CN102312847B - 一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机 - Google Patents

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CN102312847B CN2011102735494A CN201110273549A CN102312847B CN 102312847 B CN102312847 B CN 102312847B CN 2011102735494 A CN2011102735494 A CN 2011102735494A CN 201110273549 A CN201110273549 A CN 201110273549A CN 102312847 B CN102312847 B CN 102312847B
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Abstract

本发明涉及风机技术领域，具体地说是一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，其设有电机、叶轮和进风口，电机是由定子、外转子、转子轴和端盖组成，叶轮一端与进风口相连接，特征在于叶轮另一端与电机的外转子相连接，特征在于电机内设有驱动器，驱动器与端盖固定连接，端盖和电机的定子相连接，使之形成一个整体，以增加模块的散热能力，驱动器是由功率板和控制板组成，功率板上设有主回路、进线缺相检测电路、母线电流检测电路、欠压和过压检测电路、反电势检测电路和开关电源电路，控制板上设有DSP控制系统电路和通讯模块电路，本发明由于采用上述结构，集电机、驱动器、叶轮于一体，极大地提高了效率，降低了能耗，具有结构紧凑，功率密度高，效率高、低噪音、集成度高、低成本等优点。

Description

一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机
技术领域
本发明涉及风机技术领域，具体地说是一种集电机、驱动器、叶轮与一体的高效节能的一体化离心式风机。
背景技术
无刷直流电动机（Brushless DC Motor，以下简称BLDC）凭借其高可靠性、高效率、调速方便、寿命长等特点在国际上己得到较为充分的发展，在一些较为发达的国家里，无刷直流电动机将在未来几年内成为主导电动机，并逐步取代其他类型的电动机。
目前在风机动力方面，大多使用交流异步电机，但是异步电动机具有起动电流大，噪声大，工作效率低，调速性能差等一系列问题，因此随着对质量、性能提出了更高的要求，随着能源的日益匾乏特别是燃油方面，对高效节能也有更高的要求，国家十一五计划也明确提出过限制耗能产业发展，因此采用无刷直流电机来代替性能差、效率低的异步电动机成为大势所趋。
BLDC驱动控制方式分为有位置传感器式和无位置传感器式两种。有位置传感器的控制方式中，位置传感器的存在会给流无刷电机的应用带来很多的缺陷与不便：首先，位置传感器会增加电机的体积和成本；其次，连线众多的位置传感器会降低电机运行的可靠性，即便是现在应用最广泛的霍尔传感器，也存在一定程度的磁不敏感区；再次，在某些恶劣工作环境中，如在密封的空调压缩机中，由于制冷剂的强腐蚀性，常规的位置传感器根本就无法使用。此外，传感器的安装精度还会影响电机的运行性能，增加生产的工艺难度，特别是当电机尺寸小到一定程度时，使用位置传感器的弊病日渐明显。无位置传感器则省去了位置检测装置，降低成本，缩小驱动器的体积，容易实现与驱动器与电机的一体化。考虑到风机的工作环境、风机的体积和生产成本问题，无位置传感器控制方式是更好的选择。
在无位置传感器方波控制中，最常用的是采用两两导通方式控制。但是这种控制方式存在电流过大造成续流过长，进而造成换向失败的问题，这也是影响无位置传感器控制方式在大功率领域应用的主要技术难点。然而这些技术难点在本发明中被攻破。本发明中通过检测电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电流续流影响的偏移角度，进行补偿，使换相时刻接近最佳换相时刻，确保换向的正确进行。这大大拓展了无刷直流电机无位置传感器的应用范围。
传统的无位置传感器无刷直流电机的起动方式为“三段式起动”，属于开环起动方式。它对起动环境要求比较严格，而且会出现反转现象，对起动时负载变化适应能力不强，会出现起动失败的问题，而且起动电流比较大。为此，本发明中提出了一种新的起动方式，通过检测定子电感的大小测得转子和定子的相对位置，实现闭环起动，起动性能比起“三段式起动”好。
传统的风机采用电机和变频器（驱动器）分离的方式，占用体积大，而且要频繁的连线，不利于维修。本发明中使驱动器嵌入到电机中，实现驱动器、电机和风机的集成，体积大大减小，省去了连接电机和驱动器的线路，维修方便，易于操作和移动。
发明内容
本发明的目的是解决上述现有技术的不足，提供一种结构新颖、高效率、第噪音、集成度高、低成本、且集电机、驱动器、叶轮与一体的无位置传感器驱动的一体化离心式风机。
本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，设有电机、叶轮和进风口，电机是由定子、转子、外转子、转子轴和端盖组成，叶轮一端与进风口相连接，其特征在于叶轮另一端与电机的外转子相连接，电机内设有驱动器，驱动器与端盖固定连接，端盖和电机的定子相连接，使之形成一个整体，以增加模块的散热能力，驱动器是由功率板和控制板组成，功率板上设有主回路、进线缺相检测电路、母线电流检测电路、欠压和过压检测电路、反电势检测电路和开关电源电路，控制板上设有DSP控制系统电路和通讯模块电路，
其中：
主回路中设有进线EMI滤波器、压敏电阻保护、使用了X电容、Y电容和三相共模滤波器抑制差模和共模干扰，整流桥和逆变桥都集成在一个功率模块内，直流母线上具有LC结构，实现功率因素校正（PFC），
进线缺相检测电路是将送往功率模块的三相电经过检测电路处理后送往DSP芯片读取，读取缺相检测电路的输出数字信号LHP1和LHP2的占空比判断是否缺相，具有进线缺项报警，过载、过热报警，过流和过压报警，功率因数校正功能，
