天线发射到对应的接收器。接收器包括从发射器接收多个射频信号的单个接收器路径。在该情况下，接收器使用聚束(beam forming)技术以将多个射频信号合并为一个信号以进行处理。

对于MIMO无线通讯，发射器和接收器中的每一个都包括多路径。在该通讯中，发射器使用空间和时间编码功能并联处理数据，以生成两个或更多数据流。发射器包括多个将每一数据流转换为多个射频信号的发射路径。接收器通过多个接收器路径接收多个射频信号，从而使用空间和时间编码功能取回数据流。之后合并取回的数据流，然后进行处理以恢复原始数据。

有了上述的多种类型的无线通讯(例如SISO、MISO、SIMO及MIMO)，可使用其中的一种或多种无线通讯类型以提高WLAN内的数据吞吐量。例如，与SISO通讯相比，MIMO通讯可实现高数据率。然而，大多数WLAN包括一些遗留的无线通讯设备(例如只能适应旧版本无线通讯标准的设备)。正因如此，要求可按MIMO方式无线通讯的发射器可向后兼容遗留设备、以在多数现有WLAN中运行。

因此，需要出现一种可进行高数据吞吐、并向后兼容遗留设备的WLAN发射器。

发明内容

本发明的具有高数据吞吐量的WLAN发射器可满足上述这些以及其他需要。在一个实施例中，无线局域网(WLAN)发射器中包括MAC模块、PLCP模块、以及PMD模块。所述MAC(媒体访问控制)模块可操作地连接以根据一个WLAN协议将MAC服务数据单元(MSDU)转换为MAC协议数据单元(MPDU)。所述PLCP(物理层收敛过程)模块可操作地连接以根据所述WLAN协议将MPDU转换为PLCP协议数据单元(PPDU)。所述PMD(物理媒体依赖)模块可操作地连接以根据所述WLAN协议的多种运行模式之一将PPDU转换为多个射频信号，其中，所述多种运行模式包括多输入和多输出组合。

在另一实施例中，用于无线局域网(WLAN)发射器的物理媒体依赖(PMD)模块中包括错误保护模块、多路分解模块、以及多个直接转换模块。所述错误保护模块可操作地连接，以重构所述PPDU(PLCP协议数据单元)，从而减少产生错误保护数据的错误。所述多路分解模块可操作地连接，以将所述错误保护数据分为多个错误保护数据流。所述多个直接转换模块可操作地连接，以将所述多个错误保护数据流转换为多个射频信号。

一个方面，本发明提供一种具有高数据吞吐量的无线局域网(WLAN)发射器，所述WLAN发射器包括：

可操作地连接以根据一个WLAN协议将MAC服务数据单元(MSDU)转换为MAC协议数据单元(MPDU)的媒体访问控制(MAC)模块；

可操作地连接以根据所述WLAN协议将MPDU转换为PLCP协议数据单元(PPDU)的物理层收敛过程(PLCP)模块；以及

可操作地连接以根据所述WLAN协议的多种运行模式之一将PPDU转换为多个射频信号的物理媒体依赖(PMD)模块，其中所述多种运行模式包括多输入和多输出组合。

优选地，所述PMD模块包括：

可操作地连接以重构所述PPDU，从而减少发射错误所产生的错误保护数据的错误保护模块；

可操作地连接以将所述错误保护数据分为多个错误保护数据流的多路分解模块；以及

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流转换为多个射频信号的多个直接转换模块。

优选地，所述错误保护模块包括：

可操作地连接以将所述PPDU加扰从而生成加扰数据的加扰模块；

可操作地连接以对所述加扰数据进行编码从而生成编码数据的信道编码模块；以及

可操作地连接以将所述编码数据进行交错处理以生成交错数据的交错模块，其中所述交错数据代表所述错误保护数据。

优选地，所述多个直接转换模块的每一个包括：

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流中的一个转换为数字基带信号的数字基带处理模块；以及

可操作地连接以将所述数字基带信号转换为多个射频信号之一的射频前端。

优选地，所述数字基带处理模块包括：

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流中的一个映射为符号的符号映射模块；

可操作地连接以将所述符号从频域转换为时域从而产生多个音调的反向快速傅里叶变换(inverse fast Fourier transform，IFFT)模块；

可操作地连接以将循环前缀加到所述多个音调中的每一个从而产生多个副载波的循环前缀模块；

可操作地连接以使用由多个直接转换模块中的另数个所生成的多个副载波对前述多个副载波进行时空编码，从而生成多个时空编码的副载波的时空编码模块；以及

可操作地连接以对所述多个时空编码的副载波进行滤波从而生成数字基带信号的数字模块。

优选地，所述IFFT模块通过下述方式实现将符号从频域转换为时域以生成多个音调的功能：

使用编码正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)，所述正交频分复用具有64或128点IFFT。

