CN100566326C - 多输入多输出无线局域网中传输高速数据的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在多输入多输出(MIMO)无线局域网(WLAN)中传输高速数据的方法，该方法中，首先确定一个数据传输速率。然后，当所述数据传输速率介于第一数据速率和第二数据速率之间时，启动两个传输通道。然后，针对所述两个传输通道中的每一个，确定以下各项中的至少一项：集群水平、数据副载波的数目、速度码、以及循环预编码持续时间。

Description

多输入多输出无线局域网中传输高速数据的方法

本专利申请依据35 USC 119(e)，要求了名称为“关于802.11N的速率和模式问题”的临时专利申请的优先权，其临时申请号是60/562,206，临时申请日是2004年4月14日。

技术领域

本发明涉及无线通信系统，更具体地说，涉及无线通信系统中下一代无线终端与传统无线终端间的协同工作问题。

背景技术

众所周知，通信系统可支持在无线和/或有线通信设备之间的无线和有线通信。这些通信系统包括国家和/或国际蜂窝电话系统、因特网、以及点到点的室内无线网络。每种通信系统都是基于一个或多个通信标准来构建和工作的。例如，无线通信系统可根据一个或多个标准来工作，其中包括但不局限于IEEE802.11(无线局域网系统，WLAN)、蓝牙系统、先进移动电话服务系统(AMPS)、数字AMPS系统、全球无线移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)系统、本地多点分配接入系统(LMDS)、多通道多点分配接入系统(MMDS)、和/或它们的变换形式。

根据无线通信系统的类型，蜂窝电话、双路无线接收装置、个人数字助理(PDA)、个人电脑(PC)、膝上电脑、家庭娱乐设备等可直接或间接地与其他通信设备进行通信。对于直接通信(也称作点到点通信)，参与工作的无线通信设备将其接收机和发射机调整到相同的一个信道或几个信道(例如调整到无线通信系统的多个射频载波的其中一个上)。就间接无线通信而言，每个无线通信设备通过一个指定的信道与相应的基站(比如蜂窝服务)和/或相应的接入点(比如室内或楼宇内无线网络)直接进行通信。为实现无线通信设备之间的通信连接，相应的基站和/或接入点之间通过系统控制器、公共交换电话网、因特网和/或其他广域网络直接互相通信。

每个参与无线通信的无线通信设备中，包括一个内置的无线收发机(即接收机和发射机)或者连接一个相应的无线收发机(比如室内和/或楼宇内无线通信终端、射频调制解调器等)。众所周知，发射机包括一个数据调制部分，一个或多个中频部分，以及一个功率放大器。数据调制部分根据具体的无线通信标准将原始数据转换为基带信号。所述一个或多个中频部分将基带信号和一个或多个本地振荡混合以产生射频信号。在将信号通过天线发送之前，所述功率放大器对射频信号功率进行放大。

众所周知，接收机和天线相连，包括一个低噪声放大器，一个或多个中频部分，一个滤波部分和一个数据恢复部分。低噪声放大器通过天线接收输入的射频信号并将它们放大；所述一个或多个中频部分将经过放大的射频信号与一个或多个本地振荡混合，从而将经过放大的射频信号转换为基带信号或中频(IF)信号；所述滤波部分对基带信号或IF信号进行滤波，以将基带中的不希望有的信号削弱，生成滤波信号；所述数据恢复部分根据具体的无线通信标准将原始数据从滤波信号中恢复出来。

其中，为了将数据从中滤波号中恢复出来，数据恢复部分做了大量的工作。对于一个IEEE802.11a或IEEE 802.11g标准的接收机，这些工作包括保护间隙去除、快速傅立叶变换、反映射和限幅、去交叉、以及解码操作。解码操作中，利用了通道估计以从去交叉数据中生成恢复的数据。根据IEEE 802.11a和/或IEEE 802.11g标准，一帧包括一个短训练序列(STS)、一个长训练序列(LTS)、一个信号段、和多个数据段。IEEE 802.11a和/或IEEE 802.11g标准还指出，通道估计是在长训练序列阶段完成的。一旦确定了通道估计，它将被帧的其余部分利用。

目前，正在开发下一代WLAN，它将与IEEE 802.11a、IEEE 802.11b、和/或IEEE 802.11g终端(STA)及接入点系统(AP)共同存在。预期中的下一代系统中包括一个多输入多输出(MIMO)接口(802.11n)。下一代系统中的所述MIMO接口必须能够与传统的系统及基站协同工作。协同工作能力要求传统设备能够识别下一代的传输并做出相应反应。该协同工作包括至少两个具体操作。第一个操作中，AP同时支持传统的和下一代终端。第二个操作中，传统终端和下一代终端共用一个信道，也就是共同信道/“信道重叠”BSS。在这两种情况下，物理层收敛过程(PLCP)头必须允许IEEE 802.11a/b/g终端能识别下一代传输，并通过宣称无干扰信道评估(CCA)标记或者利用诸如请求请求/清除发送(RTS/CTS)、CTS发送程序等保护机制来避免与所述传输发生冲突。在上述各种情况下，下一代系统的报头能向后兼容以使传统设备能识别下一代传输。

下一代通信设备需要满足具体的数据吞吐量要求。其中一个要求是有效数据速率要达到或者超过100Mbps。在设备的PHY，这个转换速率要求是130Mbps。当然，由于发射机的功率是有限的，满足了更高的数据传输速率，在信号传输距离上就打了一下折扣。为了满足这些要求，发射机和接收机的性能必需认真选择。从而产生了要下一代通信系统来满足这些要求的需要。

发明内容

本发明所公开的在MIMO WLAN中的高速率数据传输充分地满足了这些要求。在一个实施方案中，公开了一种在多输入多输出(MIMO)无线局域网(WLAN)中传输高速数据的方法，其中首先确定一个数据传输速率。然后，当所述数据传输速率介于第一数据速率和第二数据速率之间时，启动两个传输通道。然后，针对所述两个传输通道中的每一个，确定以下各项中的至少一项：集群水平、数据副载波的数目、速度码、以及循环预编码持续时间。

在另一个实施方案中，公开了一种支持高数据速率WLAN通信的方法，其中首先确定一个工作带宽。然后确定所需的数据吞吐率。然后，选择一个以多输入多输出(MIMO)基带信号格式使用的天线数目。然后再选择一个集群。然后，根据所述工作带宽、天线数目和集群，启动一个MIMO WLAN收发机的工作，以满足所需的数据吞吐率。

一方面，本发明提供了在多输入多输出(MIMO)无线局域网(WLAN)中传输高速数据的方法，其中包括：

确定一个数据传输速率；

当所述数据传输速率介于第一数据速率和第二数据速率之间时，启动两个传输通道；

对所述两个传输通道的每一个，确定以下各项中的至少一项：

集群水平(level of constellation)；

数据副载波的数目；

速率码；以及

循环预编码持续时间。

优选地，所述启动两个传输通道的步骤中包括：

激活两个用于20MHz信道的天线。

优选地，所述集群水平包括以下各项中的至少一项：

64正交幅度调制(QAM)；

128QAM；和

256QAM。

优选地，当集群水平为64QAM时，所述确定数据副载波的数目的步骤中包括以下各项中的至少一项：

从64个副载波中选择52个用于传输数据；和

从64个副载波中选择54个用于传输数据。

优选地，当选择52个副载波时，所述方法包括：

针对所述两个传输通道中的每一个使用交替的两个导频副载波；以及

选择一个5/6的速率码。

优选地，当选择54个副载波时，所述方法包括：

针对所述两个传输通道中的每一个使用交替的两个导频副载波；以及

使用+27和-27副载波来传输数据。

优选地，当选择52个副载波时，所述方法包括：

简化循环预编码；以及

选择一个3/4的速率码。

优选地，该方法还包括：

根据选择的副载波数目调整频谱屏蔽(spectral mask)。

优选地，该方法还包括：

当所述数据传输速率由于距离的原因小于第一数据速率时，针对12、24或者48Mbps(兆位每秒)的数据传输速率，启动所述两个传输通道使用一个编码速率小于3/4的20MHz信道，或者，针对27或者54Mbps的数据传输速率，启动所述两个传输通道使用一个编码速率小于3/4的40MHz信道。

