CN102307034A - 一体化无刷直流电机的驱动装置 - Google Patents

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CN102307034A CN201110273550A CN201110273550A CN102307034A CN 102307034 A CN102307034 A CN 102307034A CN 201110273550 A CN201110273550 A CN 201110273550A CN 201110273550 A CN201110273550 A CN 201110273550A CN 102307034 A CN102307034 A CN 102307034A
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Abstract

本发明涉及无刷直流电机技术领域，具体地说是一种一体化无刷直流电机的驱动装置，设有端盖，其特征在于端盖上设有功率板和控制板，功率板上设有主回路、进线缺相检测电路、母线电流检测电路、欠压和过压检测电路、反电势检测电路和开关电源电路，控制板上设有DSP控制系统电路、通讯模块电路和模拟量速度给定电路，本发明由于采用上述结构，使本发明嵌入到电机中，集控制电路和功率电路于一体，大大减小了体积，省去了连接电机和驱动器的线路，具有结构新颖、体积小、可靠性高、结构紧凑、功率密度高、安装方便、维修方便、易于操作和移动等优点。

Description

一体化无刷直流电机的驱动装置
技术领域
本发明涉及无刷直流电机技术领域，具体地说是一种一体化无刷直流电机的驱动装置。 
背景技术
无刷直流电机是集交流电机和直流电机优点于一体的机电一体化产品，它既具有交流电机结构简单、运行可靠、维护方便等一系列优点，又具备直流电机运行效率高、调速性能好的特点，同时无励磁损耗，因此近年来无刷直流电机的应用日益普及，而伴随着无刷直流电机的普及，对与其配套的驱动装置的设计也提出了更高的要求。 
经检索，CN201315560Y公开了一种直流无刷电机驱动装置的实用新型专利，其包括微处理器、IPM模块、整流模块、直流母线电压检测电路、电机转速检测电路、电机转子位置检测电路、DC/DC电源模块，三相交流电经整流模块分为三路输出，一路到IPM智能模块，一路到电源模块的输入端，第三路到直流母线电压检测电路，直流母线电压检测电路的输出端到微处理器，电源模块的输出端到微处理器，IPM模块的输出接直流电机，电机转速检测电路、电机转子位置检测电路的输出接到微处理器，这种直流无刷电机驱动装置的不足是：体积大、成本高、安装不方便。 
2010年6月，《黑龙江水专学报》第37卷第2期刊登了一篇名为“基于无位置传感器BLDCM控制系统的研究”一文，文中阐述通过检测反电势电压信号并经过鉴相处理后代替霍尔信号，同时对换相时刻进行软件补偿，实现BLDCM的近似准确换向。其不足是：通过检测三相端电压，进行深度滤波后再与模拟中性点比较，生成转子位置信号，但在重载时由于电流很大，续流时间比较长，会影响“理想”的三相端电压波形，造成波形畸变，影响了检测到的位置信号的准确性，不能确保换向的正确进行，并且相角延时换相不有利于减小无刷直流电机的转矩脉动。 
发明内容
本发明的目的是解决上述现有技术的不足，提供一种结构新颖、成本低、体积小、安装方便的一体化无刷直流电机的驱动装置。 
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是： 
一种一体化无刷直流电机的驱动装置，设有端盖，其特征在于端盖上设有功率板和控制板，功率板上设有主回路、进线缺相检测电路、母线电流检测电路、欠压和过压检测电路、反电势检测电路和开关电源电路，控制板上设有DSP控制系统电路和通讯模块电路，
其中：
主回路中设有进线EMI滤波器、压敏电阻保护、使用了X电容、Y电容和三相共模滤波器抑制差模和共模干扰，整流桥和逆变桥都集成在一个功率模块内，功率模块采用芯片SEMIKRON集成度高，所占面积小；直流母线上具有LC结构，实现功率因素校正（PFC），
进线缺相检测电路是将送往功率模块的三相电经过由电阻、二极管和光耦组成的检测电路处理后送往DSP芯片读取，读取缺相检测电路的输出数字信号LHP1和LHP2的占空比判断是否缺相，具有进线缺项报警，过载、过热报警，过流和过压报警，功率因数校正等功能，
母线电流检测电路是通过母线上串联一个很小的电流检测电阻，通过线性光耦隔离放大电阻两端的电压信号，再经过一个调理电路把信号处理成控制芯片能够接收的范围，从而对电机电流进行反馈和监视，
欠压和过压检测电路是采用大电阻隔离的方法，通过一个简单的运放电路把母线电压转化为控制芯片输入的模拟信号，实现欠压和过压检测，此运放的输入为母线电压，输入电阻取很大，反馈电阻很小，从而使实际运放管脚的输入电压并不是很大，流过的电流也很小，实现了隔离的效果同时也实现了电压的检测，
反电动势检测电路是一低通滤波器，采用“端电压法”实现无传感器控制，通过对电机三相UVW的对地电压的处理，经DSP处理器生成转子位置信号，将端电压分成反电动势信号和电流续流干扰信号，电机三相电压首先通过低通滤波器滤除高频干扰信号和降压，再通过一个电容去除直流部分，然后把处理过的信号和由三相构造出来的虚拟中性点电压进行比较，并对两种信号进行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转子位置信号的相位超前角度，经过检测电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电流续流影响的偏移角度进行补偿，从而得到反电动势过零点的信号，使换相时刻接近最佳换相时刻，确保换向的正确进行，大大拓展了无刷直流电机无位置传感器的应用范围，
开关电源电路采用反激式变换器，输入为母线电压，输出3路隔离的直流电压，分别用于DSP控制系统电路和通讯模块电路，
DSP控制系统电路的控制核心芯片为DSP，具有6路模拟信号输入，3对PWM输出，
通讯模块电路包括RS232和RS485两种一步串行通讯方式，其中RS232用于对程序的维护等操作，RS485用于工业控制，可进行 RS232、RS485总线通讯输入和模拟量速度给定电路，模拟量速度给定电路通过向控制器输入电压来调节电机转速，
