CN102340325B

CN102340325B - 一种二次直接序列扩频信号的时域捕获方法

Info

Publication number: CN102340325B
Application number: CN 201110284768
Authority: CN
Inventors: 林静然; 罗正平; 李玉柏
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2011-11-15
Filing date: 2011-11-15
Publication date: 2013-09-25
Anticipated expiration: 2031-11-15
Also published as: CN102340325A

Abstract

本发明属于扩频信号的接收捕获技术领域，提出了一种对二次直接序列扩频信号进行时域捕获的方法。本发明包括对接收到的信号剥离载波，按照码率较高的扩频码的半个码元时间长度对剥离载波后的数据打包，对打包后的数据进行压缩，将压缩后的数据分成相对偏移量为一个数据包的两个序列，对这两个序列分别用两组扩频码序列进行解扩，最后运用预先设定的判决规则和门限判断是否捕获成功等步骤。本发明提出的捕获方法，减少了捕获过程中的运算量，节省了捕获运算所需的资源。

Description

一种二次直接序列扩频信号的时域捕获方法

技术领域

本发明涉及数字信号处理领域的直接序列扩频信号捕获技术，具体涉及对二次直接序列扩频信号进行捕获的方法。

背景技术

二次直接序列扩频就是在时域上依次用两组频率不同的扩频码(PRN)对数据进行扩频。两组扩频码必须具有很好的自相关和互相关特性，以确保能顺利地将它们从接收信号中剥离。二次扩频是对传统的时域直接序列扩频的推广，它仍然保持了直扩信号的特性。但是，由于采用了两组扩频码，其处理增益和抗干扰能力相应的都有所提高。

假设二次直接序列系统所使用的扩频码P₁和P₂码元的时间宽度分别为C₁和C₂，码长分别为L₁和L₂，序列周期T₁和T₂，则扩频码P₁和P₂之间一般满足如下关系：

1、C₂/T₁＝K，K≥1，即P₂的码元长度为P₁周期的整数倍；

2、P₁的起始位置与P₂码元的边界是对齐的。

附图1给出了扩频码P₁和P₂之间的关系。

一般来说，接收到的二次直接序列扩频信号都是U个扩频用户的信号的叠加，因此，传统的对接收到的二次直接序列扩频信号中的第u个用户的时域捕获的方法流程图如附图2所示，依次包括如下步骤：

步骤1：生成本地载波样本序列和扩频码样本序列。找出一个没有用于过捕获的对接收信号的二维估计值为

根据该估计值生成本地载波样本序列如下：

c (t_{i}, {\hat{f}}_{u}) = \cos (2 π {\hat{f}}_{u} t_{i}) + j \cdot \sin (2 π {\hat{f}}_{u} t_{i})

其中，t_i表示采样时刻，i＝0，1，…，N-1，N表示每帧数据的样本点个数，u表示第u个用户，i为虚数单位。

根据用户序号u生成扩频码样本序列为：

步骤2：将步骤1生成的本地载波样本序列与接收到的二次扩频信号样本序列进行逐点相乘，得到信号b(t_i，τ_u，df)，其中，

f_c，u为第u个用户的真实载频，τ_u为该用户的真实信号延时，t_i表示采样时刻。

步骤3：把步骤2得到的信号b(t_i，τ_u，df)与步骤1生成的扩频码样本序列进行相关运算，求出剥离载波后的信号b(t_i，τ_u，df)在二维估计点

处的相关值

R (dτ, df) = Σ_{i = 1}^{N} P_{u} (t_{i}, τ_{u}) b (t_{i}, τ_{u}, df),

其中

步骤4：检索是否还存在没有进行过捕获运算的二维估计点

如果有，返回步骤1，如果没有，进到步骤5；

步骤5：运用预先设定的判决规则，将步骤3得到的所有相关值与预先设定的门限值作比较，如果超过了门限值，就认为捕获成功，反之，捕获失败。

用同样的方法，可以对U个用户中的其他各个用户的二次直扩信号进行时域捕获。

在上述捕获过程中，延迟的搜索步进dτ为接收数据的样本间隔或者样本间隔的整数倍，频率的搜索步进df与捕获时所用的每帧数据的时间长度N/f_s成倒数关系。步骤5中所指的预先设定的判决规则，可以先求出最大相关值与平均相关值的比值，然后将该比值与预设门限值比较大小，也可以直接将最大相关值与预设门限值比较大小。