优选地，该方法还包括：

当数据传输速率大于第二数据速率时，针对192Mbps的数据传输速率，启动使用20MHz信道且编码速率为3/4的四个传输通道，针对486Mbps的数据传输速率，启动使用40MHz信道且编码速率为3/4的四个传输通道。

另一方面，本发明提供了一种支持高速率数据WLAN通信的方法，所述方法包括：

确定一个工作带宽；

确定所需的数据吞吐率；

选择一个以多输入多输出(MIMO)基带信号格式使用的天线数目；

选择一个集群；以及

根据所述工作带宽、天线数目和集群控制一个MIMO WLAN收发机，以满足所需的数据吞吐率。

优选地，该方法进一步包括确定一个工作编码速率；以及

所述MIMO WLAN收发机还根据所述工作编码速率来工作。

优选地，MIMO WLAN收发机支持正交频分复用(OFDM)的基带信号格式。

优选地，所述OFDM基带信号格式包括50个副载波，用于携带在每个天线的工作带宽内的数据。

优选地，OFDM基带信号格式包括52个副载波，用于携带在每个天线的工作带宽内的数据。

优选地，该方法还包括：

确定一个简化的循环预编码格式；和

所述MIMO WLAN收发机还根据所述简化的循环预编码格式来工作。

另一个方面，本发明还提供一种发射机，其中包括：

基带处理模块；以及

多个射频(RF)发射机，其中，所述处理模块用于：

确定一个数据传输速率；

当所述数据传输速率介于第一数据速率和第二数据速率之间时，启动所述多个RF发射机中的两个RF发射机；

对于所述两个RF发射机的每一个，确定以下各项中的至少一项：

集群水平；

数据副载波的数目；

速率码；以及

循环预编码持续时间。

优选地，所述基带处理模块是通过如下方式启动所述多个RF发射机中的所述两个RF发射机的：

激活用于20MHz信道的所述两个RF发射机。

优选地，所述集群水平包括以下各项中的至少一项：

64正交幅度调制(QAM)；

128QAM；和

256QAM。

优选地，当所述集群水平为64QAM时，所述确定数据副载波数目的步骤包括以下各项中的至少一项：

从64个副载波中选择52个用于传输数据；和

从64个副载波中选择54个用于传输数据。

优选地，当选择52个副载波时，所述基带处理模块还用于：

针对所述两个传输通道中的每一个使用交替的两个导频副载波；以及

选择一个5/6的速率码。

优选地，当选择54个副载波时，所述基带处理模块还用于：

针对所述两个传输通道中的每一个使用交替的两个导频副载波；以及

使用+27和-27副载波来传输数据。

优选地，当选择52个副载波时，所述基带处理模块还用于：

简化循环预编码；以及

选择一个3/4的速率码。

优选地，所述基带处理模块还用于：

根据选择的副载波数目调整频谱屏蔽(spectral mask)。

优选地，所述基带处理模块还用于：

当所述数据传输速率由于距离的原因小于第一数据速率时，针对12、24或者48Mbps(兆位每秒)的数据传输速率，启动所述两个传输通道使用一个编码速率小于3/4的20MHz信道，或者，针对27或者54Mbps的数据传输速率，启动所述两个传输通道使用一个编码速率小于3/4的40MHz信道。

优选地，所述基带处理模块还用于：

当数据传输速率大于第二数据速率时，针对192Mbps的数据传输速率，启动使用20MHz信道且编码速率为3/4的四个传输通道，针对486Mbps的数据传输速率，启动使用40MHz信道且编码速率为3/4的四个传输通道。

另一个方面，本发明还提供一种发射机，其中包括：

基带处理模块；和

多个射频(RF)发射机，其中，所述处理模块用于：

确定一个工作带宽；

确定所需的数据吞吐率；

从所述多个射频发射机中选择一个以多输入多输出(MIMO)基带信号格式使用的RF发射机数目，以得到选定的RF发射机；

选择一个集群；以及

根据所述工作带宽和集群控制所述选定的RF发射机，以满足所需的数据吞吐率。

优选地，所述基带处理模块还用于：

确定一个工作编码速率；以及

所述选定的RF发射机还根据所述工作编码速率来工作。

优选地，每个被选择的发射机都支持正交频分复用(OFDM)的基带信号格式。

优选地，所述OFDM基带信号格式包括50个用于传输在被选择RF发射机工作带宽范围内的数据的副载波。

优选地，所述OFDM基带信号格式包括52个用于传输在被选择RF发射机工作带宽范围内的数据的副载波。

优选地，所述基带处理模块还用于：

确定一个简化的循环预编码格式；和

所述被选择的RF发射机还根据所述简化的循环预编码格式来工作。

附图说明

图1是本发明中的一个无线通信系统的框图；

图2是本发明中的一个无线通信设备的框图；

图3是本发明中的一个无线通信设备的框图；

图4是本发明中图2所示无线通信设备的接收机部分的框图；

图5是本发明中图3所示无线通信设备的基带处理模块的实施例框图；

图6是本发明中图3所示无线通信设备的基带处理模块的另一个实施例框图；

图7是本发明中图3所示无线通信设备的基带处理模块的又一个实施例框图；

图8是本发明中图2所示无线通信设备的基带处理模块的一个实施例框图；

图9-11是可由图8所示基带处理模块处理的多种帧格式的示意图；

图12A是可由图7和8所示基带模块处理模块处理的一种帧格式；

图12B是图12A所示帧格式信号的接收信号模式；

图13是在多个可与图7和图8所示基带处理模块兼容的天线上发射的报头的示意图；

图14是图12A所示帧格式的传输模式；

图15是图12A所示帧格式的一个报头的组成方式，它适用于通用的下一代MIMO发射机，尤其适用于双天线的下一代MIMO发射机；

图16是图12A所示帧格式的一个报头的组成方式，它适用于三天线的下一代MIMO发射机；

图17是图12A所示帧格式的一个报头的组成方式，它适用于四天线的下一代MIMO发射机；

图18是一个框图，它示出了传统和下一代WLAN设备用于解释包含在一个可向后兼容的帧头中的信息的方式；

图19是依据本发明的多种下一代MIMO信号格式的频率特性示意图。

具体实施方式

图1是通信系统10的框图，其中包括多个基站和/或接入点12和16、多个无线通信设备18-32，以及一个网络硬件34。所述无线通信设备18-32可以是膝上电脑18和26、个人数字助理20和30、个人电脑24和32、和/或蜂窝电话22和28。下面将参照图2对其中的无线通信设备进行详细介绍。

基站或者接入点12-16通过局域网连接线36、38和40连接到网络硬件34。网络硬件34可以是路由器、交换机、网桥、调制解调器、系统控制器等，它为通信系统10提供广域网连接42。每个基站或者接入点12和16都有一个相应的天线或者天线阵列，以实现与其区域范围内的无线通信设备的通信，这个区域通常被称为基础服务集(BSS)11、13。通常，无线通信设备在具体的基站或者接入点12或者16进行登记注册以接收来自通信系统10的服务。

通常，基站用于蜂窝电话系统和类似的系统，而接入点则用于室内或者楼宇内无线网络。不考虑通信系统的具体模式，每个无线通信设备都包括一个内置的无线收发机和/或与一个无线收发机相连。该无线收发机包括一个高线性放大器和/或本发明公开的可编程多级放大器，以用于增强性能、降低成本、减小体积、和/或加强宽带应用。

无线通信设备22、23和24位于无线通信系统10的一个区域内，它们未与接入点关联。在这个通常被称为独立基础服务集(IBSS)15的区域内，无线通信设备通过指定的信道进行直接通信(也就是点对点、或者点对多点通信)，构成一个特别的网络。

图2是一个无线通信设备的框图，其中包括主机设备18-32和一个关联无线收发机或者终端60。对蜂窝电话主机来说，无线收发机60是一个内置部件。对个人数字助理主机、膝上电脑和/或个人电脑来说，无线收发机60可以是内置的，也可以是外部连接的部件。在本实施方案中，终端可适应于多种无线局域网(WLAN)协议中的其中一个，包括但不限于IEEE 802.11n。图2所示为一个多输入多输出(MIMO)设备。此处的IEEE 802.11n设备指的是可互换的下一代WLAN设备，而IEEE 802.11a/b/g设备则指的是传统的多输入单输出(MISO)设备。然而，在图3中将要做更详细说明的MISO设备必须能与图2中所示的MIMO设备共同使用。