控制板上设有三组端子排接口，分别为三相功率进线接口、驱动器报警输出接口、串口RS232、串口RS485和模拟量给定接口，三组长分别为12个端子、3个端子和5个端子，通过控制板上的三组端子排接口分别将通讯或和模拟量调速、保护报警和三相交流电输入连接好。
本发明可把驱动电路和主回路的“地线”和控制电路的“地线”隔离开，以增加系统的稳定性。 
本发明可在驱动板上设有温度检测电路，温度检测电路是由普通电阻、电容、热敏电阻和运放组成，对整流和逆变模块、功率板、电动机的温度进行实时检测，防止由于温度过高或过低而造成工作不稳定和异常情况的发生。 
本发明中的反电动势检测电路的补偿计算方法可经下述具体步骤实现：为了分析使电机在重载时位置检测信号的相位偏移现象，下面对重载下的端电压进行分析： 
因为反电动势检测电路是一低通滤波器，高频分量经过检测电路将被滤除，因此可做如下简化：
1）因为PWM调制频率远大于反电动势检测电路的低通滤波器的截止频率，高频的PWM斩波电压可以用其电压平均值近似；
2）同样，电机中性点电压波动也被滤除，可以用其平均值近似；
3）相反电动势为120°平顶宽，等效幅值为母线电压的PWM波；
在采用上桥臂调制，下桥臂导通方式（PWM-ON）时端电压可以简化成如图6所示的模型， 其中， 
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE001
为理想线反电动势与理想中性点的电压之和，
Figure 471466DEST_PATH_IMAGE002
为电流续流引起的电压畸变，端电压等于
Figure 641416DEST_PATH_IMAGE004
与之和，即
Figure 223576DEST_PATH_IMAGE006
=
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE007
+
Figure 899932DEST_PATH_IMAGE008
(电压参考点为母线负极)；
图6中端电压
Figure 925657DEST_PATH_IMAGE010
可以分成6个状态，分别为：
1）和
Figure 317324DEST_PATH_IMAGE012
时刻：该相下桥臂导通，端电压
Figure 437596DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 106475DEST_PATH_IMAGE014
相等，为母线负极电压，标记为0， 
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE015
也为0，此时
Figure 490051DEST_PATH_IMAGE016
不影响位置信号的检测；
2）
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE017
时间段：电机换相，电流经过上桥臂反并联二极管续流，电压被钳位为母线电压
Figure 106365DEST_PATH_IMAGE018
，
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE019
随相反电动势的增大而线性上升；
Figure 46639DEST_PATH_IMAGE020
为
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE021
与
Figure 694658DEST_PATH_IMAGE022
之差，即
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE023
；
3）
Figure 983557DEST_PATH_IMAGE024
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和。中性点电压为直流偏置，反电动势线性上升，端电压
Figure DEST_PATH_IMAGE025
与
Figure 349816DEST_PATH_IMAGE019
线性上升；为0，不起作用；
4）时间段：该相上桥臂调制，占空比
Figure 395974DEST_PATH_IMAGE028
与母线电压的乘积与
Figure 121354DEST_PATH_IMAGE030
的关系为
Figure DEST_PATH_IMAGE031
，端电压
Figure 771647DEST_PATH_IMAGE025
等于，有
Figure 738652DEST_PATH_IMAGE032
；
Figure 182402DEST_PATH_IMAGE015
为0，不影响位置信号的检测；
5）
Figure DEST_PATH_IMAGE033
时间段：电机换相，电流经过下桥臂反并联二极管续流，端电压被钳位为母线地电压0，
Figure 537902DEST_PATH_IMAGE034
随反电动势的减小而线性下降，为
Figure 607358DEST_PATH_IMAGE036
与
Figure DEST_PATH_IMAGE037
之差，即
Figure 84476DEST_PATH_IMAGE038
；
6）
Figure DEST_PATH_IMAGE039
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，中性点电压为直流偏置，反电动势线性下降，端电压
Figure 886079DEST_PATH_IMAGE025
与
Figure 261697DEST_PATH_IMAGE040
线性下降，
Figure DEST_PATH_IMAGE041
为0，不影响位置信号的检测；
通过对端电压的分解，
Figure 75456DEST_PATH_IMAGE042
在轻载和重载时一样，而
Figure DEST_PATH_IMAGE043
则有很大的差别，轻载时，电流小，
Figure 407081DEST_PATH_IMAGE044
和
Figure 520530DEST_PATH_IMAGE033
很短，的作用时间很短，其伏秒积很小，有
Figure 570395DEST_PATH_IMAGE046
(
Figure DEST_PATH_IMAGE047