我们经过分析发现，PRN码在半个码元的偏移范围内的相关值仍然可以用于码捕获，而上述传统捕获方法为了获得较好的延时估计精度和抗噪性能，通常选择5～10倍的信号带宽作为采样频率，而扩频信号的带宽约为P₁码带宽的2倍，所以一个P₁码元内会有10～20个重复样本；同时，还有K(K≥1)个P₁周期的数据对应于一个P₂码元，这两种情况都会导致许多重复的样本数据反复地参与到乘、加运算中，而使得对延时的搜索的运算量大，由此导致资源开销过多。

发明内容

本发明提供了一种新的对二次直接序列扩频信号进行时域捕获的方法。该方法能够解决现有时域捕获方法运算量过大，资源开销过多的技术问题。

本发明提出的一种二次直接序列扩频信号的时域捕获方法，依次包括：

步骤1：根据用户序号u生成扩频码序列P_1，u、P_2，u，其长度分别为L₁和L₂，周期分别为T₁和T₂，P_1，u的一个码元时间长度为C₁，P_2，u的一个码元时间长度为C₂；

步骤2：找出一个尚未进行过捕获运算的二维估计值，

K＝C₂/T₁，α为P_1，u码的相位估计值，

为载波频率估计值，K为自然数，根据该载波频率估计值和采样频率f_s生成本地载波样本序列；

步骤3：将步骤2生成的本地载波样本序列与接收到的二次直接序列扩频信号样本序列进行逐点对应相乘，得到序列b(l_i)，其样本点总数为N；

步骤4：把上一步得到的序列与步骤1生成的扩频码序列P_1，u、P_2，u依次进行相关运算，求出该序列相对于二维估计值

的相关值；

步骤5：检索是否还存在没有进行过捕获运算的二维估计值如果有，返回步骤2，如果没有，进到步骤6；

步骤6：运用预先设定的判决规则，将步骤4得到的所有相关值与预先设定的门限值作比较，如果满足该判决规则的要求，就认为捕获成功，反之，捕获失败，

其特征是：

在所述步骤3和步骤4之间，还依次包括如下步骤：

步骤3-4-1：按照半个P_1，u码元长度分段打包：在步骤3得到的数据样本b(l_i)中，以P_1，u码的半个码元时间长度作为分界点，将信号数据样本b(l_i)分成若干组，然后将各组内的样本点的值分别累加起来，形成新的数据样本值，并存入数据样本序列B；

步骤3-4-2：对步骤3-4-1得到的数据样本序列B进行数据压缩：

1)在数据样本序列B中，根据α的值找到P_1，u码的起始位置位于第α+1个数据样本点处；

2)从该起始位置的数据样本点开始，将序列B等分成若干段数据样本序列，每段内包含有2*L₁个数据样本点；

3)将2)步得到的每一个数据样本序列，视为一个向量，从第一个向量开始，把每K个向量按照向量加法规则累加起来，并依次存入一个新的数据样本序列B`，其中K＝C₂/T₁；

4)将3)得到的数据样本序列B`等分成若干段数据样本序列，每段内包含2*L₁*L₂个数据样本；

5)将4)步得到的每一个数据样本序列，视为一个向量，将所有向量按照向量加法规则累加起来，并存入一个新的数据序列E；

步骤3-4-3：生成相对偏移为半个P_1，u码元长度的两组序列：将序列E中的数据按照如下方法分成的X和Y两组序列：

X(k)＝E(2k)+E(2k+1)

Y(k)＝E(2k+1)+E(m)

m＝(2k+2)mod(2L₁L₂)

k＝0，1，2，...，(L₁L₂-1)