如图所示，主机设备18-32包括处理模块50、存储器52、无线接口54、输入接口58和输出接口56。所述处理模块50和存储器52执行相应的通常由主机设备完成的指令。比如，对一个蜂窝电话主机设备来说，处理模块50根据具体的蜂窝电话标准执行相应的通信功能。

无线接口54允许数据发送到无线收发机60并接收来自无线收发机60的数据。当接收来自无线收发机60的数据时(比如输入数据)，无线接口54将数据提供给处理模块50以作进行进一步处理和/或路由到输出接口56。输出接口56连接到显示器、监控器、扬声器等输出显示设备上，以显示接收到的数据。无线接口54还将来自处理模块50的数据提供给无线收发机60。处理模块50可以通过输入接口58接收来自键盘、按键、话筒等输入设备的输出数据，或自己生成这些输出数据。对于通过输入接口58接收的数据，处理模块50可对其执行相应主机功能和/或将通过无线接口54将其路由到无线收发机60。

在无线收发机或者终端60中，包括一个主机接口62、一个基带处理模块64、一个存储器66、多个射频(RF)发射机68-72、一个发送/接收(T/R)模块74、多个天线82-86、多个RF接收机76-80、以及一个本地振荡模块100。基带处理模块64与存储在存储器66中的操作指令结合，以分别执行数字接收机和数字发射机的功能。数字接收机功能包括但并不仅限于数字中频到基带的转换、解调、集群反映射、解码、去交叉、快速傅立叶变换、循环预编码去除、时空解码、和/或解密。数字发射机的功能包括但并不仅限于加密、编码、交叉、集群映射、调制、反傅立叶变换、循环预编码添加、时空编码、和/或数字基带到中频的转换。基带处理模块64可通过一个或者多个处理设备实现。所述处理设备可以是微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、微型计算机、中央处理单元(CPU)、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑设备、状态机、逻辑电路、模拟电路、数字电路、和/或任何能够根据操作指令处理信号(模拟信号或者数字信号)的设备。存储器66可以是单个或多个存储设备，所述存储器设备可以是只读存储器、随机存取存储器、易失存储器、非易失存储器、静态存储器、动态存储器、闪存、和/或任何能够存储数字信息的设备。要注意的是，当处理模块64通过状态机、模拟电路、数字电路、和/或逻辑电路实现一个或者多个功能时，用于存储相应操作指令的存储器是嵌入在包括有状态机、模拟电路、数字电路、和/或逻辑电路的电路中的。

在工作过程中，无线收发机60通过主机接口62接收来自主机设备的输出数据88。基带处理模块64根据模式选择信号102接收输出数据88，以生成一个或多个输出符号流90。模式选择信号102将从模式选择表中指示一个具体模式，后面将对模式选择表作详细说明。例如，模式选择信号102可能指示2.4GHz的频带，20或者22MHz的信道带宽和最大比特率为54兆/秒(MBPS)或者更高的比特率，如122MBPS。在此一般类型中，模式选择信号将进一步表示一种具体的速率。此外，模式选择信号还可能指示一种具体的调制方式，包括但不仅限于巴克码调制、BPSK(二相相移键控)、QPSK(正交相移键控)、CCK(补码键控)、16QAM(正交幅度调制)和/或64QAM。

基带处理模块64可基于模式选择信号102，并从输出数据88中生成一个或多个输出符号流90。例如，对被选择的具体模式来说，如果模式选择信号102表示只用了一个发射天线，基带处理模块64将产生单输出符号流90。另外，如果模式选择信号表示利用了2、3或者4个天线，和天线的数目相对应，基带处理模块64将从输出数据88中产生2、3或者4个输出符号流90。

根据由基带模块64产生的输出符号流90的数目，将启动相应数目的RF发射机68-72，把输出符号流90转换为输出RF信号92。发送/接收模块74接收输出RF信号92，并将每个输出RF信号提供给一个相应的天线82-86。

当无线收发机60处于接收模式时，发送/接收模块74通过天线82-86接收一个或者多个输入RF信号。T/R模式74将输入RF信号94提供给一个或者多个RF接收机76-80。RF接收机76-80将输入RF信号94转换为相应数目的输入符号流96，后面将参照图4对RF接收机76-80作更详细的介绍。输入符号流96的数目将和数据接收的具体模式相对应。基带处理模块60接收输入符号流96并将他们转换为输入数据98，然后通过主机接口62将输入数据98提供给主机设备18-32。对于其中的无线收发机或者终端60的具体实施，可参考名称为“具有高数据吞吐量的WLAN发射机”的待审专利申请，其代理案号为BP3516，临时申请日期为2004年2月19日；还可参考名称为“具有迭代解码器的WLAN接收机”的待审专利申请，其代理案号为BP3529，临时申请日期为2004年2月19日。

在无线收发机60的一个实施方案中，一种在多输入多输出(MIMO)无线局域网(WLAN)中传输高速数据的方法会首先确定一个数据传输速率。然后，当数据传输速率介于第一数据速率和第二数据速率之间时，启动两个传输通道。然后，对于所述两个传输通道中的每一个，确定以下各项中的至少一项：集群水平、数据副载波数目、速率码、以及循环预编码持续时间。

在无线收发机60的另一个实施方案中，一种支持高数据速率WLAN通信的方法会先确定一个工作带宽。然后会确定需要的数据吞吐速率。然后会适用于多输入多输出(MIMO)基带信号格式的天线数目。然后会选择一个集群。然后根据工作带宽、天线的数目和集群，启动MIMO WLAN收发机工作以满足数据吞吐率的要求。

本领域的一般技术人员来可以理解的是，如图2所示的无线通信设备可以由一个或者几个集成电路实现。例如，主机设备可以由一个集成电路实现，基带处理模块64和存储器66可以由第二个集成电路实现，无线收发机60的其余部分，除去天线82-86，可由第三个集成电路实现。作为一种备选方案，无线收发机60可以由一个单独的集成电路来实现。作为另外一种备选方案，主机设备的处理模块50和基带处理模块64可以是一个在单独集成电路上实现的公共处理设备。此外，存储器52和存储器66也可以在一个单独的集成电路上实现，和/或者在同一个集成电路上实现实现处理模块50和基带处理模块64以作为公共处理模块。

图3是一个无线通信设备的示意图，其中包括主机设备18-32和相应无线收发机61。对蜂窝电话主机来说，无线收发机61是一个内置部件，对个人数字助理主机、膝上主机、和/或个人电脑主机来说，无线收发机61可以是内置部件，也可以是外部部件。主机设备18-32的工作方式参照上述图1中解释。图3中的WLAN设备可能按照某一种或者几种IEEE 802.11a/b/g的标准工作，作为和图2中的MIMO设备的区别，图3所示的是MISO设备。

无线收发机61包括：主机接口62、基带处理模块64、模数转换器(ADC)111、滤波模块109、中频(IF)混合下变频模块107、接收滤波模块101、低噪声放大器103、发送/接收转换模块73、本地振荡模块74、存储器66、数字发射机处理模块76、数模转换器(DAC)78、滤波模块79、中频(IF)上变频(转换)模块81、功率放大器83、发射机滤波模块85和天线86。天线86可以是由发射和接收通道共用的受Tx/Rx转换模块73控制的单个天线；或者是分别用于发射通道和接收通道的分离天线。天线的实施依赖于无线通信设备需要遵从的特定标准。基带处理模块64按前述情况工作，并执行图5-19中所示的一个或多个功能。

工作时，无线收发机61通过主机接口62接收来自主机设备的输出数据88，主机接口62将输出数据88路由到基带处理模块64，根据具体的无线通信标准(如IEEE 802.11a/b/g、蓝牙等)，基带处理模块处理输出数据88，并生成输出时域基带(BB)信号。

数模转换器77将输出时域基带信号从数字域转换到模拟域。滤波模块79首先对模拟信号进行滤波，然后将它们提供给IF上变频模块81。基于由本地振荡模块100提供的发射机本地振荡83，IF上变频模块81将模拟基带信号或者低频IF信号转换为RF信号。RF信号经过功率放大器83放大RF信号，生成输出RF信号92，输出RF信号92经由发射滤波模块85滤波。输出RF信号92通过天线86发送到基站、接入点和/或其他无线通信终端设备。