=
Figure 919336DEST_PATH_IMAGE048
,
Figure 436293DEST_PATH_IMAGE033
)，因此对位置信号检测只造成微弱的影响，可以忽略不计；重载时，电流大，
Figure DEST_PATH_IMAGE049
和持续较长的时间，伏秒积
Figure DEST_PATH_IMAGE051
不可忽略，它对位置检测信号的影响严重，产生的相位超前角度过大，图7为端电压
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE009
和其分解的电压
Figure 116859DEST_PATH_IMAGE052
和
Figure DEST_PATH_IMAGE053
经过低通滤波器后的生成的信号，续流干扰信号超前反电动势信号，使得它们叠加合成的端电压信号超前于反电动势信号，续流干扰信号的幅值越大，端电压信号的超前角度越大，端电压相位超前使端电压的过零点时刻提前到来，检测得到的过零点偏离真实的反电动势过零点，当随着负载电流的增大，相位超前角度随之增大，当超前角度过大时，换相情况变恶劣，引起电流畸变，反过来影响到端电压波形和位置检测信号，造成换相的进一步恶化，最终导致换相失败；
通过上述模型的建立，对端电压的分解分析，我们可以得到轻载和重载时的反电动势检测信号相位关系其实就是
Figure 269491DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 388757DEST_PATH_IMAGE054
+
Figure DEST_PATH_IMAGE055
的相位关系，由于
Figure 971573DEST_PATH_IMAGE056
与
Figure DEST_PATH_IMAGE057
周期一样，经过低通滤波器的相角滞后相等，因此轻载和重载下的位置信号相角之差取决于
Figure 58346DEST_PATH_IMAGE058
和
Figure 562140DEST_PATH_IMAGE016
的夹角和幅值，由此，得出重载下的相位补偿计算方法：
阶跃电压下，低通滤波器零状态响应计算公式为
Figure DEST_PATH_IMAGE059
                             (1)
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE061
、
Figure 473650DEST_PATH_IMAGE062
和
Figure DEST_PATH_IMAGE063
如附图3所示。经过低通滤波器的电压
Figure 773351DEST_PATH_IMAGE064
与模拟中性点电压
Figure DEST_PATH_IMAGE065
比较，从而得到反电动势的过零点，忽略中性点电压的波动，则
Figure 267787DEST_PATH_IMAGE066
为
Figure DEST_PATH_IMAGE067
的平均值，因此，只考虑
Figure 548595DEST_PATH_IMAGE068
的交流分量，有
Figure DEST_PATH_IMAGE069
                      (2)
附图3所示反电动势检测电路中，选择适当的电阻和电容，使得
Figure 283333DEST_PATH_IMAGE070
，得到
                            (3)
将
Figure 16803DEST_PATH_IMAGE072
作近似等效的阶跃信号处理，带入式(3)得到
Figure 114596DEST_PATH_IMAGE045
经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure DEST_PATH_IMAGE073
有
Figure 249911DEST_PATH_IMAGE074
                         (4)
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE075
为续流角度，是电流续流时间折算的电角度，
Figure DEST_PATH_IMAGE077
为电机反电动势的频率，
Figure 376316DEST_PATH_IMAGE078
为修正比例因子，这里取=1。
同理
Figure 212554DEST_PATH_IMAGE052
经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure 343321DEST_PATH_IMAGE080
有 
Figure 672059DEST_PATH_IMAGE082
                            (5)
Figure 927591DEST_PATH_IMAGE084
与
Figure 629837DEST_PATH_IMAGE086
的相位
Figure 552793DEST_PATH_IMAGE088
基本上与
Figure 49502DEST_PATH_IMAGE090
和
Figure 792331DEST_PATH_IMAGE092
的基波相位一致。与
Figure DEST_PATH_IMAGE095
有关，其关系式可表示为
Figure DEST_PATH_IMAGE097
                       (6)
而且满足
Figure DEST_PATH_IMAGE099
。
Figure 97934DEST_PATH_IMAGE100
的求解是非线性的，计算复杂，但由于
Figure 937715DEST_PATH_IMAGE102
波动范围较小，采用工程近似的方法，可认为其为常值近似计算
根据式(4)和式(5)，如图8所示， 
Figure 605325DEST_PATH_IMAGE104
与
Figure 101029DEST_PATH_IMAGE106
的相角
Figure 879498DEST_PATH_IMAGE108
满足
Figure 777046DEST_PATH_IMAGE110
                        (7)
当
Figure DEST_PATH_IMAGE111
取20°时，可求得
 