母线电流检测电路是通过母线上串联电流检测电阻，通过线性光耦隔离放大电阻两端的电压信号，再经过一个调理电路把信号处理成控制芯片能够接收的范围，从而对电机电流进行反馈和监视，
欠压和过压检测电路是采用大电阻隔离的方法，通过一个简单的运放电路把母线电压转化为控制芯片输入的模拟信号，实现欠压和过压检测，此运放的输入为母线电压，输入电阻取很大，反馈电阻很小，从而使实际运放管脚的输入电压并不是很大，流过的电流也很小，实现了隔离的效果同时也实现了电压的检测，
反电动势检测电路是一低通滤波器，采用“端电压法”实现无传感器控制，通过对电机三相UVW的对地电压的处理，得到转子位置信号，电机三相电压首先通过低通滤波器滤除高频干扰信号和降压，再通过一个电容去除直流部分，然后把处理过的信号和由三相构造出来的虚拟中性点电压进行比较，从而得到反电动势过零点的信号，经过检测电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电流续流影响的偏移角度进行补偿，使换相时刻接近最佳换相时刻，确保换向的正确进行，大大拓展了无刷直流电机无位置传感器的应用范围，
开关电源电路采用反激式变换器，输入为母线电压，输出3路隔离的直流电压，分别用于DSP控制系统电路和通讯模块电路，
DSP控制系统电路的控制核心芯片为DSP，具有6路模拟信号输入，3对PWM输出，
通讯模块电路包括RS232和RS485两种一步串行通讯方式，其中RS232用于对程序的维护等操作，RS485用于工业控制，可进行 RS232、RS485总线通讯输入和模拟量速度给定电路，模拟量速度给定电路通过向控制器输入电压来调节电机转速，
本发明中的端盖上设有接线孔，控制板上设有端子排接口，分别为三相功率进线接口、驱动器报警输出接口、串口RS232、串口RS485和模拟量给定接口，通过控制板上的端子排接口分别穿过端盖上设有的接线孔与通讯和模拟量调速、保护报警和三相交流电输入相连接。
本发明可把驱动电路和主回路的“地线”和控制电路的“地线”隔离开，以增加系统的稳定性。
本发明可在驱动板上设有温度检测电路，温度检测电路是由普通电阻、电容、热敏电阻和运放组成，对整流和逆变模块、功率板、电动机的温度进行实时检测，防止由于温度过高或过低而造成工作不稳定和异常情况的发生。
本发明可在端盖和电机定子之间安装有散热盘，以利于对功率板和控制板散热。
本发明可在端盖内设有与驱动器模块相接触的凸台，外部设有散热片，以使驱动器上的模块与端盖紧密相连，增加模块的散热能力。
本发明中转子轴的轴本体上设有陶瓷镀层，以利于防止轴向电流对电机电磁性能产生影响，陶瓷镀层包括前陶瓷镀层和后陶瓷镀层，前陶瓷镀层和后陶瓷镀层分别对应轴承安装位置，以防止电机高速运转产生的轴向电流。
本发明中的转子轴轴本体外周设有环形凹槽，前陶瓷镀层和后陶瓷镀层分别设在凹槽内，以利于加工方便，提高转子轴的整体强度。
本发明中定子绕组的每一相绕组可用一根绕线交错穿入定子铁芯的孔中，使之形成四个线圈的绕线串联连接，达到生产工艺简单，生产效率高，合格率高，电机成本低的作用。
本发明中的外转子是由壳身和壳身端部的法兰安装面构成，壳身和法兰安装面一次性拉伸成型，达到无需单独制作法兰安装面，省去二次焊接的工序，减少生产零件数，提高电机生产效率，降低成本，提高生产效率，增强电机结构的稳定性，保证同心度的作用。
本发明中的定子本体外周设有定子铁芯直槽口，定子铁芯直槽口是由定子冲片采用直槽方式叠压而成，定子铁芯直槽口与定子冲片端面相垂直，简化了定子铁芯的压装结构，简化了生产工序，达到叠压工艺简单、生产效率高、合格率高、生产成本低的作用。
本发明中的反电动势检测电路的补偿计算方法的具体步骤如下：为了分析使电机在重载时位置检测信号的相位偏移现象，下面对重载下的端电压进行分析：
因为反电动势检测电路是一低通滤波器，高频分量经过检测电路将被滤除，因此可做如下简化：
1）因为PWM调制频率远大于反电动势检测电路的低通滤波器的截止频率，高频的PWM斩波电压可以用其电压平均值近似；
2）同样，电机中性点电压波动也被滤除，可以用其平均值近似；
3）相反电动势为120°平顶宽，等效幅值为母线电压的PWM波；
在采用上桥臂调制，下桥臂导通方式（PWM-ON）时端电压可以简化成如图8所示的模型， 其中，                                                
Figure 989148DEST_PATH_IMAGE001
为理想线反电动势与理想中性点的电压之和，
Figure 384358DEST_PATH_IMAGE002
为电流续流引起的电压畸变，端电压
Figure 117172DEST_PATH_IMAGE003
等于
Figure 142897DEST_PATH_IMAGE004
与
Figure 409930DEST_PATH_IMAGE005
之和，即
Figure 530201DEST_PATH_IMAGE006
=
Figure 199080DEST_PATH_IMAGE007
+
Figure 395706DEST_PATH_IMAGE008
(电压参考点为母线负极)；
图8中端电压
Figure 71407DEST_PATH_IMAGE009
可以分成6个状态，分别为：
1）和时刻：该相下桥臂导通，端电压
Figure 886282DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 65591DEST_PATH_IMAGE012
相等，为母线负极电压，标记为0， 
Figure 606294DEST_PATH_IMAGE013
也为0，此时
Figure 174066DEST_PATH_IMAGE014
不影响位置信号的检测；
2）
Figure 774811DEST_PATH_IMAGE015
时间段：电机换相，电流经过上桥臂反并联二极管续流，电压被钳位为母线电压
Figure 175837DEST_PATH_IMAGE016
，
Figure 707181DEST_PATH_IMAGE017
随相反电动势的增大而线性上升；
Figure 205159DEST_PATH_IMAGE018
为