无线收发机61还通过天线86接收由基站、接入点或者其他无线通信设备发送的输入RF信号94。天线86通过Tx/Rx转换模块73把输入RF信号提供给接收滤波模块101。Rx滤波模块71将输入RF信号94带通滤波，并将经过滤波的RF信号提供给低噪声放大器103，低噪声放大器放大RF信号94，生成经过放大的输入RF信号。低噪声放大器72将经过放大的输入RF信号提供给IF下变频模块107。根据由本地振荡模块100提供的接收机本地振荡81，IF下变频模块直接将放大的输入RF信号转换为输入低IF信号或者基带信号。下变频模块70将输入低IF信号或者基带信号提供给滤波/增益模块68，滤波模块109对输入低IF信号或者输入基带信号滤波，生成经过滤波的输入信号。

模数转换器(ADC)111将经过滤波的输入信号转换为输入时域基带信号。根据由无线收发机61执行的具体的无线通信标准，基带处理模块64将输入时域基带信号解码、解密、反映射、和/或解调为重获(recaptured)输入数据98。主机接口62通过无线接口54将重获的输入数据98提供给主机设备18-32。

对本技术领域的一般技术人员来说，容易理解如图3所示的无线通信设备可以由一个或者几个集成电路实现。例如，主机设备可以由一个集成电路(芯片)实现；基带处理模块64和存储器66可以由第二个集成电路实现；无线收发机61的其余部分，除去天线86，可以由第三个集成电路实现。作为另一个实施例，无线收发机61可以由一个单独的集成电路来实现。作为另一个实施例，主机设备的处理模块50和基带处理模块64可以是在一个单独的集成电路上实现的公共处理设备。此外，存储器52和存储器66也可以在一个单独的集成电路上实现，和/或在实现处理模块50和基带处理模块64的公共处理模块的同一个集成电路上实现。

图4是RF接收机76-80的框图。在本实施方案中，每个RF接收机76-80都包括一个RF滤波器101、一个低噪声放大器(LNA)103、一个可编程增益放大器(PGA)105、一个下变频模块107、一个模拟滤波器109、一个模数转换器模块111、一个数字滤波器和向下采样模块113。所述的RF滤波器101可以是一个高频带通滤波器，接收输入RF信号94并将其滤波，生成经过滤波的输入RF信号。基于增益设置，低噪声放大器103放大经过滤波的输入RF信号94，并将经过放大的信号提供给可编程增益放大器105。可编程增益放大器放大输入RF信号94，然后将它们提供给下变频模块107。

下变频模块107包括：多个混频器、一个求和模块、一个用于混合输入RF信号和本地振荡(LO)的滤波器，生成模拟基带信号。所述的本地振荡(LO)是由本地振荡模块提供的。模拟滤波器109将模拟基带信号滤波，并把它们提供给模数转换模块111，转换为数字信号。数字滤波器和向下采样模块113对数字信号进行滤波，然后调节采样频率生成输入符号流96。

图5是如图3所示的基带处理模块64的功能实现框图。在本实施方案中，基带处理模块64的实现包括：一个保护间隙去除模块130、一个快速傅立叶变换(FFT)模块132、一个反映射/限幅模块134、一个去交叉模块136、一个解码模块138和信道估计模块120。在本实施方案中，所述的信道估计模块120包括一个编码模块140、一个交叉模块142、一个映射模块144、一个信道估计模块146和一个信道估计更新模块148。图中还示出一个可能与IEEE802.11a和/或IEEE 802.11g一致的帧155，所述的帧包括一个短训练序列、两个长训练序列、一个服务数据段、和多个数据有效载荷段。

基带处理模块64按顺序处理帧155的各段。众所周知，基带处理模块64处理短训练序列来识别一帧的存在，开始确定该帧是否有效、并确定无线接收机部分的初始增益值(例如LNA增益、可编程增益放大器的增益及模数(转换)增益等)。

接着，基带处理模块64处理长训练序列，进一步确定帧155的有效性，并通过保护间隙去除模块130来去除分隔长训练序列的保护间隙。快速傅立叶变换模块132将表示长训练序列的时域信号转换为多个时域信号150。反映射/限幅模块134将频域信号150反映射，生成反映射信号152。交叉模块136将反映射信号152去交叉，生成去交叉数据154。解码模块138解码去交叉数据154，生成输入解码数据98。

例如，如果基带处理模块64和IEEE 802.11a和/或802.11g兼容，则输入时域基带信号为5GHz和/或2.4GHz频带范围内的正交频分复用(OFDM)调制信号。FFT模块132将时域信号转换为一系列的频域信号，每个频域信号代表一个信道的副载波。众所周知，在802.11b和/或802.11g标准中，每个信道的52个非零副载波有48个数据副载波和4个导频副载波。其余的12个副载波都为零，提供至少一个保护间隙段。每个信号代表一个经过PBSK、QPSK、16QAM和/或64QAM调制的数据。反映射为相应信号确定具体的符号向量，然后，相应信号通过去交叉模块136去交叉。解码模块138(可以是一个维特比解码器)接收代表调制数据的符号向量；并根据重获的比特值解码符号向量，所述的比特值是由集群映射符号来表示的。

从本质上来说，信道估计模块120重复了基带传输的功能，将由解码模块138产生的解码数据再映射为频域信号。如图所示，编码模块140可以是速率为1/2的卷积编码器，对输入解码数据98进行编码，生成经过再编码的数据156。实际上，编码模块140执行的是解码模块138相反、和发射天线通信设备相同的编码功能。

交叉模块142将再编码数据156交叉，生成再交叉数据158。映射模块144将再交叉数据158映射为一系列的再映射频域信号160。这些功能都是反映射/限幅模块134和去交叉模块136功能的逆转或者呼应。

信道估计模块146利用一系列的再映射频域信号160和频域信号150，为正在被处理帧的具体部分生成信道估计162。信道估计162可以为长训练序列利用，生成一个LTS信道估计值，也可为服务段利用，生成一个服务段信道估计值，所述的服务段通常指作为帧信息的段，因此，一个或者多个数据的有效载荷都可能具有其确定的信道估计值160。

信道估计更新模块148接收信道估计162，用于帧155的具体段，更新以前的信道估计值，生成一个经过更新的信道估计163。对本技术领域的一般技术人员来说，容易理解，LTS信道估计值是依据以前的无线LAN接收机信道估计技术获得的，所述的WLAN接收机适用于802.11a和/或802.11g标准。

参照帧155，基于LTS信道估计，信道估计模块120为该帧生成一个初始信道估计值。接收到服务段后，信道估计模块120为服务段生成一个服务段信道估计值。然后，根据初始的信道估计值和新确定的服务段信道估计值，信道估计模块120更新该帧的信道估计值163。接收到第一数据有效载荷后，信道估计模块120为这个数据有效载荷生成一个相关的信道估计值，然后利用这第一有效载荷信道估计值更新以前的信道估计值。信道估计模块120可以为每个接收到的数据有效载荷确定一个相应的信道估计值，并更新当前的信道估计值163。另外，信道估计模块120可以仅利用多个数据有效载荷段来确定信道估计163的更新。所述的用到的数据有效载荷可以预先确定(例如，用每个第四数据有效载荷作为该数据有效载荷)，或者数据有效载荷根据相应的数据有效载荷能力来确定，这个能量水平需超过用于更新信道估计的能量门限值。

信道估计模块146和信道估计更新模块148的范例，接收到的FFT输出第K^th信号为：

Y_k＝Z_kH_kz+V_k

下脚k适用于任何信号时，方程为：

Y＝ZH+V≈CN(0，σ²)

其中，Y是接收到的帧信息段和/或接收到的有效载荷段；H是对应的信道估计；V表示接收到的帧信息段和/或接收到的有效载荷段的噪声部分；Z表示接收到的帧信息段和/或接收到的有效载荷段的多个再映射频域信号；其中Z可以表示为：Z＝K_MODX。因此，上式还可表示为：

Y＝(Z_i+jZq)(Hi+jHq)+(Vi+jVq)

＝(Z_iHi-ZqHq)+j(ZqHi+ZiHq)+(Vi+jVq)