Figure DEST_PATH_IMAGE113
                        (8)
式中：
Figure 754840DEST_PATH_IMAGE114
为补偿角度
     
Figure DEST_PATH_IMAGE115
为反电动势信号经过低通滤波器后的交流振幅
     
Figure 596895DEST_PATH_IMAGE116
为电流干扰信号经过低通滤波器后的交流振幅
利用微处理器可以轻松处理计算出上述公式推得的相位超前的角度，因此在测得电流续流角度和电流大小的关系后，只需检测电机相电流，控制器即可实时确定超前的相位角度。
本发明由于采用上述结构，使本发明嵌入到电机中，集控制电路和功率电路于一体，大大减小了体积，省去了连接电机和驱动器的线路，具有结构新颖、体积小、可靠性高、结构紧凑、功率密度高、安装方便、维修方便、易于操作和移动等优点。 
附图说明  
图1是本发明的结构示意图。
图2是本发明的信号接口图。 
图3是本发明中反电动势检测电路。 
图4是为重载下，电流时间很长时的反电动势检测信号与霍尔检测信号。其中信号1为反电动势U相检测信号，信号2为霍尔U相检测信号，信号3为经过深度滤波后的反电动势信号，信号4为模拟中性点电压信号。 
图5为经过重载时相位补偿的信号波形图。 
图5-1是轻载时的相位信号波形图。 
图5-2是重载时相位补偿信号波形图。 
图中：1、端电压，2、反电动势换相，3、霍尔换相，4、信号位置，5、模拟中性点。 
图6为端电压及其分解图。 
图7为经过低通滤波器后的端电压及其分解图形。 
图中：1、续流干扰信号，2、端电压信号，3、相反电动势信号。 
图8为分析各电压之间的相位关系。 
附图1、2中标记：功率板1、控制板2 、EMI滤波器3、整流桥4、逆变桥5、功率模块6、检测电路7、开关电源电路8、通讯模块电路9、模拟量速度给定电路10、控制电路11、三相交流电输入12、上位机13、反电动势检测电路14、电位器15、电机16、功率因素校正17、驱动电路18。 
具体实施方式
下面结合附图对本发明进一步说明： 
如附图所示，一种一体化无刷直流电机的驱动装置，设有端盖，其特征在于端盖上设有功率板1和控制板2，控制板2固定在功率板1上，功率板1上设有主回路、进线缺相检测电路、母线电流检测电路、欠压和过压检测电路、反电势检测电路14和开关电源电路8，控制板2上设有DSP控制系统电路和通讯模块电路9，
其中：
主回路中设有进线EMI滤波器3、压敏电阻保护、使用了X电容、Y电容和三相共模滤波器抑制差模和共模干扰，整流桥4和逆变桥5都集成在一个功率模块6内，功率模块6采用芯片SEMIKRON集成度高，所占面积小；直流母线上具有LC结构，实现功率因素校正（PFC）17，
进线缺相检测电路是将送往功率模块的三相电经过由电阻、二极管和光耦组成的检测电路7处理后送往DSP芯片读取，读取缺相检测电路的输出数字信号LHP1和LHP2的占空比判断是否缺相，具有进线缺项报警，过载、过热报警，过流和过压报警，功率因数校正等功能，
母线电流检测电路是通过母线上串联一个很小的电流检测电阻，通过线性光耦隔离放大电阻两端的电压信号，再经过一个调理电路把信号处理成控制芯片能够接收的范围，从而对电机电流进行反馈和监视，
欠压和过压检测电路是采用大电阻隔离的方法，通过一个简单的运放电路把母线电压转化为控制芯片输入的模拟信号，实现欠压和过压检测，此运放的输入为母线电压，输入电阻取很大，反馈电阻很小，从而使实际运放管脚的输入电压并不是很大，流过的电流也很小，实现了隔离的效果同时也实现了电压的检测，
反电动势检测电路14是一低通滤波器，采用“端电压法”实现无传感器控制，通过对电机三相UVW的对地电压的处理，经DSP处理器生成转子位置信号，将端电压分成反电动势信号和电流续流干扰信号，电机三相电压首先通过低通滤波器滤除高频干扰信号和降压，再通过一个电容去除直流部分，然后把处理过的信号和由三相构造出来的虚拟中性点电压进行比较，并对两种信号进行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转子位置信号的相位超前角度，经过检测电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电流续流影响的偏移角度进行补偿，从而得到反电动势过零点的信号，使换相时刻接近最佳换相时刻，确保换向的正确进行，大大拓展了无刷直流电机无位置传感器的应用范围，
开关电源电路8是采用反激式变换器，输入为母线电压，输出3路隔离的直流电压，分别用于DSP控制系统电路、通讯模块电路和模拟量速度给定电路，本发明优选采用一路5V输出给DSP供电，一路15V输出，后整流出5V，给功率部分的芯片等提供电源，一路15V输出，后整流出10V和5V给通讯和速度模拟给定用，
DSP控制系统电路的控制核心芯片为DSP，具有6路模拟信号输入，3对PWM输出，
通讯模块电路9包括RS232和RS485两种一步串行通讯方式，其中RS232用于对程序的维护等操作，RS485用于工业控制，可进行 RS232、RS485总线通讯和模拟量速度给定电路10的输入，模拟量速度给定电路10通过向控制电路11输入电压来调节电机转速，
本发明中的控制板2上设有三组端子排接口，分别为三相功率进线接口、驱动器报警输出接口、串口RS232、串口RS485和模拟量给定接口，三组长分别为12个端子、3个端子和5个端子，通过控制板上的三组端子排接口分别将通讯和模拟量调速、保护报警和三相交流电输入连接好。
本发明可把驱动电路18和主回路的“地线”和控制电路11的“地线”隔离开，以增加系统的稳定性。 
本发明可在驱动板1上设有温度检测电路，温度检测电路是由电阻、电容、热敏电阻和运放组成，对整流和逆变模块、功率板、电动机的温度进行实时检测，防止由于温度过高或过低而造成工作不稳定和异常情况的发生， 