优选地，所述射频前端包括：

可操作地连接以将所述数字基带信号转换为模拟基带信号的模拟到数字转换模块；

可操作地连接以将所述模拟基带信号与本地振荡混频以生成升频射频信号的同步/正交调节器；以及

可操作地连接以放大所述升频射频信号从而生成多个射频信号之一的功率放大器。

优选地，所述功率放大器具有以下功能：

以等值发射功率级发射所述升频射频信号的信号部分，以实现所需最大比特率，其中所述信号部分对应于由IFFT模块生成的多个音调。

优选地，所述多个运行方式包括至少下述之一：

用于2.4到2.5GHz频带的20MHz信道；

用于4.9到5.850GHz频带的20及40MHz信道；

使用2、3、或4个发送路径的多个MIMO发射方式；

数据率最少为480兆位每秒(Mbps)；以及

包括至少4096字节的帧。

优选地，所述MAC模块通过至少以下之一生成MPDU：

使用增强型分布式控制访问机制(enhanced distributed control access，EDCA)；

阻塞直接确认；

在所述数据率使请求发送(RTS)和清除发送(CTS)可行；以及

具有在1/CWMIN(最小竞争窗口)的平均冲突率。

另一方面，本发明提供了一种在无线局域网发射器中使用的PMD模块，所述PMD模块包括：

可操作地连接以重构PPDU(PLPC协议数据单元)，从而减少发射错误所产生的错误保护数据的错误保护模块；

可操作地连接以将所述错误保护数据分为多个错误保护数据流的多路分解模块；以及

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流转换为多个射频信号的多个直接转换模块。

优选地，所述错误保护模块包括：

可操作地连接以对所述PPDU进行加扰从而生成加扰数据的加扰模块；

可操作地连接以对所述加扰数据进行编码从而生成编码数据的信道编码模块；以及

可操作地连接以将所述编码数据进行交错处理以生成交错数据的交错模块，其中交错数据代表错误保护数据。

优选地，所述多个直接转换模块的每一个包括：

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流中的一个转换为数字基带信号的数字基带处理模块；以及

可操作地连接以将所述数字基带信号转换为多个射频信号的一个的射频前端。

优选地，所述数字基带处理模块包括：

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流中的一个映射为符号的符号映射模块；

可操作地连接以将所述符号从频域转换为时域从而产生多个音调的反向快速傅里叶变换(inverse fast Fourier transform，IFFT)模块；

可操作地连接以将循环前缀加到所述多个音调中的每一个从而产生多个副载波的循环前缀模块；

可操作地连接以使用由多个直接转换模块中的另数个所生成的多个副载波对前述多个副载波进行时空编码，从而生成多个时空编码的副载波的时空编码模块；以及

可操作地连接以对所述多个时空编码的副载波进行滤波从而生成数字基带信号的数字模块。

优选地，所述IFFT模块通过下述方式实现将符号从频域转换为时域以生成多个音调的功能：

使用编码正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)，所述正交频分复用具有64或128点IFFT。

优选地，所述射频前端包括：

可操作地连接以将所述数字基带信号转换为模拟基带信号的模拟到数字转换模块；

可操作地连接以将所述模拟基带信号与本地振荡混频从而生成升频射频信号的同步/正交调节器；以及

可操作地连接以放大所述升频射频信号从而生成多个射频信号之一的功率放大器。

优选地，所述功率放大器具有以下功能：

以等值发射功率级发射所述升频射频信号的信号部分，以实现所需最大比特率，其中所述信号部分对应于由IFFT模块生成的多个音调。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明中的无线通讯系统的示意框图；

图2是本发明中的无线通讯设备的示意框图；

图3是本发明中的射频发射器的示意框图；

图4是本发明中的射频接收器的示意框图；

图5是本发明中的基带数据处理方法的逻辑框图；

图6是进一步定义图5之步骤120的逻辑框图；

图7至图9示出了根据本发明来编码加扰数据的不同实施例的逻辑框图；

图10A和图10B是本发明中的无线发射器的示意框图；

图11A和图11B是本发明中的无线接收器的示意框图；

图12是本发明中的信道编码器的示意框图；

图13是本发明中的分编码器的示意框图；

图14是本发明中的分编码器的替换实施例的示意框图；

图15是本发明中的2/5比率编码器的示意框图；

图16是本发明中的穿孔编码器的示意框图；

图17是本发明中的穿孔编码器的另一实施例的示意框图；

图18是本发明中的低密度奇偶校验编码器的示意框图；以及

图19是本发明中的数字复用器的示意图。

具体实施方式

图1示出了通讯系统10的示意框图，所述通讯系统10包括多个基站和/或接入点12-16、多个无线通讯设备18-32、以及网络硬件部分34。该无线通讯设备18-32可以是便携式主机电脑18和26、个人数字助理主机20和30、个人计算机主机24和32和/或蜂窝式电话主机22和28。无线通讯设备的详细结构将参考图2进一步描述。

基站或接入点12-16通过局域网连接36、38及40可操作地连接到网络硬件34。网络硬件34可以是路由器、交换器、网桥、调制解调器、系统控制器等等，其为通讯系统10提供广域网连接42。每一基站或接入点12-16具有一个相关的天线或天线组，以在其范围内与无线通讯设备通讯。通常，无线通讯设备注册到一个特定基站或接入点12-14，以从通讯系统10接收服务。对于直接连接(即点对点通讯)，无线通讯设备直接通过分配的信道通讯。

通常，基站用于蜂窝式电话系统及类似系统，而接入点则用于家庭或楼内无线网络。无论通讯系统是何类型，每一无线通讯设备包括内置的无线电设备和/或连接到无线电设备。该无线电设备包括高线性放大器和/或在此描述的可编程多级放大器，以提高性能、减少成本、减小尺寸、和/或提高带宽应用。

图2是示出无线通讯设备的示意框图，该无线通讯设备包括主机设备18-32、以及相关的无线电设备60。对于蜂窝式电话主机，无线电设备60为内置的元件。对于个人数字助理主机、便携式主机、和/或个人计算机主机，无线电设备60可以是内置的或外接的元件。

如所示的，主机设备18-32包括处理模块50、存储器52、无线接口54、输入接口58、以及输出接口56。处理模块50和存储器52执行对应指令，该指令通常由主机设备执行。例如，对于蜂窝式电话主机设备，处理模块50根据特定蜂窝式电话标准实现对应的通讯功能。

无线电模块54允许从无线电设备60接收数据或发送数据到无线电设备60。对于接收自无线电设备60的数据(如入站数据)，无线接口54提供数据到处理模块50，以进一步处理和/或路由到输出接口56。输出接口56提供到输出显示设备(如显示器、监控器、扬声器等等)的连通，从而可显示接收的数据。无线接口54还提供来自处理模块50的数据到无线电设备60。处理模块50可通过输入接口58从诸如键盘、小键盘、麦克风等等的输入设备接收出站数据，或者生成数据本身。对于通过输入接口58接收的数据，处理模块50可为数据提供对应的主机函数，和/或通过无线接口54将数据路由到无线电设备60。

无线电设备60包括主机接口62、基带处理模块64、存储器66、多个射频发射器68-72、发射/接收(T/R)模块74、多个天线82-86、多个射频接收器76-80、以及本地振荡模块100。基带处理模块64与存储于存储器66中的操作指令结合，分别执行数字接收器函数和数字发射器函数。如将在图11B进一步描述的，数字接收器函数包括但不限于数字中频到基带转换、解调、构象(constellation)、去映射、解码、去交错、快速傅立叶转换、循环前缀去除、空间和时间解码、和/或去加扰。如将参考附图5-19进一步详细描述的，数字发射器函数包括但不限于加扰、编码、交错(interleaving)、构象映射、调制、反向快速傅立叶转换、循环前缀附加、空间和时间编码、和/或数字到中频的转换。可使用一个多个处理设备执行基带处理模块64。所述处理设备可以是微处理器、微控制器、数字信号处理器、微型计算机、中央处理单元、场可编程网关组、可编程逻辑设备、状态机、逻辑电路、模拟电路、数字电路、和/或任何可根据操作指令操作信号(模拟和/或数字)的设备。存储器66可以是单个存储设备或多个存储设备。该存储设备可以是只读存储器、随机访问存储器、可变存储器、非可变存储器、静态存储器、动态存储器、闪存、和/或任何可存储数字信息的设备。应注意，当处理模块64通过状态机、模拟电路、数字电路、和/或逻辑电路执行一个或多个函数时，存储有对应操作指令的存储器嵌入包含有状态机、模拟电路、数字电路、和/或逻辑电路的电路。