Figure 648909DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 52078DEST_PATH_IMAGE020
之差，即
Figure 934583DEST_PATH_IMAGE021
；
3）
Figure 224750DEST_PATH_IMAGE022
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和。中性点电压为直流偏置，反电动势线性上升，端电压
Figure 88670DEST_PATH_IMAGE023
与
Figure 526604DEST_PATH_IMAGE017
线性上升；
Figure 150484DEST_PATH_IMAGE024
为0，不起作用；
4）
Figure 564933DEST_PATH_IMAGE025
时间段：该相上桥臂调制，占空比与母线电压
Figure 541296DEST_PATH_IMAGE027
的乘积与
Figure 765604DEST_PATH_IMAGE028
的关系为，端电压
Figure 501665DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 648612DEST_PATH_IMAGE017
，有；
Figure 982828DEST_PATH_IMAGE013
为0，不影响位置信号的检测；
5）
Figure 438080DEST_PATH_IMAGE031
时间段：电机换相，电流经过下桥臂反并联二极管续流，端电压被钳位为母线地电压0，
Figure 524853DEST_PATH_IMAGE032
随反电动势的减小而线性下降，
Figure 28647DEST_PATH_IMAGE033
为与
Figure 880770DEST_PATH_IMAGE035
之差，即
Figure 2310DEST_PATH_IMAGE036
；
6）
Figure 309794DEST_PATH_IMAGE037
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，中性点电压为直流偏置，反电动势线性下降，端电压
Figure 652920DEST_PATH_IMAGE023
与
Figure 449974DEST_PATH_IMAGE038
线性下降，
Figure 996493DEST_PATH_IMAGE039
为0，不影响位置信号的检测；
通过对端电压的分解，在轻载和重载时一样，而
Figure 102039DEST_PATH_IMAGE041
则有很大的差别，轻载时，电流小，和
Figure 290760DEST_PATH_IMAGE031
很短，
Figure 2364DEST_PATH_IMAGE041
的作用时间很短，其伏秒积很小，有
Figure 70815DEST_PATH_IMAGE043
(
Figure 393693DEST_PATH_IMAGE044
=
Figure 711542DEST_PATH_IMAGE045
,
Figure 164520DEST_PATH_IMAGE031
)，因此对位置信号检测只造成微弱的影响，可以忽略不计；重载时，电流大，
Figure 336744DEST_PATH_IMAGE046
和
Figure 646503DEST_PATH_IMAGE047
持续较长的时间，伏秒积
Figure 389331DEST_PATH_IMAGE048
不可忽略，它对位置检测信号的影响严重，产生的相位超前角度过大，图10为端电压
Figure 442737DEST_PATH_IMAGE009
和其分解的电压
Figure 469468DEST_PATH_IMAGE049
和
Figure 887811DEST_PATH_IMAGE050
经过低通滤波器后的生成的信号，续流干扰信号超前反电动势信号，使得它们叠加合成的端电压信号超前于反电动势信号，续流干扰信号的幅值越大，端电压信号的超前角度越大，端电压相位超前使端电压的过零点时刻提前到来，检测得到的过零点偏离真实的反电动势过零点，当随着负载电流的增大，相位超前角度随之增大，当超前角度过大时，换相情况变恶劣，引起电流畸变，反过来影响到端电压波形和位置检测信号，造成换相的进一步恶化，最终导致换相失败；
通过上述模型的建立，对端电压的分解分析，我们可以得到轻载和重载时的反电动势检测信号相位关系其实就是
Figure 445831DEST_PATH_IMAGE017
与
Figure 224300DEST_PATH_IMAGE051
+
Figure 121849DEST_PATH_IMAGE052
的相位关系，由于
Figure 773410DEST_PATH_IMAGE053
与
Figure 743028DEST_PATH_IMAGE054
周期一样，经过低通滤波器的相角滞后相等，因此轻载和重载下的位置信号相角之差取决于
Figure 75920DEST_PATH_IMAGE055
和
Figure 890293DEST_PATH_IMAGE014
的夹角和幅值，由此，得出重载下的相位补偿计算方法：
阶跃电压下，低通滤波器零状态响应计算公式为
Figure 899706DEST_PATH_IMAGE056
                             (1)
其中
Figure 104422DEST_PATH_IMAGE057
，
Figure 303322DEST_PATH_IMAGE058
、
Figure 159152DEST_PATH_IMAGE059
和
Figure 90199DEST_PATH_IMAGE060
如附图7所示。经过低通滤波器的电压
Figure 844528DEST_PATH_IMAGE061
与模拟中性点电压
Figure 34070DEST_PATH_IMAGE062
比较，从而得到反电动势的过零点，忽略中性点电压的波动，则
Figure 557455DEST_PATH_IMAGE063
为
Figure 659403DEST_PATH_IMAGE064
的平均值，因此，只考虑