为了满足装置对空间尺寸的要求，将控制板2和功率板1垂直连接，功率板1与电机端盖紧密配合，控制板的信号接口朝上，便于接线，通过控制板2上的三组端子排接口将通讯和模拟量调速、保护报警和三相交流电输入连接好，工作时，三相交流电输入12，通过上位机13或调节变阻定位器给定一个速度，电机16从静止开始启动到给定速度运行，电机速度可由上位机或电位器15在设定范围内任意调节，启动时采用“注入电流脉冲“的方法起动，起动转速通常在50-80r/min范围，通过检测电压矢量和加速电压矢量交替作用于电机，待电机的转速足以使反电动势检测电路正常工作时，从启动状态切换到自同步状态，进入自同步后，采用PI控制器，实现无超调，平稳的上升到给定的速度，本发明通过检查电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电流续流影响的偏移角度，进行补偿，采用反电动势检测方法，通过反电动势检测电路（如图3）检测三相端电压，经滤波电路进行深度滤波后再与模拟中性点比较，经DSP处理器生成转子位置信号，这种方法在重载时由于电流很大，续流时间比较长会影响“理想”的三相端电压波形，造成波形畸变，影响了检测到的位置信号的准确性，如图4所示为重载下的位置检测信号实验波形，其中信号1为反电动势检测信号，信号4为霍尔位置检测信号，很明显反电动势检测信号1与接近最佳换相时刻的霍尔检测信号4有较大的偏差，本发明将电流续流造成的畸变电压波形部分从端电压波形中分离出来分析，将端电压分成反电动势信号和电流续流干扰信号，对两种信号进行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转子位置信号的相位超前角度，加以补偿，具体补偿计算方法步骤如下：为了分析使电机在重载时位置检测信号的相位偏移现象，下面对重载下的端电压进行分析：
因为反电动势检测电路是一低通滤波器，高频分量经过检测电路将被滤除，因此可做如下简化：
1）因为PWM调制频率远大于反电动势检测电路的低通滤波器的截止频率，高频的PWM斩波电压可以用其电压平均值近似；
2）同样，电机中性点电压波动也被滤除，可以用其平均值近似；
3）相反电动势为120°平顶宽，等效幅值为母线电压的PWM波；
在采用上桥臂调制，下桥臂导通方式（PWM-ON）时端电压可以简化成如图6所示的模型， 其中，
Figure 179054DEST_PATH_IMAGE034
为理想线反电动势与理想中性点的电压之和，
Figure 993427DEST_PATH_IMAGE002
为电流续流引起的电压畸变，端电压等于与之和，即
Figure 140582DEST_PATH_IMAGE006
=+(电压参考点为母线负极)；
图6中端电压
Figure 140134DEST_PATH_IMAGE009
可以分成6个状态，分别为：
1）
Figure 850470DEST_PATH_IMAGE011
和
Figure 14735DEST_PATH_IMAGE012
时刻：该相下桥臂导通，端电压
Figure 321607DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 2011102735507100002DEST_PATH_IMAGE013
相等，为母线负极电压，标记为0， 
Figure 986943DEST_PATH_IMAGE015
也为0，此时
Figure 364835DEST_PATH_IMAGE016
不影响位置信号的检测；
2）
Figure 152531DEST_PATH_IMAGE017
时间段：电机换相，电流经过上桥臂反并联二极管续流，电压被钳位为母线电压
Figure 553557DEST_PATH_IMAGE018
，随相反电动势的增大而线性上升；
Figure 254982DEST_PATH_IMAGE020
为
Figure 216510DEST_PATH_IMAGE021
与
Figure 167148DEST_PATH_IMAGE022
之差，即
Figure 987337DEST_PATH_IMAGE023
；
3）
Figure 526771DEST_PATH_IMAGE024
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和。中性点电压为直流偏置，反电动势线性上升，端电压
Figure 407003DEST_PATH_IMAGE025
与
Figure 31888DEST_PATH_IMAGE019
线性上升；
Figure 655767DEST_PATH_IMAGE026
为0，不起作用；
4）
Figure 49708DEST_PATH_IMAGE027
时间段：该相上桥臂调制，占空比与母线电压
Figure 26072DEST_PATH_IMAGE029
的乘积与
Figure 428541DEST_PATH_IMAGE030
的关系为
Figure 693300DEST_PATH_IMAGE031
，端电压
Figure 899023DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 249233DEST_PATH_IMAGE019
，有
Figure 464182DEST_PATH_IMAGE032
；
Figure 583448DEST_PATH_IMAGE015
为0，不影响位置信号的检测；
5）时间段：电机换相，电流经过下桥臂反并联二极管续流，端电压被钳位为母线地电压0，
Figure 797577DEST_PATH_IMAGE034
随反电动势的减小而线性下降，
Figure 553568DEST_PATH_IMAGE035
为
Figure 855237DEST_PATH_IMAGE036
与
Figure 419073DEST_PATH_IMAGE037
之差，即
Figure 727564DEST_PATH_IMAGE038
；
6）
Figure 35048DEST_PATH_IMAGE039
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，中性点电压为直流偏置，反电动势线性下降，端电压
Figure 378174DEST_PATH_IMAGE025
与线性下降，
Figure 908698DEST_PATH_IMAGE041
为0，不影响位置信号的检测；
通过对端电压的分解，在轻载和重载时一样，而则有很大的差别，轻载时，电流小，