在运行中，无线电装置60通过主机接口62从主机设备接收出站数据88。基带处理模块64根据模式选择信号102接收出站数据88，生成一个或多个出站符号流90。模式选择信号102指示状态选择表中示出的特定的模式，其将在该详细说明的最后出现。例如，参考图1，模式选择信号102可指示2.4GHz的频率带、20或22MHz的信道带宽、以及54兆比特每秒的最大比特率。在该普通类别中，模式选择信号将进一步指示从1兆比特每秒到54兆比特每秒的特定比特率。此外，模式选择信号将进一步指示一个特定类的调制，该调制包括但不限于巴克码调制(barker code modulation)、BPSK、QPSK、CCK、16QAM和/或64QAM。如在表1中进一步示出的，数据率与每副载波编码比特(NBPSC)、每OFDM符号编码比特(NCBPS)、每OFDM符号数据比特(NDBPS)的数量一同提供。

模式选择信号还指出对应模式的特定通讯信道的选择，所述对应模式为表1中信息示于表2。如所示的，表2包括信道号和对应中央频率。模式选择信号还可进一步指示能量频谱密度屏蔽值，该值用于表1，并示于表3。模式选择信号或者可表明图4中的比率，其具有5GHz的频带、20MHz的信道带宽以及54兆比特每秒的最大数据率。如果这是特定模式选择，信道选择示于表5。作为进一步的替换，模式选择信号102可指示2.4GHz的频带、20MHz的信道以及192兆比特每秒的最大比特率，如表6所示。在表6中，可使用多个天线，以实现更高带宽。在该情况下，模式选择进一步指示使用天线的数量。表7示出建立表6的信道选择。表8示出另一模式选项，其中频带为2.4GHz、信道带宽为20MHz、最大比特率为192兆比特每秒。对应的表8包括从12兆比特每秒到216兆比特每秒的不同比特率，如所示的，其使用2-4个天线以及空间时间编码率。表9示出表8的信道选择。模式选择信号102可进一步指示如表10所示的特定操作模式，其对应于具有40MHz信道的5GHz频率带、并具有486兆比特每秒的最大比特率。如表10所示，可使用1-4个天线和对应的空间时间编码率使比特率从13.5兆比特每秒到486兆比特每秒。表10还示出特定的调制方案编码率和NBPSC值。表11提供了表10的功率密度屏蔽，而表12提供表10的信道选择。

基带处理模块64根据模式选择信号102由出站数据88生成一个或多个出站信号流90，其将参考图5-9进一步描述。例如，若模式选择信号102指示为特定选择的模式使用单个发送天线，则基带处理模块64将生成单个出站符号流90。或者，若模式选择信号指示2、3、或4个天线，则基带处理模块64由出站数据88生成2、3或4个对应于天线数量的出站符号流90。

根据由基带处理模块64生成的出站流90的数量，可使对应数量的射频发射器68-72将出站符号流90转换为出站射频信号92。射频发射器68-72的运行将参考附图3进一步描述。发射/接收模块74接收出站射频信号92，并将每一出站射频信号提供给对应的天线82-86。

当无线电设备60在接收模式，发射/接收模块74通过天线82-86接收一个或多个入站射频信号。发射/接收模块74提供入站射频信号94到一个或多个射频接收器76-80。射频接收器76-80(将参考图4更详细的描述)将入站射频信号94转换为对应数量的入站符号流96。入站符号流96的数量与接收数据的特定模式对应(该模式可以是表1-12示出的任一模式)。基带处理模块60接收入站符号流90，并它们转换为入站数据98，该入站数据被通过主机接口提供给主机设备18-32。

在一个实施例中，无线电设备60包括发射器和接收器。发射器可包括MAC模块、PLCP模块及PMD模块。可在处理模块64中运行的媒体访问控制(MAC)模块可操作地连接，以根据WLAN协议将MAC服务数据单元(MSDU)转换为MAC协议数据单元(MPDU)。在处理模块64中运行的物理层聚集程序(PLCP)模块可操作地连接，以根据WLAN协议将MPDU转换为PLCP协议数据单元(PPDU)。物理媒体依赖(PMD)模块可操作地连接，以根据WLAN协议的多个运行模式之一将PPDU转换为多个射频信号，其中多个运行模式包括多输入和多输出的结合。

物理媒体依赖(PMD)模块的一个实施例(将参考图10A和图10B详细描述)包括错误保护模块、多路分解模块及多个直接转换模块。可在处理模块64中运行的错误保护模块可操作地连接，以建构PPDU(PLCP协议数据单元)从而减少产生错误保护数据的传输错误。多路分解模块可操作地连接，以将错误保护数据分为多个错误保护数据流。多个直接转换模块可操作地连接，以将多个错误保护数据流转换为多个射频信号。

本技术领域的普通技术人员可以理解的是，图2的无线通讯设备可使用一个或多个集成电路实现。例如，主机设备可在一个集成电路上实现，基带处理模块64和存储器66可在第二集成电路实现，而无线电设备60的剩余元件(除天线82-86外)可在第三集成电路上实现。在一个替换的例子中，无线电设备60可在单个的集成电路上实现。在另一例子中，主机设备的处理模块50和基带处理模块64可以是在单个集成电路上的通用处理设备。此外，存储器52和存储器66可以是在单个集成电路和/或在与处理模块50和基带处理模块64的通用处理设备相同的集成电路上实现。

图3是WLAN发射器的射频发射器68-72或射频前端的实施例的示意框图。射频发射器68-72包括数字滤波向上取样模块75、数字到模拟转换模块77、模拟滤波器79、升频模块81、功率放大器83和射频滤波器85。数字滤波向上取样模块75接收出站符号流90之一，并数字滤波后以期望比率向上取样符号流，以生成滤波的符号流87。数字到模拟转换模块77将滤波的符号87转换为模拟信号89。模拟信号可包括同相和正交部分。

模拟滤波器79滤波模拟信号89以生成滤波的模拟信号91。升频模块81可包括混频器和滤波器对，其将滤波的模拟信号91与本地振荡93混频以生成高频信号95，所述本地振荡93由本地振荡模块100生成。高频信号95的频率与射频信号92的频率相对应。