其中，mod表示“取余数”运算；

所述步骤4依次包括如下两步：

步骤4a：用相位为零的P_1，u来对X和Y两组序列分别进行相关解扩，得到序列

G_{x} (α, {\hat{f}}_{u}) = [G_{x} (0, α, {\hat{f}}_{u}), G_{x} (1, α, {\hat{f}}_{u}), \cdot \cdot \cdot, G_{x} (L_{2} - 1, α, {\hat{f}}_{u})]

和

G_{y} (α, {\hat{f}}_{u}) = [G_{y} (0, α, {\hat{f}}_{u}), G_{y} (1, α, {\hat{f}}_{u}), \cdot \cdot \cdot, G_{y} (L_{2} - 1, α, {\hat{f}}_{u})]

G_{x} (i, α, {\hat{f}}_{u}) = Σ_{j = 0}^{L_{1} - 1} X (i \times L_{1} + j) P_{1, u} (j)

；

G_{y} (i, α, {\hat{f}}_{u}) = Σ_{j = 0}^{L_{1} - 1} Y (i \times L_{1} + j) P_{1, u} (j), i = 0,1, \cdot \cdot \cdot, L_{2} - 1

步骤4b：用P_2，u码所有可能的相位值对应的P_2，u码来分别对

和

进行相关解扩。

所述步骤3-4-1按照如下步骤进行：

1)初始化码相位寄存器p_x＝0、样本累加器bag＝0、序列B的标号l＝0，样本序号i＝1，码频率控制字

其中

为P_1，u的码频率，f_s为采样频率，W为码相位寄存器的位宽，

表示向下取整数；

2)判断p_x≥2^W-1是否成立，如果不成立则跳到4)步，反之则跳到3)步；

3)将bag存放到序列B中，即B(l)＝bag，然后清空样本累加器并更新相位寄存器和序列B的标号l，即：bag＝0，p_x＝p_x-2^W-1，l＝l+1；

4)对所述数据样本值b(l_i)进行累加，即bag＝bag+b(l_i)，并更新p_x＝p_x+f₂，i＝i+1；

5)判断i≤N是否成立，如果成立，则返回2)步，如果不成立，则打包操作完成。

所述步骤3-4-2中，在所述1)步和所述2)步之间，还包括将所述数据样本序列B中，位于P_1，u码的起始位置之前的α个数据样本，循环移位到整个序列B的最后面的操作。

所述步骤3-4-2中，在所述1)步和所述2)步之间，还包括将所述数据样本序列B中，位于P_1，u码的起始位置之前的α个数据样本丢弃，将下一个序列B的前面α个数据增加到所述数据样本序列B最末端的操作。

所述步骤4b进行相关解扩时，按照如下公式进行：

R_{x} (α, β, {\hat{f}}_{u}) = Σ_{i = 0}^{L_{2} - 1} G_{x} (i, α, {\hat{f}}_{u}) P_{2, u} (m)

R_{y} (α, β, {\hat{f}}_{u}) = Σ_{i = 0}^{L_{2} - 1} G_{y} (i, α, {\hat{f}}_{u}) P_{2, u} (m)

m＝mod(i+β，L₂)

其中，mod表示“取余数”运算，β∈(0，1，2，...，L₂-1)，β表示P_2，u码的可能的相位，表示相对于相位为β的P_2，u码的相关值，

表示相对于相位为β的P_2，u码的相关值。

所述步骤5在检索是否还存在没有进行过捕获运算的二维估计值

时，对于α的检索，检索步进为1，即：对应P_1，u码的一个码元时间长度C₁，对于

的检索，其检索步进与一帧数据的的时间长度N/f_s成倒数关系。

所述步骤6中的判决规则是：

1)找出所述所有相关值的绝对值中的最大值，并计算出所述所用相关值的绝对值的平均值；

2)求出该最大值与平均值的比值；

3)如果该比值超过了预先设定的门限，就认为捕获成功，反之，捕获失败。

相对于现有的二次直接序列扩频信号的是与捕获方法，本发明提出的方法在与本地载波相乘载波剥离之后、用扩频码来做相关解扩之前，增加了按照半个P_1，u码元时间长度分段打包、对打包后的数据进行累加以压缩数据量、生成相对偏移半个P_1，u码元的两组序列这三个步骤。同时，为了与这新增加的三个步骤相适应，在生成本地扩频码序列P_1，u和P_2，u时，不再对这两个生成的序列采样；在求相关值时，先用零相位的P_1，u分别对相对偏移半个码元的两个序列求相关。