Figure 922812DEST_PATH_IMAGE044
和
Figure 956627DEST_PATH_IMAGE033
很短，的作用时间很短，其伏秒积很小，有
Figure 658053DEST_PATH_IMAGE046
(
Figure 983861DEST_PATH_IMAGE047
=
Figure 504972DEST_PATH_IMAGE048
,
Figure 20267DEST_PATH_IMAGE033
)，因此对位置信号检测只造成微弱的影响，可以忽略不计；重载时，电流大，
Figure 926912DEST_PATH_IMAGE049
和
Figure 174354DEST_PATH_IMAGE050
持续较长的时间，伏秒积
Figure 434958DEST_PATH_IMAGE051
不可忽略，它对位置检测信号的影响严重，产生的相位超前角度过大，图7为端电压和其分解的电压
Figure 452779DEST_PATH_IMAGE052
和
Figure 871122DEST_PATH_IMAGE053
经过低通滤波器后的生成的信号，续流干扰信号1超前反电动势信号3，使得它们叠加合成的端电压信号2超前于反电动势信号3，续流干扰信号1的幅值越大，端电压信号2的超前角度越大，端电压相位超前使端电压的过零点时刻提前到来，检测得到的过零点偏离真实的反电动势过零点，当随着负载电流的增大，相位超前角度随之增大，当超前角度过大时，换相情况变恶劣，引起电流畸变，反过来影响到端电压波形和位置检测信号，造成换相的进一步恶化，最终导致换相失败；
通过上述模型的建立，对端电压的分解分析，我们可以得到轻载和重载时的反电动势检测信号相位关系其实就是
Figure 429142DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 207611DEST_PATH_IMAGE054
+
Figure 839581DEST_PATH_IMAGE055
的相位关系，由于
Figure 943672DEST_PATH_IMAGE056
与
Figure 661092DEST_PATH_IMAGE057
周期一样，经过低通滤波器的相角滞后相等，因此轻载和重载下的位置信号相角之差取决于
Figure 257900DEST_PATH_IMAGE058
和
Figure 9956DEST_PATH_IMAGE016
的夹角和幅值，由此，得出重载下的相位补偿计算方法：
阶跃电压下，低通滤波器零状态响应计算公式为
                             (1)
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE117
，
Figure 224085DEST_PATH_IMAGE061
、
Figure 609936DEST_PATH_IMAGE062
和如附图3所示。经过低通滤波器的电压
Figure 396813DEST_PATH_IMAGE064
与模拟中性点电压
Figure 88825DEST_PATH_IMAGE065
比较，从而得到反电动势的过零点，忽略模拟中性点5电压的波动，则为
Figure 539102DEST_PATH_IMAGE067
的平均值，因此，只考虑
Figure 906630DEST_PATH_IMAGE068
的交流分量，有
                      (2)
附图3所示反电动势检测电路中，选择适当的电阻和电容，使得
Figure 548013DEST_PATH_IMAGE070
，得到
                            (3)
将
Figure 316117DEST_PATH_IMAGE072
作近似等效的阶跃信号处理，带入式(3)得到
Figure 838235DEST_PATH_IMAGE045
经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure 567156DEST_PATH_IMAGE073
有
Figure 583654DEST_PATH_IMAGE120
                         (4)
其中，
Figure 271511DEST_PATH_IMAGE075
为续流角度，是电流续流时间折算的电角度，
Figure 118431DEST_PATH_IMAGE077
为电机反电动势的频率，
Figure 938619DEST_PATH_IMAGE078
为修正比例因子，这里取
Figure 478054DEST_PATH_IMAGE079
=1。
同理
Figure 420602DEST_PATH_IMAGE052
经过低通滤波器后输出电压的交流振幅有 
                            (5)
Figure DEST_PATH_IMAGE083
与
Figure DEST_PATH_IMAGE085
的相位
Figure DEST_PATH_IMAGE087
基本上与
Figure DEST_PATH_IMAGE089
和
Figure DEST_PATH_IMAGE091
的基波相位一致。
Figure 253188DEST_PATH_IMAGE087
与
Figure 304321DEST_PATH_IMAGE094
有关，其关系式可表示为
Figure 416502DEST_PATH_IMAGE096
                            (6)
而且满足
Figure 578493DEST_PATH_IMAGE098
。
Figure 639990DEST_PATH_IMAGE100
的求解是非线性的，计算复杂，但由于
Figure DEST_PATH_IMAGE101
波动范围较小，采用工程近似的方法，可认为其为常值近似计算
根据式(4)和式(5)，如图8所示， 
Figure DEST_PATH_IMAGE103
与
Figure DEST_PATH_IMAGE105
的相角
Figure DEST_PATH_IMAGE107
满足
                        (7)
当取20°时，可求得
 