功率放大器83将高频信号95放大，以生成放大的高频信号97。射频滤波器85可以是高频带通滤波器，其将放大的高频信号97滤波以生成所需的输出射频信号92。

本领域普通技术人员可以理解的是，射频发射器68-72中的每一个包括图3示出的类似的结构，其还进一步包括关闭机构，从而当不需要特定射频发射器时，关闭该发射器从而其不产生连接信号和/或噪音。

图4是每一射频接收器76-80的示意框图。在该实施例中，射频接收器76-80中的每一个包括射频滤波器101、降频模块107、模拟滤波器109、模拟到数字转换模块111、以及数字滤波和向下取样模块113。射频滤波器101可以是高频带通滤波器，其接收入站射频信号94，并将它们滤波以生成滤波的入站射频信号。低噪音放大器103根据一个增益将滤波的入站射频信号94放大，并将放大后的信号提供给可编程增益放大器105。可编程增益放大器在将入站射频信号94提供给降频模块107之前进一步将入站射频信号94放大。

降频模块107包括一对混频器、求和模块、以及滤波器，以将入站射频信号与本地振荡(LO)混频，所述本地振荡由本地振荡模块提供以生成模拟基带信号。模拟滤波器109将模拟基带信号滤波，并将它们提供给模拟到数字转换模块111，将转换为数字信号。数字滤波和向下取样模块113将数字信号滤波，然后调整取样比率以生成入站符号流96。

图5是将出站数据88通过基带处理模块64转换为一个或多个出站符号流90的方法的逻辑图。在处理步骤110，基带处理模块接收出站数据88和模式选择信号102。模式选择信号可指示表1-12中任一不同运行模式。然后进入步骤112，基带处理模块根据伪随机序列将数据加扰，以生成加扰数据。应注意的是，伪随机序列可由具有生成多项式S(x)＝x⁷+x⁴+1的反向变换寄存器生成。

然后执行步骤114，基带处理模块根据模式选择信号选择多个编码模式之一。接着执行步骤116，基带处理模块根据选择的编码模式将加扰的数据编码，以生成编码的数据。可使用并联连接涡轮编码方案和/或低密度奇偶校验编码方案进行编码。该编码方案将参考图12-19进一步详细描述。或者，编码将在以下的图7-9中进一步描述。

然后执行步骤118，基带处理模块根据模式选择信号确定多个发射流。例如，模式选择信号选择指示1、2、3、4或更多用于发射的天线的特定模式。因此，发射流的数量将与模式选择信号指示的天线的数量相对应。接着执行步骤120，基带处理模块根据模式选择信号中的发射流的数量将编码的数据转换为符号流。该步骤将参考图6进行更详细的描述。

图6是由基带处理模块提供的根据发射流的数量和模式选择信号将编码的数据转换为符号流的方法的逻辑图。该过程从步骤122开始，基带处理模块在多个符号和信道副载波上交错编码的数据，以生成交错数据。总的来说，交错处理用于将编码数据扩展到多符号和发射流。其将增强接收器的检测和错误校正能力。在一个实施例中，交错处理将遵循IEEE 802.11(a)或(g)标准以向后兼容。对于更高的配置模式(如IEEE 802.11(n))，也将在多发射路径或流上使用交错。

然后转至步骤124，基带处理模块多路复用交错数据到多个并联的交错数据流。并联数据流的数量与发射流的数量相对应，其反过来与使用的特定模式中指示的天线的数量相对应。接着继续步骤126和128，基带处理模块为每一并联的交错数据流将交错数据映射到正交幅度调制(quadratureamplitude modulated，QAM)符号，以在步骤126中生成频域符号。在步骤128，基带处理模块将频域符号转换为时域符号，其可使用反向快速傅立叶转换实现。频域符号到时域符号的转换可进一步包括加入循环前缀，以在接收器端消除符号间的干扰。应注意，反向快速傅立叶转换和循环前缀的长度由表1-12的模式所定义。通常，64点反向快速傅立叶转换用于20MHz信道，而128点反向快速傅立叶转换用于40MHz信道。

然后转至步骤130，基带处理模块为每一并联交错数据流时间和空间编码时域符号，以生成符号流。在一个实施例中，可使用编码矩阵将并联的交错数据流的时域符号时间和空间编码为对应数量的符号流，从而实现时间和空间编码。或者，可使用编码矩阵将M路并联的交错数据流的时域符号时间和空间编码为P路符号流，从而实现空间和时间编码，其中P＝M+1。在一个实施例中，编码矩阵可包括：

$\left[\begin{array}{ccccc}{C}_1& C_2& C_3& ...& C_{2M-1}\\ {-C}_2^{*}& C_1^{*}& C_4& ...& C_{2M}\end{array}\right]$

其中编码矩阵的行数与M对应，编码矩阵的列数与P对应。编码矩阵中的常量的特定符号值可以是实数或虚数。

图7是基带处理模块使用的用于编码图5中步骤116的加扰数据的方法的逻辑图。在该方法中，由步骤140开始，基带处理模块提供带有64个状态码和加扰数据的生成多项式G₀＝G133₈及G₁＝171₈卷积编码，以生成卷积编码数据。然后转至步骤142，基带处理模块根据选择信号在多个比率之一处收缩卷积编码数据。应注意的是，收缩率可包括1/2、2/3、和/或3/4、或表1-12中定义的任一比率。注意，对于特定模式，可选择兼容IEEE802.11(a)和/或IEEE 802.11(g)比率要求的比率。

图7中的编码还可包括操作步骤144，基带处理模块将卷积编码与外部里德所罗门编码(Reed Solomon Code)合并，以生成卷积编码数据。注意，步骤144与步骤140并联操作。

图8是基带处理模块使用的图5中步骤116编码加扰数据的另一编码方法的逻辑图。在该实施例中，由步骤146开始，基带处理模块根据优码键控(complimentary code keying，CCK)编码，以生成编码数据。其可根据IEEE 802.11(b)规范和/或IEEE 802.11(g)规范实现。编码可包括操作步骤148，其与步骤146并联执行，将CCK码与外部里德所罗门码合并生成编码数据。

图9为由基带处理模块执行的步骤116中编码加扰数据的另一方法的逻辑图。在该实施例中，开始于步骤150，基带处理模块执行带有256个状态码和加扰数据上的生成多项式G₀＝561₈和G₁＝753₈的卷积编码，以生成卷积编码数据。然后转至步骤152，基带处理模块根据模式选择信号在多个比率之一处收缩卷积编码数据，以生成编码数据。注意，收缩率为表1-12中指示的对应模式。

