CN102165704B - 处理模拟复输入信号的处理装置、电路、设备和方法 - Google Patents

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Abstract

用于处理通过下变频无线电接收器中聚集的频谱射频信号而生成的模拟复输入信号的处理装置，其中复输入信号包括分散在复输入信号的总频带上的多个子带。处理装置包括多个处理路径，其中每个处理路径适合于处理相关联的子带。每个处理路径包括适合于对复输入信号进行频率变换的复混频器以及布置成对复混频器的输出信号滤波并使频率变换的相关联子带通过的模拟信道选择滤波器。控制单元适合于接收指示子带频率位置的控制数据，并对于每个处理路径，基于相关联子带的频率位置和处理路径的信道选择滤波器的通带控制处理路径的复混频器的本地振荡器信号，使得频率变换的相关联子带出现在处理路径的信道选择滤波器的通带内。

Description

处理模拟复输入信号的处理装置、电路、设备和方法
技术领域
本发明涉及用于处理模拟复输入信号的处理装置和方法。更具体地说，本发明涉及用于处理通过下变频聚集的频谱射频信号而生成的模拟复输入信号的处理装置和方法。
背景技术
为了便于数据率不断增大的无线通信，用于移动通信的各种新标准和系统正在涌现。用于第四代(4G)移动通信系统的规范正在高级IMT(国际移动电信)下制定。符合高级IMT的未来通信系统需要比较宽的RF(射频)频带，例如来适应比较高的位率。对于符合高级IMT的通信系统已经识别的问题是，通常缺乏足够宽的自由RF频带；大多数频带都是分段的，例如频带的不同部分被许可由不同的运营商使用，等等。例如100MHz带宽或更大带宽的连续频带通常都不可用。解决这个问题的一种办法是在基站与移动终端之间使用分散在总频率带宽上的多个子带形成聚集的频谱来建立传输链路。例如在US5,287,837中公开了一种用于接收和处理RF信号的设备，使得在公共服务频带内或者分散在频率上分开的不同服务频带上，提供对整体信号内的不同信号频率的多个同时访问。
所述聚集的频谱的总频率带宽可比所组合的子带的带宽总和大很多。通常，将不可能预先确定子带的位置，例如因为可用频带的位置可随着时间和/或地理位置而变。
为了便于接收这种聚集的频谱信号，可对无线电接收器电路组件设置比较严格的要求，例如在带宽和/或动态范围方面。这又导致无线电接收器组件中比较高的功耗。然而，在移动无线电终端诸如移动电话中，希望具有比较低的功耗，因为能源通常是受电池容量限制的。例如为了避免移动无线电终端中电池的过快耗电，存在对于降低无线电接收器电路中功耗。
发明内容
因而，本发明的目的是便于降低无线电接收器电路中的功耗。
根据第一方面，提供一种用于处理通过下变频无线电接收器中聚集的频谱射频信号而生成的模拟复输入信号的处理装置。复输入信号包括分散在复输入信号的总频带上的多个子带。处理装置包括多个处理路径，其中每个处理路径适合于处理相关联的子带。每个处理路径包括适合于基于与复混频器相关联的本地振荡器信号对复输入信号并由此对相关联子带进行频率变换的复混频器。而且，每个处理路径包括操作上连接到复混频器的输出端口、布置成对复混频器的输出信号滤波并使频率变换的相关联子带通过的模拟信道选择滤波器。而且，处理装置包括布置成提供与每个处理路径的复混频器相关联的本地振荡器信号的振荡器单元。此外，处理装置包括：控制单元，适合于接收指示子带频率位置的控制数据，并对于每个处理路径，基于相关联子带的频率位置和处理路径的信道选择滤波器的通带来控制处理路径的复混频器的本地振荡器信号，使得频率变换的相关联子带出现在处理路径的信道选择滤波器的通带内。
处理装置可包括布置成接收处理装置的复输入信号以便对处理装置的复输入信号滤波的附加信道选择滤波器。附加信道选择滤波器例如可包括：第一低通滤波器，用于使处理装置的复输入信号中基本上以0Hz为中心的子带的同相(I)分量通过；以及第二低通滤波器，用于使处理装置的复输入信号中基本上以0Hz为中心的子带的正交(Q)分量通过。
复输入信号可以是基本上以0Hz为中心的复基带信号。