Figure 701980DEST_PATH_IMAGE122
                        (8)
式中：为补偿角度，
     
Figure 36195DEST_PATH_IMAGE056
为反电动势信号经过低通滤波器后的交流振幅，
     
Figure 415748DEST_PATH_IMAGE055
为电流干扰信号经过低通滤波器后的交流振幅，
利用微处理器可计算出上述公式推得的相位超前的角度，因此在测得电流续流角度和电流大小的关系后，只需检测电机相电流，控制器即可实时确定超前的相位角度，因为相角超前换相有利于减小无刷直流电机的转矩脉动，所以可以根据电流大小和转速适当的进行相角补偿，从而使电机达到最佳运行状态。
使换相时刻接近最佳换相时刻，确保换向的正确进行。 
本发明由于采用上述结构，使本发明嵌入到电机中，集控制电路和功率电路于一体，大大减小了体积，省去了连接电机和驱动器的线路，具有结构新颖、体积小、可靠性高、结构紧凑、功率密度高、安装方便、维修方便、易于操作和移动等优点。 

Claims (4)

1.一种一体化无刷直流电机的驱动装置，设有端盖，其特征在于端盖上设有功率板和控制板，功率板上设有主回路、进线缺相检测电路、母线电流检测电路、欠压和过压检测电路、反电势检测电路和开关电源电路，控制板上设有DSP控制系统电路、通讯模块电路和模拟量速度给定电路，
其中：
主回路中设有进线EMI滤波器、压敏电阻保护、使用了X电容、Y电容和三相共模滤波器抑制差模和共模干扰，整流桥和逆变桥都集成在一个功率模块内，功率模块采用芯片SEMIKRON集成度高，直流母线上具有LC结构，实现功率因素校正（PFC），
进线缺相检测电路是将送往功率模块的三相电经过由电阻、二极管和光耦组成的检测电路处理后送往DSP芯片读取，读取缺相检测电路的输出数字信号LHP1和LHP2的占空比判断是否缺相，
母线电流检测电路是通过母线上串联电流检测电阻，通过线性光耦隔离放大电阻两端的电压信号，再经过调理电路把信号处理成控制芯片能够接收的范围，从而对电机电流进行反馈和监视，
欠压和过压检测电路是采用大电阻隔离的方法，通过一个简单的运放电路把母线电压转化为控制芯片输入的模拟信号，实现欠压和过压检测，此运放的输入为母线电压，输入电阻取很大，反馈电阻很小，从而使实际运放管脚的输入电压并不是很大，流过的电流也很小，实现了隔离的效果同时也实现了电压的检测，
反电动势检测电路是一低通滤波器，采用“端电压法”实现无传感器控制，通过对电机三相UVW的对地电压的处理，经DSP处理器生成转子位置信号，将端电压分成反电动势信号和电流续流干扰信号，电机三相电压首先通过低通滤波器滤除高频干扰信号和降压，再通过一个电容去除直流部分，然后把处理过的信号和由三相构造出来的虚拟中性点电压进行比较，并对两种信号进行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转子位置信号的相位超前角度，经过检测电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电流续流影响的偏移角度进行补偿，从而得到反电动势过零点的信号，
开关电源电路采用反激式变换器，输入为母线电压，输出3路隔离的直流电压，分别用于DSP控制系统电路、通讯模块电路和模拟量速度给定电路，
DSP控制系统电路的控制核心芯片为DSP，具有6路模拟信号输入，3对PWM输出，
通讯模块电路包括RS232和RS485两种一步串行通讯方式，其中RS232用于对程序的维护等操作，RS485用于工业控制，进行 RS232、RS485总线通讯和模拟量速度给定输入，模拟量速度给定电路通过向控制器输入电压来调节电机转速，
控制板上设有三组端子排接口，分别为三相功率进线接口、驱动器报警输出接口、串口RS232、串口RS485和模拟量给定接口，通过控制板上的三组端子排接口分别与通讯和模拟量调速、保护报警和三相交流电输入相连接。
2.根据权利要求1所述的一种一体化无刷直流电机的驱动装置，其特性在于把驱动电路和主回路的“地线”和控制电路的“地线”隔离开。
3.根据权利要求1所述的一种一体化无刷直流电机的驱动装置，其特性在于驱动板上设有温度检测电路，对整流和逆变模块、功率板、电动机的温度进行实时检测。
4.一种一体化无刷直流电机的驱动装置中的反电动势检测电路的相位补偿计算方法，其特征在于具体步骤如下：为了分析使电机在重载时位置检测信号的相位偏移现象，下面对重载下的端电压进行分析：
因为反电动势检测电路是一低通滤波器，高频分量经过检测电路将被滤除，因此可做如下简化：
1）因为PWM调制频率远大于反电动势检测电路的低通滤波器的截止频率，高频的PWM斩波电压可以用其电压平均值近似；
2）同样，电机中性点电压波动也被滤除，可以用其平均值近似；
3）相反电动势为120°平顶宽，等效幅值为母线电压的PWM波；
在采用上桥臂调制，下桥臂导通方式（PWM-ON）时端电压可以简化成如图6所示的模型， 其中， 为理想线反电动势与理想中性点的电压之和，为电流续流引起的电压畸变，端电压等于
Figure 471478DEST_PATH_IMAGE004
与
Figure 348167DEST_PATH_IMAGE005
之和，即
Figure 295263DEST_PATH_IMAGE006
=+
Figure 885830DEST_PATH_IMAGE008
(电压参考点为母线负极)；
图6中端电压
Figure 617026DEST_PATH_IMAGE009
可以分成6个状态，分别为：
1）
Figure 672707DEST_PATH_IMAGE010
和
Figure 489353DEST_PATH_IMAGE011
时刻：该相下桥臂导通，端电压
Figure 226365DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 812067DEST_PATH_IMAGE012
相等，为母线负极电压，标记为0， 
Figure 304228DEST_PATH_IMAGE013
也为0，此时
Figure 614030DEST_PATH_IMAGE014
不影响位置信号的检测；
2）
Figure 951470DEST_PATH_IMAGE015
时间段：电机换相，电流经过上桥臂反并联二极管续流，电压被钳位为母线电压，
Figure 54742DEST_PATH_IMAGE017
随相反电动势的增大而线性上升；
Figure 845980DEST_PATH_IMAGE018
为
Figure 987111DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 547406DEST_PATH_IMAGE020
之差，即
Figure 381369DEST_PATH_IMAGE021
；
3）时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，
中性点电压为直流偏置，反电动势线性上升，端电压与
Figure 816265DEST_PATH_IMAGE017
线性上升；
Figure 821130DEST_PATH_IMAGE024
为0，不起作用；
4）
Figure 321381DEST_PATH_IMAGE025
时间段：该相上桥臂调制，占空比
Figure 741998DEST_PATH_IMAGE026
与母线电压
Figure 276885DEST_PATH_IMAGE027
的乘积与
Figure 452651DEST_PATH_IMAGE028
的关系为
Figure 520094DEST_PATH_IMAGE029
，端电压
Figure 744402DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 868216DEST_PATH_IMAGE017
，有；
Figure 752044DEST_PATH_IMAGE013
为0，不影响位置信号的检测；
5）时间段：电机换相，电流经过下桥臂反并联二极管续流，端电压被钳位为母线地电压0，