图9中的编码还可包括操作步骤154，基带处理模块将卷积编码与外部里德所罗门码合并，生成卷积编码数据。

图10A和10B示出了根据本发明的WLAN发射器的PMD模块的示意框图。在图10A中，示出的基带处理模块包括扰码器172、信道编码器174、数字复用器176、多路复用器178、多个符号映射器180-184、多个反向快速傅立叶转换(IFFT)/循环前缀附加模块186-190、以及空间/时间编码器192。发射器的基带部分还包括接收模式选择信号173、为无线发射器生成设置179及为基带部分生成比率选择171的模式管理模块175。在该实施例中，扰码器172、信道编码器174、以及数字复用器176包括错误保护模块。符号映射器180-184、多个IFFT/循环前缀模块186-190、空间时间编码器192包括数字基带处理模块的一部分。

在操作中，扰码器172将伪随机序列加入到出站数据88，以使数据呈现随机性。伪随机序列可由具有生成多项式S(x)＝x⁷+x⁴+1的反向变换寄存器生成。信道编码器174接收加扰数据，并生成带有冗余的新的比特序列。这将提高接收器的检测。信道编码器174可在多个模式中操作。例如，对于兼容IEEE 802.11(a)和IEEE 802.11(g)，信道编码器为带有64个状态和生成多项式G₀＝133₈和G₁＝171₈的1/2卷积比率的形式。卷积编码的输出可以根据特定比率表(如表1-12)在1/2、2/3、和3/4被收缩。为兼容IEEE 802.11(b)和IEEE 802.11(g)的CCK模式，信道编码器具有如IEEE 802.11(b)定义的CCK码的形式。对于更高的数据率(如表6、8、10中示出的那些)，信道编码器可使用上述相同的卷积编码，或使用更强的编码，包括带有状态的卷积编码、并联链接(涡轮)码和/或低密度奇偶校验(LDPC)块码。此外，任一这些编码可以与外部里德所罗门码(Reed Solomon code)合并。根据配置平衡、兼容和低等待时间，可优化这些编码的一个或多个。注意，链接涡轮编码和低密度奇偶校验将参考图12-19更详细的描述。

数字复用器176接收编码数据，并将它扩展至多个符号和发射流。这将增强接收器的检测和错误校正能力。在一个实施例中，数字复用器176将兼容IEEE 802.11(a)或(g)标准模式。对于更高配置的模式(如表6、8、10示出那些)，数字复用器将在多个发射流上交错数据。多路复用器178将来自数字复用器176的串交错流转换为发送的M路并联流。

每一符号映射器180-184接收对应的一个来自多路复用器的M路并联数据路径。每一符号映射器180-182根据比特表(如表1-12)幅度调制符号(如BPSK、QPSK、16QAM、64QAM、256QAM等等)。为兼容IEEE802.11(a)，可使用双格雷码。

由符号映射器180-184生成的映射符号被提供给IFFT/循环前缀附加模块186-190，其实现频域到时域的转换和加入前缀，所述前缀将消除接收器的符号间干扰。注意，IFFT和循环前缀的长度在表1-12的模式表中定义。通常，64点的IFFT用于20MHz的信道，而128点的IFFT则用于40MHz的信道。

空间/时间编码器192接收时域符号的M路并联路径，并将它们转换为P路输出符号。在一个实施例中，M路输入路径的数量等于P路输出路径的数量。在另一实施例中，P路输出路径的数量等于M+1。对于路径中的每一个，空间/时间编码器将输入符号乘以编码矩阵，该编码矩阵为

$\left[\begin{array}{ccccc}{C}_1& C_2& C_3& ...& C_{2M-1}\\ {-C}_2^{*}& C_1^{*}& C_4& ...& C_{2M}\end{array}\right]$

注意，编码矩阵的行与输入路径的数量对应，而列则与输出路径的数量相对应。

图10B示出了发射器的无线电部分，其包括多个数字滤波/向上取样模块194-198、数字到模拟转换模块200-204、模拟滤波器206-216、I/Q调制器218-222、射频放大器224-228、射频滤波器230-234、以及天线236-240。来自空间/时间编码器192的P路输出由各数字滤波/向上取样模块194-198接收。在一个实施例中，数字滤波/向上取样模块194-198是数字基带处理模块的一部分，而剩余部分则包括多个射频前端。在该实施例中，数字基带处理模块和射频前端包括直接转换模块。

在操作中，有效的无线电路径的数量与P路输出的数量相对应。例如，如果仅生成一个P路输出路径，则仅有一个无线电发射器路径是有效的。本技术领域普通技术人员可以理解的是，输出路径的数量可以从一到任意期望数字。

数字滤波/向上取样模块194-198将对应的符号滤波，并调整取样率以与期望的数字到模拟转换模块200-204的取样率相一致。数字到模拟转换模块200-204将数字滤波并向上取样的信号转换为对应的同步和正交模拟信号。模拟滤波器208-214将模拟信号的对应同步和/或正交部分滤波，并将该滤波后的信号提供给对应的I/Q调制器218-222。I/Q调制器218-222根据由本地振荡器100产生的本地振荡，将I/Q信号升频为无线电频率信号。

射频放大器224-228将射频信号放大，然后在通过天线236-240发射前，使用射频滤波器230-234发射。

图11A和图11B示出了根据本发明的接收器的另一实施例的示意框图。图11A示出了接收器的模拟部分，其包括多个接收器路径。每一接收器路径包括天线、射频滤波器252-256、低噪放大器258-260、I/Q解调器264-268、模拟滤波器270-280、模拟到数字转换器282-286、以及数字滤波和向下取样模块288-290。

在操作中，天线接收入站射频信号，其通过射频滤波器252-256带通滤波。对应的低噪放大器258-260将滤波的信号放大，并将它们提供给对应的I/Q解调器264-268。I/Q解调器264-268根据由本地振荡1001产生的本地振荡，将射频信号将频为基带同步和正交的模拟信号。

对应的模拟滤波器270-280分别将同步和正交的模拟部分滤波。模拟到数字转换器282-286将同步和正交的模拟信号转换为数字信号。数字滤波和向下取样模块288-290将数字信号滤波并调整取样率为基带处理对应的比率，其将在图11B中描述。

图11B示出了接收器的基带处理。该基带处理包括空间/时间编码器294、多个快速傅立叶转换(FFT)/循环前缀去除模块296-300、多个符号去映射模块302-306、多路复用器308、去交错器310、信道解码器312、以及去扰码器314。基带处理模块还可包括模式管理模块175，用于根据模式选择173生成比率选择171和设置179。空间/时间解码模块294提供空间/时间编码器192的转换功能，其接收来自接收器路径的P路输入，并生成M路输出路径。M路输出路径由FFT/循环前缀去除模块296-300处理，FFT/循环前缀去除模块296-300提供IFFT/循环前缀附加模块186-190的转换功能，以产生频域信号。