Figure 85050DEST_PATH_IMAGE065
的交流分量，有
Figure 625752DEST_PATH_IMAGE066
                      (2)
附图7所示反电动势检测电路中，选择适当的电阻和电容，使得
Figure 941327DEST_PATH_IMAGE067
，得到
Figure 729024DEST_PATH_IMAGE068
                            (3)
将作近似等效的阶跃信号处理，带入式(3)得到经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure 893792DEST_PATH_IMAGE070
有
Figure 665439DEST_PATH_IMAGE071
                         (4)
其中，
Figure 553760DEST_PATH_IMAGE072
为续流角度，是电流续流时间
Figure 436265DEST_PATH_IMAGE073
折算的电角度，
Figure 975700DEST_PATH_IMAGE074
为电机反电动势的频率，
Figure 855931DEST_PATH_IMAGE075
为修正比例因子，这里取
Figure 293866DEST_PATH_IMAGE076
=1，
同理
Figure 169943DEST_PATH_IMAGE049
经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure 314616DEST_PATH_IMAGE077
有
Figure 428066DEST_PATH_IMAGE078
                            (5)
Figure 540247DEST_PATH_IMAGE079
与
Figure 702238DEST_PATH_IMAGE080
的相位基本上与
Figure 235036DEST_PATH_IMAGE082
和
Figure 585246DEST_PATH_IMAGE083
的基波相位一致，
Figure 800196DEST_PATH_IMAGE081
与
Figure 981779DEST_PATH_IMAGE084
有关，其关系式可表示为
Figure 374714DEST_PATH_IMAGE085
                            (6)
而且满足
Figure 192978DEST_PATH_IMAGE086
，
Figure 759089DEST_PATH_IMAGE087
的求解是非线性的，计算复杂，但由于
Figure 998440DEST_PATH_IMAGE088
波动范围较小，采用工程近似的方法，可认为其为常值近似计算
根据式(4)和式(5)，如图9所示， 
Figure 811545DEST_PATH_IMAGE089
与
Figure 933084DEST_PATH_IMAGE090
的相角
Figure 240569DEST_PATH_IMAGE091
满足
Figure 583694DEST_PATH_IMAGE092
                        (7)
当
Figure 380749DEST_PATH_IMAGE093
取20°时，可求得
 
Figure 927268DEST_PATH_IMAGE094
                        (8)
式中：
Figure 835181DEST_PATH_IMAGE091
为补偿角度，
     为反电动势信号经过低通滤波器后的交流振幅，
     
Figure 938452DEST_PATH_IMAGE052
为电流干扰信号经过低通滤波器后的交流振幅，
利用微处理器计算出上述公式推得的相位超前的角度，因此在测得电流续流角度和电流大小的关系后，只需检测电机相电流，控制器即可实时确定超前的相位角度。
本发明由于采用上述结构，集电机、驱动器、叶轮于一体，使用永磁无刷电机取代传统的交流异步电机，极大地提高了效率，降低了能耗，并采用外转子结构，电机与叶轮可直接连接，减小体积，提升系统功率密度比，驱动器采用无位置传感器驱动电机，降低成本，并解决了重载下的换相问题，驱动器集主电路和控制电路于一体，增强抗电磁干扰能力，具有结构紧凑，功率密度高，效率高、低噪音、集成度高、低成本等优点，本发明属于高效节能型风机，可取代传统离心式风机，可应用在如大型中央空调的散热系统、中大功率变频器风冷设备等领域中。
附图说明  
图1是本发明的结构示意图。
图2是图1的左视图的结构示意图。
图3是本发明的原理框图。
图4是图3的信号接口图。
图5是本发明中转子轴的结构示意图。
图6是本发明中外转子的结构示意图。
图7是本发明中反电动势检测电路图。
图8是本发明中端电压及其分解图。
图9是分析各电压之间的相位关系。
图10是经过低通滤波器后的端电压及其分解图形。
图11本发明中定子绕组的接线示意图。
图12是本发明中定子铁芯的结构示意图。
图13是本发明外转子的内部结构示意图。
图14是图13中B的放大图。
附图标记：1、功率板，2 、控制板，3、EMI滤波器，4、整流桥，5、逆变桥，6、功率模块、7、检测电路，8、开关电源电路，9、通讯模块电路，10、模拟量速度给定电路，11、控制电路，12、三相交流电输入，13、上位机，14、反电动势检测电路，15、电位器，16、电机，17、功率因素校正，18、驱动电路，19、风机，20、叶轮，21、进风口，22、定子，24、外转子，25、转子轴，26、端盖，27、轴承，28、驱动器，29、散热盘，30、陶瓷镀层，31、壳身，32、法兰安装面，33、U相绕线U1-U2，34、V相绕线V1-V2，3、W相绕线W1-W2，35、定子铁芯直槽口，定子铁芯36，37、续流干扰信号，38、端电压信号，39、相反电动势信号，40、磁瓦，41弹簧片。
具体实施方式
下面结合附图对本实用新型进一步说明：