通过采用这些区别于现有技术的技术手段，本发明提供的对二次直接序列扩频信号进行时域捕获的方法，减少了重复的样本数据参与到乘、加运算的次数，因而减小了对二次直接序列扩频信号进行捕获的运算量，节约了所需的硬件资源和运算时间开销。

附图说明

图1为二次直接序列扩频信号的两组扩频码的长度、周期、一个码元时间长度之间的关系；

图2为传统的二次直接序列扩频信号时域捕获流程；

图3为本发明提出的二次直接序列扩频信号的时域捕获流程；

图4为具体实施例中按照半个P_1，u码元时间长度分段打包的流程图；

图5为具体实施例中将数据序列进行循环移位的示意图；

图6为具体实施例中对每一个P_2，u码元对应的K个P_1，u周期的数据进行压缩的示意图；

图7为具体实施例中对包含有M个P₂周期的输入数据进行二次压缩的示意图。

具体实施方式

下面结合附图，具体说明本发明的具体实施例。

本具体实施例中接收到的二次直接序列扩频信号，其P₂码元时间长度C₂为P₁码周期的2倍，即K＝C₂/T₁＝2，并且P₁码起始位置与P₂码元的边界是对齐的。假设可用的序列数U为15，当前用户序号u＝1，NCO(数控振荡器)相位寄存器位宽W＝32，载波频率的变化范围为4120±5KHz，采样频率f_s＝10.12MH2，P₁码长L₁＝1023，P₁码周期T₁＝1ms，P₂码长L₂＝20，P₂码周期T₂＝40ms。取一个P₂周期的数据为一帧，即T_frame＝T₂，则数据帧长

表示向上取整数，频率搜索步进Δf＝1/T_frame，所以取频率检索步进Δf＝25Hz。

步骤1：根据用户序号u＝1生成其对应的二次扩频码序列P_1，1和P_2，1；

步骤2：选择一个未搜索的二维估计点(2，4.12MHz)，即α＝2且利用NCO生成本地载波c(t_i，4.12MHz)(i＝0.1，…，N-1)，然后将接收到的信号样本r(t_i)与c(t_i，4.12MHz)点对点相乘，从而得到剥离了载波的信号b(l_i)；

步骤3：利用NCO原理对步骤3剥离了载波的信号b(l_i)进行半码元打包，即将接收到的数据样本中属于同一个P_1，1码元时间长度内的样本点，按半个P_1，1码元时间长度分成两组，分别累加起来，形成两个等效数据样本。流程图如图4所示，具体步骤如下：

a.初始化码相位寄存器p_x＝0、样本累加器bag＝0、序列B的标号l＝0和码频率控制字

其中1.023MHz为P₁的码频率；

b.判断p_x≥2³¹是否成立，如果不成立则跳到步骤d；否则跳到步骤c；

c.将bag中的累加值存入序列B中，即B(l)＝bag，然后bag＝0且p_x＝p_x-2³¹，并更新序列B的标号l＝l+1；

d.累加样本值bag＝bag+b(l_i)，更新相位寄存器p_x＝p_x+f₂，并更新样本序号i＝i+1；

e.判断i≤N是否成立。如果成立，则返回步骤b；如果不成立，则打包操作完成。

步骤4：由步骤2中选定的二维估计值中α＝2可知，序列B中P_1，1码的相位为2。从而，可以确定序列B中P_1，1码的起始位置在B(2)，同时P_2，1码的边界也在B(2)。那么，在序列B中，从B(2)算起的2L₁个数据点对应于一个P_1，1周期，而K＝2个P_1，1周期对应于同一个P_2，1码元，所以从B(2)算起的4L₁个数据包就对应着同一个P_2，1码元，将其然后按如下方法将其压缩：