符号去映射模块302-306利用符号映射器180-184的转换处理将频域符号转换为数据。多路复用器308将去映射的符号流合并到单个路径。

去交错器310使用交错器176实现的转换功能去交错单个路径。然后将去交错的数据提供给信道解码器312，实现信道编码器174的功能。去扰码器314接收解码的数据，并实现扰码器172的转换功能，从而生成入站数据98。

图12是由涡轮编码器实现的信道编码器174的示意框图。在该实施例中，涡轮编码器接收器接收输入比特，将其修改，使用分编码器320-322处理，并将其交错，从而生成对应的编码输出。根据特定的符号映射(BPSK、QPSK、8PSK(相移键控)、64QAM、16QAM、或16APSK(振幅相移键控))，涡轮编码器将使用相同的方式实现，以生成编码数据。例如，分别将π₀和π₁交错MSB(最高有效位)和LSB(最低有效位)，对于2比特的符号块和πL^-1，L＝0为倒数，然后修改后的交错如下：

${\mathrm{\π}}^{\′\′}l\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}i:i\mathrm{mod}2=0\\ \mathrm{\π}-1\left(i\right):i\mathrm{mod}2=1\end{array}\right)$ 以及 $\mathrm{\πl}\left(i\right)=\left(\begin{array}{c}i:i\mathrm{mod}2=1\\ \mathrm{\π}\left(i\right):i\mathrm{mod}2=0\end{array}\right)$

图13示出了图12中分编码器320-322的实施例，所述编码器可作为1/2比率编码器执行。

图14示出了分编码器320-322的另一实施例的示意框图，其使用1/2比率编码器生成2/5比率编码器。在该实施例中，两个关联二位输入被发送到1/2比率编码器。2/5比率编码器如所示的生成。

图15代表图14的整体功能。2/5比率编码器可用作穿孔编码器(如图16、17所示)，其具有对应的QPSK映射。

图18示出了信道编码器174用作低密度奇偶校验(LDPC)编码器。在该实施例中，编码器包括低密度奇偶校验编码器174、交错器176、以及格雷映射模块177。块的长度可为2000，信息的长度可为1600。在该情况下，低密度奇偶校验二位矩阵H＝[H₁，H₂]，其中H₁为不规则的400×1600低密度校验矩阵，具有权重为3的1400列和权重为7的200列，权重为14的所有行。此外，为适应硬件设备，1的分配为伪随机的。矩阵H₂为400×400矩阵，其提供冗余比特节点和检验节点间的二分图中的没有回路的长路径。

$H2=\left|\begin{array}{c}100...00\\ 11\_...00\\ \_11...00\\ ...\\ 000...10\\ 000...11\end{array}\right|$

奇偶校验矩阵提供简单的编码。编码不具有少于6的回路循环。编码的二分图的度数分配如下表所列。图的边缘的总数是6399。

比特节点等级(由比特节点发射的折环的数量)	节点的数量
		1	1
2	399
		3	1400
7	200
		校验节点等级
15	1
		16	399

图19示出了可被图18的编码器使用的特定交错。在本实施例中，编码的比率可以是1/2，LDPC编码是对成的。这样，交错如图所示。

作为可从MIMO获得的增益的一个例子，可使用信道规范。在该实施例中，假设K路子信道OFDM系统为每音调具有相等发射能量。每一子信道的相等能量(即没有空间时间填充)N×N MIMO容量为[TELATAR，FOSCHINI及GANS]：

$C_k={\log }_2\left(\det \right[I_N+\frac{\mathrm{\ρ}}{N}{\mathrm{II}}_k^H{H}_k\left]\right)$

其中，k为音调的编号，K为音调的数量，Hκ为N×N信道矩阵(每一音调)，N为天线的数量，ρ＝SNR/κ＝标准化接收器SNR，而

$\mathrm{\κ}=\frac{1}{{\mathrm{KN}}^2}\underset{k=0}{\overset{K..1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k^{*}(n,m)H_k(n,m)$

因此，每一子信道的信道矩阵的奇值决定了该子信道的容量，其中奇值分解可定义为：

$H_k=U_k{\mathrm{\Σ}}_k{V}_k^H\mathrm{with}{\mathrm{\Σ}}_k=\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{\σ}}_{1k}& & \\ & *& \\ & & {\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Nk}}\end{array}\right]$

然后第K个子信道的容量可表示为以下形式：

$C_k=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+\frac{\mathrm{\ρ}}{N}{\mathrm{\σ}}_{n,k}^2)$

可以看出，当奇值为等值时，容量为最大。

从该例子中，期望的MIMO性能增益包括：(a)在适度SNR条件下，MIMO可达到明显的数据率提升，其中数据流增长的比率达到N(TX天线的#)，并满足高SNR的需求。注意当N增加时，范围减少更加严重。(b)应根据实际事项(例如，但不限于操作复杂性和与其他技术相比的最大目标比率)选择N。在一个实施例中，至多N＝4。

本技术领域的普通技术人员可以理解的是，为了遗留兼容，WLAN发射器支持改进的频谱屏蔽、本地振荡设置需要、改进的信道编码、发射多样性技术、用于更长范围的改进的低比率模式、以及改进的PLCP错误检测。本技术领域普通技术人员还可明白，WLAN发射器的MAC模块使用EDCA(增强型分布式控制访问机制(enhanced distributed control access))、阻塞快速确认、在数据比率满足发送和清除发送请求、和/或在1/CWMIN(最小竞争窗口)具有冲突来生成MPDU。

本技术领域普通技术人员可以理解的是，在此使用的术语“充分地”和“大约”，给出了其对应的工业可接受偏差。该工业可接受偏差的范围从小于百分之一到百分之二十，并对应于但不限于元件值、集成电路加工变化、温度变化、上升和下降时间、和/或热噪声。本技术领域普通技术人员还可理解的是，在此使用的“可操作地连接”包括直接连接和通过另一元件、元素、电路或模块非直接连接，在此，对于非直接连接，介入元件、元素、电路或模块并不修改信号的信息，但可调整其电流级、电压级、和/或功率级。本技术领域普通技术人员还可理解的是，连接(即假设一个元件连接到另一元件)包括与“可操作连接”相同方式直接或间接连接于两个元件之间。本技术领域普通技术人员还可以理解的是，该处使用的术语“优于”表示两个或多个元件、零件、信号等间的比较提供了一个期望的关系。例如，当期望的关系为信号1具有比信号2更大的等级时，获得一个有利的对照。