一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，设有电机16、叶轮20和进风口21，电机16是由定子22、外转子24、转子轴25、轴承27和端盖26组成，定子22与外转子24的连接关系与现有技术相同，此不赘述，外转子24经迷宫止口与端盖26固定连接，叶轮20内设有旋转叶片，叶轮20一端与进风口21相连接，另一端与电机16的外转子24固定连接，电机16内设有驱动器28，驱动器28与端盖26固定连接，端盖26和电机16的定子22相连接，使之形成一个整体，以增加模块的散热能力，驱动器28是由功率板1和控制板2组成，控制板2固定在功率板1上，功率板1上设有主回路、进线缺相检测电路、母线电流检测电路、欠压和过压检测电路、反电势检测电路14和开关电源电路8，控制板2上设有DSP控制系统电路和通讯模块电路9，
其中：
主回路中设有进线EMI滤波器3、压敏电阻保护、使用了X电容、Y电容和三相共模滤波器抑制差模和共模干扰，整流桥4和逆变桥5都集成在一个功率模块6内，功率模块6采用芯片SEMIKRON集成度高，所占面积小；直流母线上具有LC结构，实现功率因素校正（PFC）17，
进线缺相检测电路是将送往功率模块的三相电经过由电阻、二极管和光耦组成的检测电路7处理后送往DSP芯片读取，读取缺相检测电路的输出数字信号LHP1和LHP2的占空比判断是否缺相，具有进线缺项报警，过载、过热报警，过流和过压报警，功率因数校正等功能，
母线电流检测电路是通过母线上串联一个很小的电流检测电阻，通过线性光耦隔离放大电阻两端的电压信号，再经过一个调理电路把信号处理成控制芯片能够接收的范围，从而对电机电流进行反馈和监视，
欠压和过压检测电路是采用大电阻隔离的方法，通过一个简单的运放电路把母线电压转化为控制芯片输入的模拟信号，实现欠压和过压检测，此运放的输入为母线电压，输入电阻取很大约10MΩ，反馈电阻很小约1KΩ，从而使实际运放管脚的输入电压约3V，流过的电流也很小，约2.7mA，实现了隔离的效果同时也实现了电压的检测，
反电动势检测电路14是一低通滤波器，采用“端电压法”实现无传感器控制，通过对电机三相UVW的对地电压的处理，得到转子位置信号，电机三相电压首先通过低通滤波器滤除高频干扰信号和降压，再通过一个电容去除直流部分，然后把处理过的信号和由三相构造出来的虚拟中性点电压进行比较，从而得到反电动势过零点的信号，经过检测电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电流续流影响的偏移角度进行补偿，使换相时刻接近最佳换相时刻，确保换向的正确进行，大大拓展了无刷直流电机无位置传感器的应用范围，
开关电源电路8是采用反激式变换器，输入为母线电压，输出3路隔离的直流电压，分别用于DSP控制系统电路、通讯模块电路和模拟量速度给定电路，本发明优选采用一路5V输出给DSP供电，一路15V输出，后整流出5V，给功率部分的芯片等提供电源，一路15V输出，后整流出10V和5V给通讯和速度模拟给定用，
DSP控制系统电路的控制核心芯片为DSP，具有6路模拟信号输入，3对PWM输出，
通讯模块电路9包括RS232和RS485两种一步串行通讯方式，其中RS232用于对程序的维护等操作，RS485用于工业控制，可进行 RS232、RS485总线通讯和模拟量速度给定电路10的输入，模拟量速度给定电路10通过向控制电路11输入电压来调节电机转速，
控制板2上设有端子排接口，分别为三相功率进线接口、驱动器报警输出接口、串口RS232、串口RS485和模拟量给定接口，端盖8上设有接线孔，通过控制板2上的端子排接口分别穿过端盖8上设有的接线孔将通讯和模拟量调速、保护报警和三相交流电输入连接。
本发明可把驱动电路18和主回路的“地线”和控制电路11的“地线”隔离开，以增加系统的稳定性。
本发明可在驱动板1上设有温度检测电路，温度检测电路是由电阻、电容、热敏电阻和运放组成，对整流和逆变模块、功率板、电动机的温度进行实时检测，防止由于温度过高或过低而造成工作不稳定和异常情况的发生，
本发明可在端盖26和电机定子22之间安装有散热盘29，以利于对功率板和控制板的散热。
本发明可在端盖26内设有与驱动器28模块相接触的凸台，外部设有散热片，以使驱动器28上的模块与端盖26紧密相连，增加模块的散热能力。
本发明中转子轴25的轴本体上设有陶瓷镀层30，以利于防止轴向电流对电机电磁性能产生影响，陶瓷镀层30包括前陶瓷镀层和后陶瓷镀层，前陶瓷镀层和后陶瓷镀层分别对应轴承安装位置，以防止电机高速运转产生的轴向电流。
本发明中的转子轴25轴本体外周设有环形凹槽，前陶瓷镀层和后陶瓷镀层分别设在凹槽内，以利于加工方便，提高转子轴的整体强度。
本发明中每一相绕组可用一根绕线交错穿入定子铁芯35的孔中，使之形成四个线圈的绕线串联连接，以达到减小定子电感量，使之更好的配合驱动器调速，具有生产工艺简单，生产效率高，合格率高，电机成本低的作用。
本发明中的外转子24是由壳身31和壳身端部的法兰安装面32构成，壳身31和法兰安装面32一次性拉伸成型，达到无需单独制作法兰安装面，省去二次焊接的工序，减少生产零件数，提高电机生产效率，降低成本，提高生产效率，增强电机结构的稳定性，保证同心度的作用。
本发明中的定子22本体外周设有定子铁芯直槽口，定子铁芯直槽口是由定子冲片采用直槽方式叠压而成，定子铁芯直槽口与定子铁芯36端面相垂直，简化了定子铁芯36的压装结构，简化了生产工序，达到叠压工艺简单、生产效率高、合格率高、生产成本低的作用。
本发明中的磁瓦40与磁瓦40之间缝隙的内圆间距小于外圆间距，磁瓦40与磁瓦40之间的缝隙内夹有弹簧片41，使弹簧片41达到径向限位的作用，有效地防止弹簧片41从缝隙溢出。
本发明中的磁瓦40与磁瓦40之间的缝隙断面可呈梯形，保证了磁瓦40的径向和轴向稳定性，加大了磁瓦40与转子壳身31配合的张紧力。
本发明中的风机19上电后，通过RS232实现与上位机13通讯，在采用上位机13控制时，可以检测电机16的运行状态，改变控制参数和风机转速，或通过变阻电位器15为驱动器给定一个速度，电机速度可由上位机13或电位器15在设定范围内任意调节，启动时采用“注入电流脉冲“的方法起动，起动转速通常在50-80r/min范围，通过检测电压矢量和加速电压矢量交替作用于电机，检查电流、转速、占空比、母线电压和电机参数确定出电流续流影响的偏移角度，再通过反电动势检测电路14检测三相端电压，经滤波电路进行深度滤波后再与模拟中性点比较，经DSP处理器生成转子位置信号，将端电压分成反电动势信号和电流续流干扰信号，对两种信号进行相位和幅值的计算，得到由电流续流造成的转子位置信号的相位超前角度，加以补偿，具体补偿计算方法步骤如下：为了分析使电机在重载时位置检测信号的相位偏移现象，下面对重载下的端电压进行分析：