a.将B(0)～B(1)循环移位到序列B的最后，移位前后的样本点位置如图5所示；

b.如图6所示，对每一个P_2，1码元内的数据包以P_1，1码的周期循环标号；

c.对每个p_2，0码元内的数据包，将标号相同的数据包对应相加，从而将K个周期的P_1，1码压缩成一个等效的P_1，1码周期，存入序列E，其长度为2L₁L₂。

需要指出的是，在这里的具体实施例中，我们只取了一个P₂周期的数据为一帧，实际情况中，也可以取M个P₂周期的数据为一帧，但是，在这M个P₂周期的数据内，不能包含有原始的(扩频前的)数据电文信息跳变。如果选择了M个P₂周期的数据为一帧，则本具体实施例在完成步骤c以后，还会多出如下一步操作：

d.如图7所示，对序列E中的数据，从头开始，从0到L₂*2L₁-1循环标号，然后将所有标号相同的数据值累加起来，得到新的数据序列，并覆盖原有数据序列E。

本发明提出的一种二次直接序列扩频信号的时域捕获方法，对于输入的数据样本序列包含一个或者M个P₂周期的情况，都可以适用，对于只包含一个P₂周期的情况，发明内容中提及的步骤3-4-2的4)步在分段时，自然就只能分出一个段，因此，5)步对分出的所有段进行向量加的运算，就当然不需要进行了。

步骤5：将序列E中的等效数据样本按照如下规则得到X和Y两组序列

X(k)＝E(2k)+E(2k+1)

Y(k)＝E(2k+1)+E(m)

m＝(2k+2)mod(40960)

k＝0，1，2，...，(20460-1)

其中，X相对于Y偏移了半个P_1，1码元，从而可以获得半个P_1，1码元的延迟估计精度。

步骤6：用零相位的P_1，1来对X和Y两组序列中的L₂个P_1，1码周期进行相关解扩，最后得到剥离了P_1，1码的序列G_x(2，4.12MHz)＝[G_x(0，2，4.12MHz)，G_x(1，2，4.12MHz)，…，G_x(19，2，4.12MHz)]和G_y(2，4.12MHz)＝[G_y(0，2，4.12MHz)，G_y(1，2，4.12MHz)，…，G_y(19，2，4.12MHz)]，其长度均为L₂＝20，即：

G_{x} (i, 2,4.12 MHz) = Σ_{j = 0}^{1023 - 1} X (i \times 1023 + j) P_{1,1} (j)

；

G_{y} (i, 2,4.12 MHz) = Σ_{j = 0}^{1023 - 1} Y (i \times 1023 + j) P_{1,1} (j), i = 0,1, . . . 19

步骤7：将L₂＝20个不同相位的P_2，1码分别与G_x(2，4.12MHz)和G_y(2，4.12MHz)进行相关运算，可以分别得到20个不同相位的P_2，1码所对应的相关值，并将这些数值存储到

和

中，即：

R_{x} (α, β, {\hat{f}}_{u}) = Σ_{i = 0}^{20 - 1} G_{x} (i, 2,4.12 MHz) P_{2, u} (m)

R_{y} (α, β, {\hat{f}}_{u}) = Σ_{i = 0}^{20 - 1} G_{y} (i, 2,4.12 MHz) P_{2, u} (m)

m＝mod(i+β，20)

其中β表示P_2，1码的相位，其取值范围β＝0，1，...19。

步骤8：判断是否所有可能的二维估计点

都已经进行过捕获运算，在找寻下一个二维估计点时，对于α，检索步进为1，即：对应P_1，1码的一个码元时间长度C₁，对于

的检索，以Δf＝25Hz为步进进行搜索，搜索范围为4120±5KHz。如果所有可能的二维估计点都已经进行过捕获运算，则进入步骤9；否则跳到步骤2。

步骤9：计算和中的最大谱值的绝对值与平均谱值的绝对值之比，然后，判断该比值是否大于预先设定的门限，如果大于，则捕获成功；否则宣告捕获失败。