先前的讨论表现为无线通讯系统中使用的不同多输入/多输出收发器的不同实施例。本技术领域普通人员可以理解的是，在不脱离权利要求的范围内，可从本发明所教授中获得其他实施例。

模式选择表：

表1：2.4GHz，20/22MHz信道带宽，54Mbps最大比特率

比率	调制	编码率	NBPSC	NCBPS	NDBPS	EVM	灵敏度	ACR	AACR
										1	巴克尔BPSK
2	巴克尔

	QPSK
										5.5	CCK
6	BPSK	0.5	1	48	24	-5	-82	16	32
										9	BPSK	0.75	1	48	36	-8	-81	15	31
11	CCK
										12	QPSK	0.5	2	96	48	-10	-79	13	29
18	QPSK	0.75	2	96	72	-13	-77	11	27
										24	16QAM	0.5	4	192	96	-16	-74	8	24
36	16QAM	0.75	4	192	144	-19	-70	4	20
										48	64QAM	0.666	6	288	192	-22	-66	0	16
54	64QAM	0.75	6	288	216	-25	-65	-1	15

表2：表1的信道选择：

信道	频率(MHz)
		1	2412
2	2417
		3	2422
4	2427
		5	2432
6	2437
		7	2442
8	2447
		9	2452
10	2457
		11	2462
12	2467

表3：表1的功率频谱密度(PSD)屏蔽

PSD屏蔽频率偏移	1dBr
		-9MHz到9MHz	0
+/-11MHz	-20
		+/-20MHz	-28
+/-30MHz及以上	-50

表4：5GHz，20MHz信道带宽，54Mbps最大比特率

比率	调制	编码率	NBPSC	NCBPS	NDBPS	EVM	灵敏度	ACR	AACR
										6	BPSK	0.5	1	48	24	-5	-82	16	32
9	BPSK	0.75	1	48	36	-8	-81	15	31
										12	QPSK	0.5	2	96	48	-10	-79	13	29
18	QPSK	0.75	2	96	72	-13	-77	11	27
										24	16QAM	0.5	4	192	96	-16	-74	8	24
36	16QAM	0.75	4	192	144	-19	-70	4	20
										48	64QAM	0.666	6	288	192	-22	-66	0	16
54	64QAM	0.75	6	288	216	-25	-65	-1	15

表5：表4的信道选择

信道	频率(MHz)	国家	信道	频率(MHz)	国家
						240	4920	日本
244	4940	日本
						248	4960	日本
252	4980	日本
						8	5040	日本
12	5060	日本

16	5080	日本
						36	5180	美国/欧洲	34	5170	日本
40	5200	美国/欧洲	38	5190	日本
						44	5220	美国/欧洲	42	5210	日本
48	5240	美国/欧洲	46	5230	日本
						52	5260	美国/欧洲
56	5280	美国/欧洲
						60	5300	美国/欧洲
64	5320	美国/欧洲
						100	5500	美国/欧洲
104	5520	美国/欧洲
						108	5540	美国/欧洲
112	5560	美国/欧洲
						116	5580	美国/欧洲
120	5600	美国/欧洲
						124	5620	美国/欧洲
128	5640	美国/欧洲
						132	5660	美国/欧洲
136	5680	美国/欧洲
						140	5700	美国/欧洲
149	5745	美国
						153	5765	美国
157	5785	美国
						161	5805	美国
165	5825	美国

表6：2.4GHz，20MHz信道带宽，192Mbps最大比特率

比率	TX天线	sT编码比率	调制	编码率	NBPSC	NCBPS	NDBPS
								12	2	1	BPSK	0.5	1	48	24
24	2	1	QPSK	0.5	2	96	48
								48	2	1	16QAM	0.5	4	192	96
96	2	1	64QAM	0.666	6	288	192
								108	2	1	64QAM	0.75	6	288	216
18	3	1	BPSK	0.5	1	48	24
								36	3	1	QPSK	0.5	2	96	48
72	3	1	16QAM	0.5	4	192	96
								144	3	1	64QAM	0.666	6	288	192
162	3	1	64QAM	0.75	6	288	216
								24	4	1	BPSK	0.5	1	48	24
48	4	1	QPSK	0.5	2	96	48
								96	4	1	16QAM	0.5	4	192	96
192	4	1	64QAM	0.666	6	288	192
								216	4	1	64QAM	0.75	6	288	216

表7：表6的信道选择

信道	频率(MHz)
		1	2412
2	2417
		3	2422
4	2427
		5	2432
6	2437
		7	2442

8	2447
		9	2452
10	2457
		11	2462
12	2467

表8：5GHz，20MHz信道带宽，192Mbps最大比特率

比率	TX天线	sT编码比率	调制	编码率	NBPSC	NCBPS	NDBPS
								12	2	1	BPSK	0.5	1	48	24
24	2	1	QPSK	0.5	2	96	48
								48	2	1	16QAM	0.5	4	192	96
96	2	1	64QAM	0.666	6	288	192
								108	2	1	64QAM	0.75	6	288	216
18	3	1	BPSK	0.5	1	48	24
								36	3	1	QPSK	0.5	2	96	48
72	3	1	16QAM	0.5	4	192	96
								144	3	1	64QAM	0.666	6	288	192
162	3	1	64QAM	0.75	6	288	216
								24	4	1	BPSK	0.5	1	48	24
48	4	1	QPSK	0.5	2	96	48
								96	4	1	16QAM	0.5	4	192	96
192	4	1	64QAM	0.666	6	288	192
								216	4	1	64QAM	0.75	6	288	216

表9：表8的信道选择

信道

频率(MHz)

国家

信道

频率(MHz)

国家

240	4920	日本
						244	4940	日本
248	4960	日本
						252	4980	日本
8	5040	日本
						12	5060	日本
16	5080	日本
						36	5180	美国/欧洲	34	5170	日本
40	5200	美国/欧洲	38	5190	日本
						44	5220	美国/欧洲	42	5210	日本
48	5240	美国/欧洲	46	5230	日本
						52	5260	美国/欧洲
56	5280	美国/欧洲
						60	5300	美国/欧洲
64	5320	美国/欧洲
						100	5500	美国/欧洲
104	5520	美国/欧洲
						108	5540	美国/欧洲
112	5560	美国/欧洲
						116	5580	美国/欧洲
120	5600	美国/欧洲
						124	5620	美国/欧洲
128	5640	美国/欧洲
						132	5660	美国/欧洲
136	5680	美国/欧洲
						140	5700	美国/欧洲
149	5745	美国