因为反电动势检测电路是一低通滤波器，高频分量经过检测电路将被滤除，因此可做如下简化：
1）因为PWM调制频率远大于反电动势检测电路的低通滤波器的截止频率，高频的PWM斩波电压可以用其电压平均值近似；
2）同样，电机中性点电压波动也被滤除，可以用其平均值近似；
3）相反电动势为120°平顶宽，等效幅值为母线电压的PWM波；
在采用上桥臂调制，下桥臂导通方式（PWM-ON）时端电压可以简化成如图8所示的模型， 其中，
Figure 34584DEST_PATH_IMAGE001
为理想线反电动势与理想中性点的电压之和，为电流续流引起的电压畸变，端电压
Figure 738940DEST_PATH_IMAGE003
等于
Figure 877797DEST_PATH_IMAGE004
与之和，即
Figure 163471DEST_PATH_IMAGE006
=
Figure 820848DEST_PATH_IMAGE007
+
Figure 317557DEST_PATH_IMAGE008
(电压参考点为母线负极)；
图8中端电压
Figure 325965DEST_PATH_IMAGE009
可以分成6个状态，分别为：
1）和
Figure 406102DEST_PATH_IMAGE011
时刻：该相下桥臂导通，端电压
Figure 886762DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 382465DEST_PATH_IMAGE012
相等，为母线负极电压，标记为0， 也为0，此时
Figure 875729DEST_PATH_IMAGE014
不影响位置信号的检测；
2）
Figure 730552DEST_PATH_IMAGE015
时间段：电机换相，电流经过上桥臂反并联二极管续流，电压被钳位为母线电压
Figure 697240DEST_PATH_IMAGE016
，
Figure 92449DEST_PATH_IMAGE017
随相反电动势的增大而线性上升；
Figure 844505DEST_PATH_IMAGE018
为
Figure 853918DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 120951DEST_PATH_IMAGE020
之差，即；
3）
Figure 926413DEST_PATH_IMAGE022
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和。中性点电压为直流偏置，反电动势线性上升，端电压
Figure 44411DEST_PATH_IMAGE023
与线性上升；为0，不起作用；
4）
Figure 186701DEST_PATH_IMAGE025
时间段：该相上桥臂调制，占空比
Figure 616545DEST_PATH_IMAGE026
与母线电压
Figure 45121DEST_PATH_IMAGE027
的乘积与
Figure 257928DEST_PATH_IMAGE028
的关系为
Figure 88350DEST_PATH_IMAGE029
，端电压
Figure 548150DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 214754DEST_PATH_IMAGE017
，有
Figure 293569DEST_PATH_IMAGE030
；
Figure 975567DEST_PATH_IMAGE013
为0，不影响位置信号的检测；
5）
Figure 684897DEST_PATH_IMAGE031
时间段：电机换相，电流经过下桥臂反并联二极管续流，端电压被钳位为母线地电压0，
Figure 635536DEST_PATH_IMAGE032
随反电动势的减小而线性下降，为
Figure 57476DEST_PATH_IMAGE034
与
Figure 124658DEST_PATH_IMAGE035
之差，即
Figure 500275DEST_PATH_IMAGE036
；
6）
Figure 920892DEST_PATH_IMAGE037
时间段：该相悬空，相端电压为相反电动势与中性点电压之和，中性点电压为直流偏置，反电动势线性下降，端电压与
Figure 693862DEST_PATH_IMAGE038
线性下降，为0，不影响位置信号的检测；
通过对端电压的分解，
Figure 970964DEST_PATH_IMAGE040
在轻载和重载时一样，而
Figure 32461DEST_PATH_IMAGE041
则有很大的差别，轻载时，电流小，
Figure 254495DEST_PATH_IMAGE042
和
Figure 853973DEST_PATH_IMAGE031
很短，
Figure 881972DEST_PATH_IMAGE041
的作用时间很短，其伏秒积很小，有
Figure 1237DEST_PATH_IMAGE043
(
Figure 377861DEST_PATH_IMAGE044
=,
Figure 781477DEST_PATH_IMAGE031
)，因此对位置信号检测只造成微弱的影响，可以忽略不计；重载时，电流大，
Figure 270096DEST_PATH_IMAGE046
和
Figure 630671DEST_PATH_IMAGE047
持续较长的时间，伏秒积
Figure 955473DEST_PATH_IMAGE048
不可忽略，它对位置检测信号的影响严重，产生的相位超前角度过大，图10为端电压
Figure 509295DEST_PATH_IMAGE009
和其分解的电压