所以

Yi＝ZiHi-ZqHq+Vi

Yq＝ZqHi+ZiHq+Vq

所以

Zi Yi+ZqVq＝(Zi²+Zq²)Hi+ZiVi+ZqVq，

这样，信道估计值可以表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{DNi}}={\hat{H}}_i=\frac{Z_i{Y}_i+Z_q\mathrm{Vq}}{{Z_i}^2+{Z_q}^2}$

${\hat{H}}_i=H_i+\frac{Z_i{V}_i+Z_q+\mathrm{Vq}}{{Z_i}^2+{Z_q}^2}$

$=\frac{{Z_i}^2{\mathrm{\σ}}^2+{Z_q}^2{\mathrm{\σ}}^2}{{({Z_i}^2+{Z_q}^2)}^2}$

$=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{({Z_i}^2+{Z_q}^2)}^2}$

$=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{K_{\mathrm{MOD}}}^2({X_i}^2+{X_q}^2)}$

另外一个例子，具有高能量的集群点可以将估计值噪声减少到最小。例如，64QAM(正交幅度调制)时，K_mod＝1/42，则

$\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{K_{\mathrm{MOD}}}^2({X_i}^2+{X_q}^2)}=\frac{42{\mathrm{\σ}}^2}{({X_i}^2+{X_q}^2)}$

从此例中可以看出，仅当集群能量大于42时才进行通道估计值的更新，在此假设前提下，下面的集群坐标给出这样一个能量级别对应表：

(X_i，X_q)      X_i ²+X_q ²

I1，I7        50

I3，I7        58

I5，I7        74

17，I7        98

I5，I5        50

图6是基带处理模块64的另一种实现方式。在此实施方案中，基带处理模块包括：保护间隙去除模块130、FFT模块132、反映射/限幅模块134、去交叉模块136、解码模块138和信道估计模块120。在本实施方案中，信道估计模块120包括：交叉模块142、映射模块144、信道估计模块146和信道估计更新模块148。模块130-138的功能参照前述对图5相应部分的说明，用于将输入时域基带信号转换为输入解码数据98。

本实施方案中，信道估计模块120通过交叉模块142接收来自模块136的去交叉数据。交叉模块142将数据再次交叉，产生再交叉数据158。映射模块144将再交叉数据158映射为一系列再映射频域信号160。信道估计模块146和信道估计更新模块148的作用参照前述对图5相应部分的说明，用于产生经过更新的信道估计163。

图7是基带处理模块64的又一种实施方案。在此实施方案中，基带处理模块64的配置包括：保护间隙去除模块130、FFT模块132、反映射/限幅模块134、去交叉模块136、解码模块138和信道估计模块120。在此实施例中，信道估计模块120包括：映射模块144、信道估计模块146和信道估计值更新模块148。模块130-138的作用参照前述对图5相应部分的说明，用于将输入时域基带信号转换为输入解码数据98。

本实施方案，信道估计模块120通过映射模块144接收反映射信号152。映射模块144将反映射信号152映射为OFDM调制信号，生成多个再映射频域信号160。信道估计模块146和信道估计更新模块148的功能参照前述对图5相应部分的说明，用于生成经过更新的信道估计163。

图8是符合图2所示的无线通信设备接收机的基带处理示意图。基带处理包括：一个时/空解码器294、多个快速傅立叶变换(FFT)/循环预编码去除模块296-300、多个符号反映射模块302-306、一个多路复用器308、一个去交叉器310、一个信道解码器312、一个解密器314和一个信道估计模块120。基带处理模块还可包括：一个模式管理模块175，该模块基于操作输入313的模式，生成设置315和速率选择311。时/空解码模块294接收来自接收机通道的P-输入，并生成M-输出信号。在一个实施方案中，在时/空解码模块294中，进行每个通道的输入符合乘以如下形式的解码矩阵运算：

$\left[\begin{array}{ccccc}{C}_1& C_2& C_3& \·\·\·& C_{2M-1}\\ -C_2^{*}& C_1^{*}& C_4& \·\·\·& C_{2M}\end{array}\right]$

要注意的是，解码矩阵的行和输入通道的数目相对应，列和输出通道的数目对应。时空解码M输出通道的数目可以等于时空解码P-输入通道的数目，或者输入通道P数目等于M+1通道数。

FFT/循环预编码去除模块296-300将M个符号流从时域转换到频域，生成M个时域符号流。在一个具体实施方案中，预编码去除功能基于某个预编码消除内部符号干涉。要注意的是，通常情况下，64点(64-point)FFT用于20MHz的信道，而128点的FFT用于40MHz信道。

符号反映射模块302-306将频域符号信息转换为数据位流。在一个实施方案，个符号反映射模块将经过正交幅度调制(QAM)的符号(例如，BPSK、QPSK、16QAM、64QAM、128QAM等)映射为个数据位流。要注意的是，对于向后兼容的IEEE 802.11(a)来说，可能会用到双格雷码。多路复用器308将经过反映射的符号流复合为一个单独的通道。去交叉器310对该单一通道去交叉。

迭代解码器312解码去交叉数据，生成解码数据。在待审专利申请“具有迭代解码器的WLAN接收机”中有更详细的说明，该申请的代理案号为BP3529，临时申请递交日期是2/20/04。解密器314将解码数据解密，生成输入数据98。在一个实施方案中，解密器314(在GF2中)去除解码数据中的伪随机序列。伪随机序列可能来自反馈移位寄存器，该移位寄存器具有多项式S(x)＝x⁷+x⁴+1发生器，生成解密数据。

信道估计模块120可以和去交叉模块310的输出相连，接收去交叉数据，或者和信道解码器312的输出相连，接收解码数据。如果信道估计模块120的连接用于接收解码数据，它的功能参照前述图5中相应部件的说明。如果信道估计模块120的连接用于接收去交叉数据，它的功能参照前述图6中相应部件的说明。

图9是帧200的示意图。当在区域范围内，用于无线通信的只有IEEE802.11n兼容设备时，所示的帧200可依据IEEE 802.11n来构造。如图所示，帧200包括：一个短训练序列(STS)157、多个附加长训练序列(suppl LTS)201-203和多个数据有效载荷段205-207。对这种格式的帧而言，图8中的信道估计模块120将像前述图5对相应部分说明的那样，根据LTS信道估计首先生成信道估计值。然后，信道估计模块120更新每个信道估计值。如图所示，第一数据有效载荷具有一个对应的信道估计值，用于更新LTS信道估计，生成经过更新的信道估计值。下一个数据有效载荷又具有另一个对应的信道估计值，该对应的信道估计值用于更新前面经过更新的信道估计值。

图10是帧202的示意图。当在通信区域范围内有IEEE 802.11n、802.11a和/或802.11g设备时，该帧可依据IEEE 802.11n来构造。在这种情况下，帧202包括：短训练序列(STS)157、符合802.11a和/或802.11g标准的长训练序列(LTS)159和161、符合802.11a和/或802.11g标准的服务数据域(SIG)163、附加长训练序列(suppl LTS)201-203、高速数据服务段211和多个数据有效载荷段205-209。如图所示，帧202包括两个帧信息段：服务段163和高速数据服务段211。

图8中所示的信道估计模块120首先通过确定LTS信道估计，生成信道估计值，随后利用和服务段对应的信道估计值更新它，然后信道估计模块为附加LTS确定一个信道估计值，并利用这个估计值更新前面更新过的信道估计值。高速数据服务段211和一个或者多个数据有效载荷段205-209连续进行信道估计值的更新。

图11是帧204另外一个示意图。所述的帧可和IEEE 802.11n兼容，用在含有802.11n、802.11a、802.11b和/或802.11g设备的通信范围内。在这个实施方案中，帧204包括：一个短训练序列(STS)157、传统的长训练序列(LTS)159&161、传统服务段(SIG)163、一个MAC分区段213、附加长训练序列(suppl LTS)201-203、高速数据服务段211和多个数据有效载荷段205-209。图8中的信道估计模块120利用LTS信道估计值确定初始的信道估计值，然后为帧204中的每个域和/或区确定一个信道估计值，并利用这些信道估计值更新前面更新过的信道估计值。在图示中，帧204的帧信息区包括传统服务段163、MAC分区域213和高速数据服务段211。