153	5765	美国
						157	5785	美国
161	5805	美国
						165	5825	美国

表10：5GHz，40MHz信道带宽，486Mbps最大比特率

比率	TX天线	ST编码比率	调制	编码率	NBPSC
						13.5Mbps	1	1	BPSK	0.5	1
27Mbps	1	1	QPSK	0.5	2
						54Mbps	1	1	16QAM	0.5	4
108Mbps	1	1	64QAM	0.666	6
						121.5Mbps	1	1	64QAM	0.75	6
27Mbps	2	1	BPSK	0.5	1
						54Mbps	2	1	QPSK	0.5	2
108Mbps	2	1	16QAM	0.5	4
						216Mbps	2	1	64QAM	0.666	6
243Mbps	2	1	64QAM	0.75	6
						40.5Mbps	3	1	BPSK	0.5	1
81Mbps	3	1	QPSK	0.5	2
						162Mbps	3	1	16QAM	0.5	4
324Mbps	3	1	64QAM	0.666	6
						365.5Mbps	3	1	64QAM	0.75	6
54Mbps	4	1	BPSK	0.5	1
						108Mbps	4	1	QPSK	0.5	2
216Mbps	4	1	16QAM	0.5	4
						432Mbps	4	1	64QAM	0.666	6

486Mbps

4

1

64QAM

0.75

6

表11：表10的功率频谱密度(PSD)屏蔽

PSD屏蔽频率偏移	2dBr
		-19MHz到19MHz	0
+/-21MHz	-20
		+/-30MHz	-28
+/-40MHz及以上	-50

表12：表10的信道选择

信道	频率(MHz)	国家	信道	频率(MHz)	国家
						242	4930	日本
250	4970	日本
						12	5060	日本
38	5190	美国/欧洲	36	5180	日本
						46	5230	美国/欧洲	44	5520	日本
54	5270	美国/欧洲
						62	5310	美国/欧洲
102	5510	美国/欧洲
						110	5550	美国/欧洲
118	5590	美国/欧洲
						126	5630	美国/欧洲
134	5670	美国/欧洲
						151	5755	美国
159	5795	美国

Claims (10)

1、一种具有高数据吞吐量的无线局域网发射器，其特征在于，该无线局域网发射器包括：

可操作地连接以根据一种无线局域网协议将媒体访问控制服务数据单元转换为媒体访问控制协议数据单元的媒体访问控制模块；

可操作地连接以根据所述无线局域网协议将所述媒体访问控制协议数据单元转换为物理层收敛过程协议数据单元的物理层收敛过程模块；以及

可操作地连接以根据所述无线局域网协议的多种运行模式之一将所述物理层收敛过程协议数据单元转换为多个射频信号的物理媒体依赖模块，其中所述多个运行模式包括多输入多输出组合。

2、根据权利要求1所述的无线局域网发射器，其特征在于，所述物理媒体依赖模块包括：

可操作地连接以重构所述物理层收敛过程协议数据单元，从而减少发射错误所产生的错误保护数据的错误保护模块；

可操作地连接以将所述错误保护数据分为多个错误保护数据流的多路分解模块；以及

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流转换为多个射频信号的多个直接转换模块。

3、根据权利要求2所述的无线局域网发射器，其特征在于，所述错误保护模块包括：

可操作地连接以对所述物理层收敛过程协议数据单元进行加扰以生成加扰数据的加扰模块；

可操作地连接以编码所述加扰数据并生成编码数据的信道编码模块；以及

可操作地连接以将所述编码数据进行交错处理以生成交错数据的交错模块，其中所述交错数据代表所述错误保护数据。

4、根据权利要求2所述的无线局域网发射器，其特征在于，所述多个直接转换模块中的每一个包括：

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流中的一个转换为数字基带信号的数字基带处理模块；以及

可操作地连接以将所述数字基带信号转换为多个射频信号之一的射频前端。

5、根据权利要求4所述的无线局域网发射器，其特征在于，所述数字基带处理模块包括：

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流中的所述一个映射为符号的符号映射模块；

可操作地连接以将所述符号从频域转换为时域从而产生多个音调的反向快速傅里叶变换模块；

可操作地连接以将循环前缀加到所述多个音调中的每一个从而产生多个副载波的循环前缀模块；

可操作地连接以使用由多个直接转换模块中的另数个所生成的多个副载波对前述多个副载波进行时空编码，从而生成多个时空编码的副载波的时空编码模块；以及

可操作地连接以对所述多个时空编码的副载波进行滤波从而生成数字基带信号的数字模块。

6、根据权利要求5所述的无线局域网发射器，其特征在于，所述反向快速傅里叶变换模块通过下述方式实现将所述符号从频域转换为时域以生成多个音调的功能：

使用编码的正交频分复用，所述正交频分复用具有64或128点反向快速傅里叶变换。

7、一种在无线局域网发射器中使用的物理媒体依赖模块，其特征在于，所述物理媒体依赖模块包括：

可操作地连接以重构物理层聚集程序协议数据单元，从而减少发射错误所产生的错误保护数据的错误保护模块；

可操作地连接以将所述错误保护数据分为多个错误保护数据流的多路分解模块；以及

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流转换为多个射频信号的多个直接转换模块。

8、根据权利要求7所述的物理媒体依赖模块，其特征在于，所述错误保护模块包括：

可操作地连接以对所述物理层聚集程序协议数据单元进行加扰从而生成加扰数据的加扰模块；

可操作地连接以对所述加扰数据进行编码从而生成编码数据的信道编码模块；以及

可操作地连接以将编码数据进行交错处理以生成交错数据的交错模块，其中所述交错数据代表所述错误保护数据。

9、根据权利要求7所述的物理媒体依赖模块，其特征在于，所述多个直接转换模块的每一个包括：

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流中的一个转换为数字基带信号的数字基带处理模块；以及

可操作地连接以将所述数字基带信号转换为多个射频信号之一的射频前端。

10、根据权利要求9所述的物理媒体依赖模块，其特征在于，所述数字基带处理模块包括：

可操作地连接以将所述多个错误保护数据流中的所述一个映射为符号的符号映射模块；

可操作地连接以将所述符号从频域转换为时域从而产生多个音调的反向快速傅里叶变换模块；

可操作地连接以将循环前缀加到所述多个音调中的每一个从而产生多个副载波的循环前缀模块；

可操作地连接以使用由多个直接转换模块中的另数个所生成的多个副载波对前述多个副载波进行时空编码，从而生成多个时空编码的副载波的时空编码模块；以及

可操作地连接以对所述多个时空编码的副载波进行滤波从而生成数字基带信号的数字模块。

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