Figure 399891DEST_PATH_IMAGE049
和
Figure 134629DEST_PATH_IMAGE050
经过低通滤波器后的生成的信号，续流干扰信号超前反电动势信号，使得它们叠加合成的端电压信号超前于反电动势信号，续流干扰信号的幅值越大，端电压信号的超前角度越大，端电压相位超前使端电压的过零点时刻提前到来，检测得到的过零点偏离真实的反电动势过零点，当随着负载电流的增大，相位超前角度随之增大，当超前角度过大时，换相情况变恶劣，引起电流畸变，反过来影响到端电压波形和位置检测信号，造成换相的进一步恶化，最终导致换相失败；
通过上述模型的建立，对端电压的分解分析，我们可以得到轻载和重载时的反电动势检测信号相位关系其实就是
Figure 743465DEST_PATH_IMAGE017
与
Figure 103908DEST_PATH_IMAGE051
+
Figure 114589DEST_PATH_IMAGE052
的相位关系，由于与
Figure 303311DEST_PATH_IMAGE054
周期一样，经过低通滤波器的相角滞后相等，因此轻载和重载下的位置信号相角之差取决于
Figure 14915DEST_PATH_IMAGE055
和
Figure 817786DEST_PATH_IMAGE014
的夹角和幅值，由此，得出重载下的相位补偿计算方法：
阶跃电压下，低通滤波器零状态响应计算公式为
                             (1)
其中
Figure 727022DEST_PATH_IMAGE057
，
Figure 914421DEST_PATH_IMAGE058
、
Figure 89575DEST_PATH_IMAGE059
和
Figure 399333DEST_PATH_IMAGE060
如附图7所示。经过低通滤波器的电压
Figure 407740DEST_PATH_IMAGE061
与模拟中性点电压
Figure 648098DEST_PATH_IMAGE062
比较，从而得到反电动势的过零点，忽略中性点电压的波动，则
Figure 487878DEST_PATH_IMAGE063
为
Figure 906221DEST_PATH_IMAGE064
的平均值，因此，只考虑的交流分量，有
                      (2)
附图7所示反电动势检测电路中，选择适当的电阻和电容，使得
Figure 874680DEST_PATH_IMAGE067
，得到
Figure 713192DEST_PATH_IMAGE068
                            (3)
将作近似等效的阶跃信号处理，带入式(3)得到
Figure 91400DEST_PATH_IMAGE041
经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure 824214DEST_PATH_IMAGE070
有
Figure 912256DEST_PATH_IMAGE071
                         (4)
其中，
Figure 116973DEST_PATH_IMAGE072
为续流角度，是电流续流时间
Figure 315873DEST_PATH_IMAGE073
折算的电角度，为电机反电动势的频率，
Figure 102749DEST_PATH_IMAGE075
为修正比例因子，这里取
Figure 44029DEST_PATH_IMAGE076
=1，
同理
Figure 718724DEST_PATH_IMAGE049
经过低通滤波器后输出电压的交流振幅
Figure 242109DEST_PATH_IMAGE077
有
                            (5)
与
Figure 313336DEST_PATH_IMAGE080
的相位
Figure 146688DEST_PATH_IMAGE081
基本上与
Figure 481854DEST_PATH_IMAGE082
和
Figure 148459DEST_PATH_IMAGE083
的基波相位一致，与
Figure 912201DEST_PATH_IMAGE084
有关，其关系式可表示为
Figure 355952DEST_PATH_IMAGE085
                            (6)
而且满足
Figure 759121DEST_PATH_IMAGE086
，的求解是非线性的，计算复杂，但由于
Figure 931793DEST_PATH_IMAGE088
波动范围较小，采用工程近似的方法，可认为其为常值近似计算
根据式(4)和式(5)，如图9所示， 
Figure 61292DEST_PATH_IMAGE089
与
Figure 499226DEST_PATH_IMAGE090
的相角
Figure 857527DEST_PATH_IMAGE091
满足
Figure 330096DEST_PATH_IMAGE092
                        (7)
当
Figure 385425DEST_PATH_IMAGE093
取20°时，可求得
 
Figure 248339DEST_PATH_IMAGE094
                        (8)
式中：
Figure 472647DEST_PATH_IMAGE091
为补偿角度，
     为反电动势信号经过低通滤波器后的交流振幅，
     
Figure 208707DEST_PATH_IMAGE052
为电流干扰信号经过低通滤波器后的交流振幅，
利用微处理器可以轻松处理计算出上述公式推得的相位超前的角度，因此在测得电流续流角度和电流大小的关系后，只需检测电机相电流，控制器即可实时确定超前的相位角度，因为相角超前换相有利于减小无刷直流电机的转矩脉动，所以可以根据电流大小和转速适当的进行相角补偿，从而使电机达到最佳运行状态。