图12A是帧221的数据段示意图。所述的帧可由图7和图8中的基带处理模块处理。帧221包括：一个短训练序列(STS)157、一个保护时隙(GI)223、两个信道侦听(CS)245和247、以及一个信号段(SIG)163。在一个实施例中，帧221的周期是20毫秒(μs)，其中STS占用4μs，GI占用1.6μs，每个CS占用3.2μs，信号段占用4μs。在STS段，每个符号占用0.8μs。

STS157包括十个短训练符号(s₁-s₁₀)225-245。帧221的信道侦听245和247(比如，IEEE 802.11a中的长训练符号)满足下面两个标准：

1.传统(802.11a/g)终端可以利用它对信令段进行解码，获得帧长以设置空闲信道评估(CCA)参数。

2.下一代802.11n终端可以利用它进行(部分)MIMO信道估计。

在满足这种标准的情况下，信道估计误差减小到一个给定的平均最小值，这个序列的是高能效的。对于传统终端中没有变化的信令段来说，在发射机天线的输入部分，对现有长训练和信令符号进行线性加重；为了传统终端的解码，同样的加重操作提供给前两个长训练符号和传统信令域。

图12B是接收到的具有图12A所示帧格式的信号模式框图。如图所示，接收信号(X_k)255包括传输信道侦听信号(S_k)253、信道估计(H_k)251和噪音矩阵(N_k)257。特别地，接收信号X_k＝S_k*H_k+N_k，其中S_k*、H_k、N_k都是矩阵。在一个具体的实施方案中，信道估计H_k251和传输信道侦听信号S_k253具有如下形式：

X_k＝S_k·H_k+N_k

从这种信号形式可以看出，逼零(ZF)MIMO信道估计可按如下公式计算：

${\hat{H}}_k={(S_k^H\·S_k)}^{-1}\·S_k^H\·X_k=\frac{1}{M}\·S_k^H\·X_k$

确定长训练符号序列后，S_k的结果为实数倍单位矩阵。在这种情况下，按如下公式计算信道估计的最小平均方差(MMSE)：

${\hat{H}}_k={(S_k^H\·S_k+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2\·I)}^{-1}\·S_k^H\·X_k=\mathrm{\ρ}\·S_k^H\·X_k$

$\mathrm{\ρ}=\frac{1}{M+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2}$

简化计算时，nk设为独立同分布(i.i.d.)高斯变量，被选作进行“良好长训练选择”。要注意的是，由于S一般是经过认真选择的，实际上没必要利用MMSE来代替逼零(ZF)进行序列估计。

图13是多个报头261-265在多个天线(TX 1到TX M)中的传输示意图，所述的天线兼容图7和图8中所示的基带处理模块。在一个实施方案中，每个报头261-265对应包括：一个载波侦测(CD)段267、277、287，一个第一信道侦听(CS M，1)269、279、289，一个信号段(SIG)271、281、291和一个L-1剩余信道侦听(CS，M，L)。在这个实施方案中，信道侦测CD267、277、287、第一信道侦听269、279、289和信号段271、281、291可分别对应一个短训练序列、一个长训练序列和一个传统无线协议(如IEEE 802.11a，b和/或g)信号段。

根据本发明所提供的方法，报头的能量从IEEE 802.11n终端或者接入点传输给所有的信号或者几乎所有信号、所有天线或者几乎所有天线及所有L侦听序列。当L＝M时，每个L侦听期间从M天线的每个天线发出的能量为2s²/M。当L＝M时，信道估计矩阵的总能量为2Ms²。因此，无论在什么时候，总的传输能量为仅有一个信号传输时能量的M倍。

图14是具有图12A所示侦格式的传输模式示意图。对这种传输格式来说，为了满足向后兼容性和下一代信道估计的要求，应这样选择W，使W和W^-1很容易实现。此外，任何来自MIMO(下一代)，经过[w11...w1M]矩阵运算的波束，都可以被传统802.11a/g很好设备接收。(any beam forming issues fromMIMO transmitters(next generation)by[w11...w1M]should be well-received bylegacy 802.11a/g device.)

在此实施方案中，信道侦听(S_k)253乘以多个加重因子(W_k，m)68-72，所述的k对应信道侦听数目，变化范围是1-l，m对应发射天线82-86的数目。通过发射机68-72，将经过加重的信道侦听信号结果转换为RF信号，然后通过天线82-86将RF信号发射出去。在一个实施方案中，加重因子矩阵的形式如下：

在所有传输过程中，可能会形成零讯号。这些零讯号可能会通过选择加重序列而得到补偿，而成为一个波束形成器，致使这些零讯号朝具体的方向传播。例如，如果矢量矩阵w1＝[1 1](所述先前滑动矩阵的其中一行用于2个TX情形)，零讯号将会沿着-90°和+90°的方向传播，这样，和其他传统WLAN设备单输入接收机相比，某个方向上的信号受到损失。

本发明提供了一种不同的复杂加重方法，在M-1个发射天线上，将此加重方法提供给每个副载波。这样，在每个副载波上形成一种不同的波束形式，并达到了在最差方向上减少能量和容量损失的目的。

图15是图12A中帧格式的报头形成方式示意图，该报头一般地用于下一代MIMO发射机，尤其是用于具有双天线的下一代MIMO发射机中。如图所示，两个报头，对应两个有源天线。第一个报头311，通过第一个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)313，一个第一信道侦听(CS 0，0)315，一个第二信道侦听(CS 0，1)317，一个保护间隔(GI)319，一个信号段(SIG)321，另一个保护间隔(GI))323，以及第三信道侦听(CS 0，2)325。第二个报头327，通过第二个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)329，一个第一信道侦听(CS 1，0)331，一个第二信道侦听(CS 1，1)333，一个保护间隔(GI)335，一个信号段(SIG)337，另一个保护间隔(GI))339，以及第三信道侦听(CS 1，2)341。

在此实施方案中，信道侦听可用如下公式计算：

s₀₁＝s₀₀

$s_{10,k}=-s_{00,k}\·e^{i\·{\mathrm{\θ}}_k}$

s₁₁＝s₁₀

s₀₂＝s₀₀

$s_{12,k}=s_{00,k}\·e^{i\·{\mathrm{\θ}}_k}$

$S_k=\left[\begin{array}{cc}{s}_{10,k}& s_{11,k}\\ s_{20,k}& s_{21,k}\end{array}\right]=s_{00,k}\·\left[\begin{array}{cc}1& -1\\ 1& 1\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& e^{i\·{\mathrm{\θ}}_k}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{s}_{00,k}& -s_{00,k}\·e^{i\·{\mathrm{\θ}}_k}\\ s_{00,k}& s_{00,k}\·e^{i\·{\mathrm{\θ}}_k}\end{array}\right]$

从这些信道探测的数据形式中，可以得出如下形式的加重因子：

信道侦听下脚的第一个数字对应天线的数目，第二个数字对应符号的数目，k对应信道侦听的数目。例如，S_10，k对应第一个符号，通过第一个天线传输，用于第k个信道侦听。

每个副载波为了获得不同波束形式，θ_k的计算方法如下：

${\mathrm{\θ}}_k=\mathrm{\π}\·k/6,k=-\frac{N_{\mathrm{subcarriers}}}{2}\·\·\frac{N_{\mathrm{subcarriers}}}{2}$

图16是具有图12A帧格式的报头方式示意图，该报头用于三天线的下一代MIMO发射机。如图中所示，三个报头，对应三个有源天线。第一个前同步真351，通过第一个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)353，一个第一信道侦听(CS 0，0)355，一个第二信道侦听(CS 0，1)357，一个保护间隔(GI)359，一个信号段(SIG)361，一个保护间隔(GI))363，一个第三信道侦听(CS 0，2)365，一个第三保护间隔(GI)367，以及一个第四信道侦听(CS 0，3)369。第二个报头371，通过第二个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)373，一个第一信道侦听(CS 1，0)375，一个第二信道侦听(CS 1，1)377，一个保护间隔(GI)379，一个信号段(SIG)381，一个保护间隔(GI))383，一个第三信道侦听(CS 1，2)385，一个第三保护间隔(GI)387，以及一个第四信道侦听(CS 0，3)389。第三个报头391，通过第三个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)393，一个第一信道侦听(CS 2，0)395，一个第二信道侦听(CS 2，1)397，一个保护间隔(GI)399，一个信号段(SIG)401，一个保护间隔(GI))403，一个第三信道侦听(CS 2，2)405，一个第三保护间隔(GI)407，以及一个第四信道侦听(CS 2，3)409。