Figure 86259DEST_PATH_IMAGE032
随反电动势的减小而线性下降，
Figure 338249DEST_PATH_IMAGE033
为
Figure 300389DEST_PATH_IMAGE034
与
Figure 928816DEST_PATH_IMAGE035
之差，即
Figure 292802DEST_PATH_IMAGE036
；
6）
Figure 715693DEST_PATH_IMAGE037
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，中性点电压为直流偏置，反电动势线性下降，端电压
Figure 165129DEST_PATH_IMAGE023
与线性下降，
Figure 618336DEST_PATH_IMAGE039
为0，不影响位置信号的检测；
通过对端电压的分解，
Figure 477707DEST_PATH_IMAGE040
在轻载和重载时一样，而
Figure 148860DEST_PATH_IMAGE041
则有很大的差别，轻载时，电流小，
Figure 384669DEST_PATH_IMAGE042
和很短，
Figure 425624DEST_PATH_IMAGE043
的作用时间很短，其伏秒积很小，有
Figure 584072DEST_PATH_IMAGE044
(
Figure 420310DEST_PATH_IMAGE045
=
Figure 347815DEST_PATH_IMAGE046
,
Figure 548989DEST_PATH_IMAGE031
)，因此对位置信号检测只造成微弱的影响，可以忽略不计；重载时，电流大，
Figure 257051DEST_PATH_IMAGE047
和持续较长的时间，伏秒积
Figure 616674DEST_PATH_IMAGE049
不可忽略，它对位置检测信号的影响严重，产生的相位超前角度过大，图7为端电压
Figure 988750DEST_PATH_IMAGE009
和其分解的电压
Figure 121791DEST_PATH_IMAGE050
和
Figure 231655DEST_PATH_IMAGE051
经过低通滤波器后的生成的信号，续流干扰信号超前反电动势信号，使得它们叠加合成的端电压信号超前于反电动势信号，续流干扰信号的幅值越大，端电压信号的超前角度越大，端电压相位超前使端电压的过零点时刻提前到来，检测得到的过零点偏离真实的反电动势过零点，当随着负载电流的增大，相位超前角度随之增大，当超前角度过大时，换相情况变恶劣，引起电流畸变，反过来影响到端电压波形和位置检测信号，造成换相的进一步恶化，最终导致换相失败；
通过上述模型的建立，对端电压的分解分析，我们可以得到轻载和重载时的反电动势检测信号相位关系其实就是
Figure 133752DEST_PATH_IMAGE017
与
Figure 676729DEST_PATH_IMAGE052
+
Figure 31487DEST_PATH_IMAGE053
的相位关系，由于
Figure 950901DEST_PATH_IMAGE054
与
Figure 645188DEST_PATH_IMAGE055
周期一样，经过低通滤波器的相角滞后相等，因此轻载和重载下的位置信号相角之差取决于
Figure 359066DEST_PATH_IMAGE056
和的夹角和幅值，由此，得出重载下的相位补偿计算方法：
阶跃电压下，低通滤波器零状态响应计算公式为
Figure 986542DEST_PATH_IMAGE057
                             (1)
其中
Figure 597652DEST_PATH_IMAGE058
，
Figure 748011DEST_PATH_IMAGE059
、
Figure 139678DEST_PATH_IMAGE060
和
Figure 400895DEST_PATH_IMAGE061
如附图3所示，
经过低通滤波器的电压与模拟中性点电压
Figure 187771DEST_PATH_IMAGE063
比较，从而得到反电动势的过零点，忽略中性点电压的波动，则
Figure 942100DEST_PATH_IMAGE064
为
Figure 747288DEST_PATH_IMAGE065
的平均值，因此，只考虑
Figure 332991DEST_PATH_IMAGE066
的交流分量，有
Figure 825152DEST_PATH_IMAGE067
                      (2)
附图3所示反电动势检测电路中，选择适当的电阻和电容，使得
Figure 801198DEST_PATH_IMAGE068
，得到
Figure 404218DEST_PATH_IMAGE069
                            (3)
将作近似等效的阶跃信号处理，带入式(3)得到
Figure 632123DEST_PATH_IMAGE043
经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure 485678DEST_PATH_IMAGE071
有
Figure 564492DEST_PATH_IMAGE072
                         (4)
其中，为续流角度，是电流续流时间折算的电角度，
Figure 971706DEST_PATH_IMAGE075
为电机反电动势的频率，
Figure 916528DEST_PATH_IMAGE076
为修正比例因子，这里取
Figure 269012DEST_PATH_IMAGE077
=1，
同理经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure 774129DEST_PATH_IMAGE078
有
Figure 274641DEST_PATH_IMAGE079
                            (5)
Figure 747210DEST_PATH_IMAGE080
与
Figure 657398DEST_PATH_IMAGE081
的相位
Figure 644945DEST_PATH_IMAGE082
基本上与
Figure 931570DEST_PATH_IMAGE083
和
Figure 258646DEST_PATH_IMAGE084
的基波相位一致，
与
Figure 80158DEST_PATH_IMAGE085
有关，其关系式可表示为
Figure 904894DEST_PATH_IMAGE086
                            (6)
而且满足，
的求解是非线性的，计算复杂，但由于
Figure 566186DEST_PATH_IMAGE089
波动范围较小，采用工程近似的方法，可认为其为常值近似计算
根据式(4)和式(5)，如图8所示， 
Figure 194613DEST_PATH_IMAGE090
与
Figure 293019DEST_PATH_IMAGE091
的相角
Figure 981489DEST_PATH_IMAGE092
满足
                        (7)
当取20°时，可求得
 
Figure 753639DEST_PATH_IMAGE095
                        (8)
式中：
Figure 613011DEST_PATH_IMAGE092
为补偿角度，
     
Figure 221847DEST_PATH_IMAGE054
为反电动势信号经过低通滤波器后的交流振幅，
     
Figure 457656DEST_PATH_IMAGE053
为电流干扰信号经过低通滤波器后的交流振幅，
利用微处理器计算出上述公式推得的相位超前的角度，在测得电流续流角度和电流大小的关系后，只需检测电机相电流，控制器即可实时确定超前的相位角度。
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