起动时，电机16首先确定定子22与外转子24的初始相对位置关系，把定子与外转子的位置的一个电角度周期分为6个部分，采用方波驱动两两导通的方式决定导通其中的两个桥臂，在电机运行的过程中，由于传统的无位置传感器无刷直流电机的起动采用“三段式”起动，属于开环起动，这种起动方式电流很大，容易造成失步，本发明是一种适合于外转子无刷直流电机起动的闭环新起动方式：依据表面贴磁的无刷直流电机的三相电感在不同的电角度下电感值不一样的特性，通过向电机注入脉冲电压，在相同的伏秒积下，电机转子23和定子22处在不同的相对位置下得到的电流大小也因电感值的差异有所不一样，根据电流的大小即可判断出电感的大小关系，从而确定外转子24与定子22的相对位置，即外转子24的位置信息，通过不断的检测外转子24位置信息，然后再加以一个正确的起动电压矢量，使电机能够像有位置传感器一样正确地选择导通相，电机16不会出现反转，而且可以实现加载起动，待电机16的转速足以使反电动势检测电路正常工作时，从起动状态切换到自同步状态，进入自同步运行后采用PI控制器控制，实现无超调，平稳的上升到给定的速度，进而调节风机19风量的大小。
本发明由于采用上述结构，集电机、驱动器、叶轮于一体，使用永磁无刷电机取代传统的交流异步电机，极大地提升系统效率降低能耗，并采用外转子结构，电机与叶轮可直接连接，减小体积提升系统功率密度比，驱动器采用无位置传感器驱动电机，降低成本，并解决了重载下的换相问题，驱动器集主电路和控制电路于一体，增强抗电磁干扰能力，具有结构紧凑，功率密度高，效率高、低噪音、集成度高、低成本等优点，本发明属于高效节能型风机，可取代传统离心式风机，可应用在如大型中央空调的散热系统、中大功率变频器风冷设备等领域中。

Claims (7)

1.一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，设有电机、叶轮和进风口，电机是由定子、转子、外转子、转子轴和端盖组成，叶轮一端与进风口相连接，其特征在于叶轮另一端与电机的外转子相连接，电机内设有驱动器，驱动器与端盖固定连接，端盖和电机的定子相连接，驱动器是由功率板和控制板组成，功率板上设有主回路、进线缺相检测电路、母线电流检测电路、欠压和过压检测电路、反电动势检测电路和开关电源电路，控制板上设有DSP控制系统电路和通讯模块电路，所述转子轴的轴本体上设有陶瓷镀层，陶瓷镀层包括前陶瓷镀层和后陶瓷镀层，前陶瓷镀层和后陶瓷镀层分别对应轴承安装位置，转子轴轴本体外周对应轴承设有环形凹槽，前陶瓷镀层和后陶瓷镀层分别设在凹槽内，
其中：
主回路中设有进线EMI滤波器、压敏电阻保护、使用了X电容、Y电容和三相共模滤波器抑制差模和共模干扰，整流桥和逆变桥都集成在一个功率模块内，直流母线上具有LC结构，实现功率因素校正（PFC），
进线缺相检测电路是将送往功率模块的三相电经过该进线缺相检测电路处理后送往DSP芯片读取，该DSP芯片为所述DSP控制系统电路的控制核心芯片，由所述进线缺相检测电路读取的输出数字信号LHP1和LHP2的占空比判断是否缺相，具有进线缺项报警，过载、过热报警，过流和过压报警，功率因数校正功能，
母线电流检测电路是通过母线上串联一个很小的电流检测电阻，通过线性光耦隔离放大电阻两端的电压信号，再经过一个调理电路把信号处理成控制芯片能够接收的范围，从而对电机电流进行反馈和监视，
欠压和过压检测电路是采用大电阻隔离的方法，通过一个简单的运放电路把母线电压转化为控制芯片输入的模拟信号，实现欠压和过压检测，
反电动势检测电路是一低通滤波器，采用“端电压法”实现无传感器控制，通过对电机三相UVW的对地电压的处理，得到转子位置信号，电机三相电压首先通过所述的反电动势检测电路滤除高频干扰信号和降压，再通过电容去除直流部分，然后把处理过的信号和由三相构造出来的虚拟中性点电压进行比较，从而得到反电动势过零点的信号，经过检测电流、转速、占空比、母线电压确定出电流续流影响的偏移角度进行补偿，使换相时刻接近最佳换相时刻，确保换向的正确进行，
开关电源电路采用反激式变换器，输入为母线电压，输出3路隔离的直流电压，分别用于DSP控制系统电路和通讯模块电路，
DSP控制系统电路具有6路模拟信号输入，3对PWM输出，
通讯模块电路包括RS232和RS485两种一步串行通讯方式，其中RS232用于对程序的维护操作，RS485用于工业控制，能进行 RS232、RS485总线通讯输入和模拟量速度给定电路输入，模拟量速度给定电路通过向控制板输入电压来调节电机转速，
端盖上设有接线孔，控制板上设有端子排接口，分别为三相功率进线接口、驱动器报警输出接口、串口RS232、串口RS485和模拟量给定接口，通过控制板上的端子排接口分别穿过端盖上设有的接线孔将通讯和模拟量调速、保护报警和三相交流电输入相连接。
2.根据权利要求1所述的一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，其特征在于所述定子的定子绕组中每一相绕组能够用一根绕线交错穿入定子铁芯的孔中，使之形成四个线圈的绕线串联连接。
3.根据权利要求1所述的一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，其特征在于端盖和电机定子之间安装有散热盘。
4.根据权利要求1所述的一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，其特征在于端盖内设有与驱动器上的模块相接触的凸台，外部设有散热片，使驱动器上的模块与端盖紧密相连。
5.根据权利要求1所述的一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，其特征在于所述驱动器的驱动电路和主回路的“地线”和所述控制板的控制电路的“地线”隔离开。
6.根据权利要求1所述的一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，其特征在于驱动器上设有温度检测电路，对整流桥和逆变桥所集成的功率模块、功率板、电动机的温度进行实时检测。
7.根据权利要求1所述的一种由无位置传感器驱动电机驱动的一体化离心式风机，其特征在于外转子是由壳身和壳身端部的法兰安装面构成，壳身和法兰安装面一次性拉伸成型。
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