对不同的信道侦听，实施不同的加重因子矩阵，计算公式如下：

$S_k=\left[\begin{array}{ccc}{s}_{10,k}& s_{11,k}& s_{12,k}\\ s_{20,k}& s_{21,k}& s_{22,k}\\ s_{30,k}& s_{31,k}& s_{32,k}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{s}_{00,k}& s_{00,k}\·e^{i\·{\mathrm{\θ}}_k}& s_{00,k}\·e^{i\·{\mathrm{\φ}}_k}\\ s_{00,k}& s_{00,k}\·e^{i({\mathrm{\θ}}_k-\frac{4\·\mathrm{\π}}{3})}& s_{00,k}\·e^{i\·({\mathrm{\φ}}_k-\frac{2\·\mathrm{\π}}{3})}\\ s_{00,k}& s_{00,k}\·e^{i-({\mathrm{\θ}}_k-\frac{2\·\mathrm{\π}}{3})}& s_{00,k}\·e^{i\·({\mathrm{\φ}}_k-\frac{4\·\mathrm{\π}}{3})}\end{array}\right]$

每个副载波为了获得不同的波束形式，θ_k的计算方法如下：

θ_k＝π·k/6

φ_k＝π·(k+4)/6

图17具有图12A帧格式的报头方式示意图，该报头用于四天线的下一代MIMO发射机。如图中所示，四个前同步信号，对应四个有源天线。第一个前同步信号411，通过第一个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)413，一个第一信道侦听(CS 0，0)415，一个第二信道侦听(CS 0，1)417，一个保护间隔(GI)419，一个信号段(SIG)421，一个保护间隔(GI))423，一个第三信道侦听(CS 0，2)425，一个第三保护间隔(GI)427，一个第四信道侦听(CS 0，3)429，一个保护间隔(GI)431，以及一个第五信道侦听(CS0，4)435。第二个报头441，通过第二个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)443，一个第一信道侦听(CS 1，0)445，一个第二信道侦听(CS 1，1)447，一个保护间隔(GI)449，一个信号段(SIG)451，一个保护间隔(GI)453，一个第三信道侦听(CS 1，2)455，一个第三保护间隔(GI)457，一个第四信道侦听(CS 1，3)459，一个保护间隔(GI)461，以及一个第五信道侦听(CS 1，4)465。第三个报头471，通过第三个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)473，一个第一信道侦听(CS 2，0)475，一个第二信道侦听(CS 2，1)477，一个保护间隔(GI)479，一个信号段(SIG)481，一个保护间隔(GI)483，一个第三信道侦听(CS 2，2)485，一个第三保护间隔(GI)487，一个第四信道侦听(CS 2，3)489，一个保护间隔(GI)491，以及一个第五信道侦听(CS 2，4)495。第四个报头501，通过第四个天线传输，包括：一个双保护间隔(GI2)503，一个第一信道侦听(CS 3，0)505，一个第二信道侦听(CS 3，1)507，一个保护间隔(GI)509，一个信号段(SIG)511，一个保护间隔(GI)513，一个第三信道侦听(CS 3，2)515，一个第三保护间隔(GI)517，一个第四信道侦听(CS 3，3)519，一个保护间隔(GI)521，以及一个第五信道侦听(CS 3，4)525。

对如图17的实施方案，有：

θ_k＝π·k/6

φ_k＝π·(k+2)/6

ψ_k＝π·(k+4)/6

在图15-17的工作模式下，θ_k、Φ_k和Ψ_k设置为能够在每个副载波上构成不同波束形式的值。因为传输了更多的能量，所以下一代802.11n设备能够确定更好的信道估计。此外，利用这种信号格式，下一代接收机可以进行简单逼零(ZF)或者MMSE信道估计。

这种信道估计工作可以通过对二天线、三天线和四天线通信设备分别提供如下的矩阵形式实现。各天线对应的矩阵形式为：

$W_T=\left[\begin{array}{cc}+1& -1\\ +1& +1\end{array}\right]\⇒W_T^{-1}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}+1& +1\\ -1& +1\end{array}\right]$

$W_T=\left(\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& \frac{-1-i\·\sqrt{3}}{2}& \frac{-1+i\·\sqrt{3}}{2}\\ 1& \frac{-1+i\·\sqrt{3}}{2}& \frac{-1-i\·\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\⇒W_T^{-1}=\frac{1}{3}\·\left(\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& \frac{-1+i\·\sqrt{3}}{2}& \frac{-1-i\·\sqrt{3}}{2}\\ 1& \frac{-1-i\·\sqrt{3}}{2}& \frac{-1+i\·\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)$

$W_T=\left[\begin{array}{cccc}-1& +1& +1& +1\\ +1& -1& +1& +1\\ +1& +1& -1& +1\\ +1& +1& +1& -1\end{array}\right]\⇒W_T^{-1}=\frac{1}{4}\left[\begin{array}{cccc}-1& +1& +1& +1\\ +1& -1& +1& +1\\ +1& +1& -1& +1\\ +1& +1& +1& -1\end{array}\right]$

利用这些技术，在第一个实施方案中，可结合前面的每个副载波的波束形成系数的知识对信道进行估计，于是，这些系数就不需要提供给其余的传输符号。本实施方案的优点是，在发射机端不需要额外的乘法运算，所以，LTRN序列可以简单地通过列表查出。

第二个实施方案，不需结合每个副载波的波束形成系数对信道进行估计。在这个实施方案中，必须要给其余传输符号提供该系数。这个实施方案的优点是简化了接收机信道估计(更少的乘法运算)，但增加了发射机的乘法运算。

对第一个实施方案，运算方程如下(利用前面的符号表示，并且设L＝M)：

${\hat{H}}_k=\frac{1}{M}\·s_{00,k}^{*}\·W_{B,k}^H\·W_T^H\·X_k$

$W_{B,k}=\mathrm{diag}\left(\left[\begin{array}{cccc}1& e^{\frac{i\·\mathrm{\π}\·l_1}{6}}& \·\·\·& e^{\frac{i\·\mathrm{\π}\·l_{M-1}}{6}}\end{array}\right]\right)$

对第二个实施方案，运算方程如下(利用前面的符号表示，并且设L＝M)：

${\hat{H}}_k=\frac{1}{M}\·{{s^{*}}_{00,k}\·W}_T^H\·X_k$

通过对整个length-M序列进行p次重复运算，可以进一步提高信道估计的精确度。通过简单的平均运算就可以达到提高精度的目的，它的开销和单独的一个slide10中描述的有源发射机的开销相同，但性能要高很多。

对于向后兼容的报头而言，其中长训练符号的数目是M+1，更长的序列有p*M+1个长训练符号。有p个相同的M符号块，并且每个天线的第一和第二个符号相同。

图18是传统和下一代WLAN设备解释包含在帧头中信息的方式框图，所述的帧是向后兼容的。为了减小接收机计算的复杂程度，发射天线和报头531的配置需要在传统信令区段533进行编码，另一个是，由接收机计算4个不同的信道估计，选择天线/报头参数配置535，得到一个奇偶校验位匹配，和在信令2(MIMO扩展)中唯一合法值。

本发明的一个方面，如果在信令段设置了保留位，利用“MIMO译码”539对速率位537进行再译码。对MIMO接收机来说，这个速率确定为待定的，速率位就不再代表实际速率，而是结合长度域和TX天线/前同步信号配置，代表一个虚拟的速率，所述的长度段唯一确定符号中帧的长度。

例如，在54Mbps的速率下，在长度段中有27个可能字节数，在符号中生成相同的帧周期，这27种可能能够对TX天线/报头配置编码。在下面的表1中，表示了三种编码方式。要注意的是，我们可以简单地利用“6Mbps”速率唯一确定所有长度和TX天线/前同步信号配置。在这种情况下，如果设置了保留位，就不再用其他的速率码。唯一的缺点是损失了对其他前同步码的编码选择能力。

表1-速率域译码

速率位	802.11a解码(保留位＝0)	MIMO解码(保留位＝1)
			1101	6Mbps	长度模式3＝1＝＞2TX天线

		长度模式3＝2＝＞3TX天线长度模式3＝3＝＞4TX天线
			1111	9Mbps	N/A
0101	12Mbps	长度模式6＝1＝＞2TX天线长度模式6＝2＝＞3TX天线长度模式6＝3＝＞4TX天线
			0111	18Mbps	长度模式9＝1＝＞2TX天线长度模式9＝2＝＞3TX天线长度模式9＝3＝＞4TX天线
1001	24Mbps	长度模式12＝1＝＞2TX天线长度模式12＝2＝＞3TX天线长度模式12＝3＝＞4TX天线
			1011	36Mbps	长度模式18＝1＝＞2TX天线长度模式18＝2＝＞3TX天线长度模式18＝3＝＞4TX天线
0001	48Mbps	长度模式24＝1＝＞2TX天线长度模式24＝2＝＞3TX天线长度模式24＝3＝＞4TX天线
			0011	54Mbps	长度模式27＝1＝＞2TX天线长度模式27＝2＝＞3TX天线长度模式27＝3＝＞4TX天线

图19所示的是当前通用的IEEE 802.11a，b和g的不同频谱屏蔽的频率特性曲线541，和多个根据本发明的下一代MIMO信号屏蔽的频率特性曲线543、545、547。下一代接口的要求可能保护一个有效数据速率，这个有效数据速率要求在20MHz的信道中具有100Mbps的吞吐量，当然，较低的数据速率能够提供设备间较长的传播距离。例如，图中的以MHz为单位的水平轴，表示以20MHz为中心的偏移量；垂直轴以分贝(dB)为单位。在这个例子中，频谱屏蔽543是20MHz信道的每个通道的频率特性曲线，该信道从64个副载波中选择48个用于携带数据；频谱屏蔽545是20MHz信道的每个通道的频率特性曲线，该信道从64个副载波中选取52个用于携带数据；频谱屏蔽547是20MHz信道的每个通道的频率特性曲线，该信道从64个副载波中选取54个用于携带数据。

在100Mbps的吞吐量下，130Mbps是服务设备物理层的特有(典型)要求。其他要求可能包括：一个具体的(特殊)帧格式(如4096字节的帧)，一个脉冲里包含几个帧(如一个脉冲有10个帧，802.11e TXOP脉冲)和支持避免设备间冲突的特性(如RTS/CTS)。为了满足这些要求，设计了MIMO设备。

对具有两个TX通道的MIMO设备/系统来说，还需要具备其他的特性。比如，系统需要具备如下几种特性：

·2个TX通道的MIMO；

·48副载波*2路/4.0us＝24Msym/s(符号速率：兆符码率每秒)

·130/24＝5.416位/符号

·64QAM-0.9速率码

·128QAM-0.7737速率码

·256QAM-0.677速率码

·如果可能，最后加上载波

·不同TX流之间导频副载波的改变

这些特性的每个结合都满足下一代系统的要求。这些结合可能还具备下列特性：

选择1#-大集群

·50个副载波激发每个流(每个流有2个导频载波备选)

·在通道1：(-21，-7)，(-21，7)，(-21，21)，(-7，7)，(-7，21)，(7，21)

·在通道2：(7，21)，(-7，21)，(-21，21)，(-21，7)，(-21，-7)

·128QAM

·0.742-0.75的编码速率

选择2#-高速率码

·52个副载波激发每个流(每个流有2个导频载波备选+2个附加信号at bins+/-27)

·64QAM

·5/6的编码速率

选择3#-短循环预编码

·每个流有52个数据副载波

·将循环预编码减半(0.4us的循环预编码-3.6us的符号)

·64QAM

·3/4的编码速率

2天线的MIMO系统中，在满足要求的前提下，每个组合都有其优点和缺点。和传统的IEEE 802.11a/g系统相比，下一代WLAN系统具有MIMO信号格式，既使使用较小的集群和较低的编码速率仍旧可以提供较长的传输距离、相当的或者更大的数据速率。例如：一个2by 2MIMO系统，利用40MHz的信道，能支持27和54Mbps的数据速率。在实际的工作过程中，这些下一代系统都比传统IEEE 802.11a/g系统有优势。而且，4by 4MIMO系统，既使利用和传统IEEE 802.11a/g系统兼容的编码速率，也能够支持更高的数据速率。尤其是，在20MHz信道中，当4by 4系统利用3/4的编码速率时(与IEEE802.11a/g的编码速率相等)，可以支持192Mbps的数据速率。在40MHz的信道中，利用同样的编码速率，4by 4系统可以支持486Mbps的数据速率。

对本技术领域的一般技术人员来说，很容易理解这里可能用到的“充分地”和“近似地”这两个术语，它们对应工业可接受容限。这个工业可接受容限的范围从小于1％到20％之间，和元件价格、集成电路处理漂移、温漂、时间的下降沿和上升沿、温度噪声等因素有关，但又不仅限于这几个因素。对本技术领域的一般技术人员来说，也容易理解这里可能用到的术语“可操作连接(耦合)”，包括直接耦合和间接耦合，所述的间接耦合是指通过另外一个元件、部件、电路或者模块的耦合。中间的部件、元件、电路或者模块并不改变信号携带的信息，但可能会调整它的电流、电压和/或功率水平。对本技术领域的一般技术人员来说，还容易理解这里可能用到的“推理耦合”(也就是一个元件通过推理与另一个元件的耦合)，包括两个元件之间的直接和间接耦合，和“可操作耦合”的方式一样。对本技术领域的一般技术人员来说，还可以理解这里可能用到的“合理比较”，它表示当在两个或者多个元件之间、产品之间、信号之间等进行比较时，提供一个期望关系。例如，当我们期望的关系是信号1比信号2具有更大的量级时，在信号1的量级比信号2的量级大或者信号2的量级比信号1的量级小的情况下，即达到了满意比较的目的。

前面的论述提供了一种基于帧有效载荷更新信道估计的方法和装置，对本技术领域的一般技术人员来说，在不超出权利要求范围的前提下，很容易从上面公开的内容中想到其他的实施方案。

Claims (10)

1、一种在多输入多输出MIMO无线局域网WLAN中传输高速数据的方法，其特征在于，包括：

确定一个数据传输速率；

当所述数据传输速率介于第一数据速率和第二数据速率之间时，启动两个传输通道；

对所述两个传输通道的每一个，确定以下各项中的至少一项：

集群水平；

数据副载波的数目；

速率码；以及

循环预编码持续时间。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述启动两个传输通道的步骤中，包括：

激活两个用于20MHz信道的天线。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述集群水平包括以下各项中的至少一项：

64正交幅度调制QAM；

128QAM；和

256QAM。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，当所述集群水平为64QAM时，所述确定数据副载波数目的步骤中包括以下各项中的至少一项：

从64个副载波中选择52个用于传输数据；和

从64个副载波中选择54个用于传输数据。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当选择52个副载波时，所述方法包括：

针对所述两个传输通道中的每一个使用交替的两个导频副载波；以及

选择一个5/6的速率码。

6、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当选择54个副载波时，所述方法包括：

针对所述两个传输通道中的每一个使用交替的两个导频副载波；以及

使用+27和-27副载波来传输数据。

7、一种发射机，其特征在于，包括：

基带处理模块；以及

多个射频RF发射机，其中，所述处理模块用于：

确定一个数据传输速率；

当所述数据传输速率介于第一数据速率和第二数据速率之间时，启动

所述多个RF发射机中的两个RF发射机；

对于所述两个RF发射机的每一个，确定以下各项中的至少一项：

集群水平；

数据副载波的数目；

速率码；以及

循环预编码持续时间。

8、根据权利要求7所述的发射机，其特征在于，所述基带处理模块是通过如下方式启动所述多个RF发射机中的所述两个RF发射机的：

激活用于20MHz信道的所述两个RF发射机。

9、根据权利要求7所述的发射机，其特征在于，所述集群水平包括以下各项中的至少一项：

64正交幅度调制QAM；

128QAM；和

256QAM。

10、根据权利要求7所述的发射机，其特征在于，当所述集群水平为64QAM时，所述确定数据副载波数目的步骤包括以下各项中的至少一项：

从64个副载波中选择52个用于传输数据；和

从64个副载波中选择54个用于传输数据。

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