每个处理路径中的信道选择滤波器可包括：第一低通滤波器，用于对处理路径的复混频器的输出信号的I分量滤波；以及第二低通滤波器，用于对处理路径的复混频器的输出信号的Q分量滤波。多个处理路径的第一处理路径中的复混频器和多个处理路径的第二处理路径中的复混频器可布置成由具有公共频率fa的本地振荡器信号驱动以便分别处理基本上以fa为中心的复输入信号中的子带和基本上以-fa为中心的复输入信号中 的子带。而且，每个处理路径可包括：第一模数转换器(ADC)，操作上连接到处理路径的第一低通滤波器的输出端子，用于将滤波的I分量转换成数字表示；以及第二ADC，操作上连接到处理路径的第二低通滤波器的输出端子，用于将滤波的Q分量转换成数字表示。
备选地，信道选择滤波器的通带可相互基本上不交叠，并且所述处理装置可包括：加法器电路，用于将信道选择滤波器的输出信号相加以便形成复合复信号。例如，处理路径之一的信道选择滤波器可包括：第一低通滤波器，用于对所述处理路径之一的复混频器的输出信号的I分量滤波；以及第二低通滤波器，用于对所述处理路径之一的复混频器的输出信号的Q分量滤波，而其它处理路径的信道选择滤波器可以是复带通滤波器。备选地，每个处理路径的信道选择滤波器可以是复带通滤波器。所述处理装置可适合于处理复输入信号，使得频率变换的子带的最低频率与最高频率之间的复合复信号中的频率间隔比子带的最低频率与最高频率之间的复输入信号中的对应频率间隔窄。所述处理装置可适合于处理复输入信号，使得所述复合复信号包括其中包含所有频率变换的子带的基本上连续的频带。所述处理装置可包括用于将复合复信号的I分量和Q分量转换成数字表示的模数转换器。
控制单元可适合于响应于接收的控制数据控制信道选择滤波器的通带。
称为监视路径的至少一个处理路径可适合于在监视路径当前未配置成处理当前分配给无线电接收器电路的频率子带的情况下配置在监视模式以处理当前未分配给无线电接收器电路的一个或多个频率子带，从而估计失真。
控制单元可适合于当监视路径配置在监视模式时，基于所述监视路径的输出配置至少一个处理路径的至少一个设置。控制单元例如可适合于基于根据监视模式中监视路径的输出估计的失真确定至少一个处理路径的性能要求，并基于所确定的性能要求配置至少一个处理路径的至少一个设置。
至少一个设置可包含：
-至少一个处理路径的模拟信道选择滤波器的滤波器阶数、陡度和/或Q值；
-至少一个处理路径的偏置电流；
-至少一个处理路径的供电电压；
-至少一个处理路径的ADC的时钟频率、分辨率和/或噪声传递函数；
-提供给至少一个处理路径的复混频器的本地振荡器信号的相位噪声；和/或
-至少一个处理路径的组件的增益、线性、噪声和/或带宽。
根据第二方面，无线电接收器电路包括根据第一方面的处理装置。
根据第三方面，电子设备包括根据第一方面的处理装置。所述电子设备可以是例如但不限于便携式无线电通信设备、移动无线电终端、移动电话、通信器、电子管理系统、智能电话或计算机。
根据第四方面，提供一种处理通过下变频无线电接收器中聚集的频谱射频信号而生成的模拟复输入信号的方法。复输入信号包括分散在复输入信号的总频带上的多个子带。所述方法包括接收指示子带频率位置的控制数据。而且，所述方法包括对于每个子带，通过如下步骤处理多个处理路径中的相关联处理路径中的子带：提供与相关联处理路径的复混频器相关联的本地振荡器信号；在相关联处理路径的复混频器中基于与复混频器相关联的本地振荡器信号对复输入信号并由此对子带进行频率变换；在相关联处理路径的模拟信道选择滤波器中对复混频器的输出信号滤波；并基于子带的频率位置和相关联处理路径的信道选择滤波器的通带控制相关联处理路径的复混频器的本地振荡器信号，使得频率变换的子带出现在相关联处理路径的信道选择滤波器的通带内。
在从属权利要求中定义了本发明的另外实施例。
还应强调，术语“包括”在说明书中使用时用于规定存在所述特征、整数、步骤或组件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、组件或它们的群组。
附图说明
根据参考附图进行的如下详细描述，本发明实施例的另外目的、特征和优点将变得显而易见，附图中：
图1示意性例证了布置成与基站通信的移动电话；
图2示意性例证了根据示例的聚集的信号频谱；
图3a和b例证了用作参考示例的接收器体系结构；
图4是根据本发明实施例的无线电接收器的框图；
图5是根据本发明实施例的处理装置的框图；
图6是根据本发明实施例的复混频器的框图；
图7示意性例证了根据示例的下变频的聚集的信号频谱；
图8是根据本发明实施例的信道选择滤波器的框图；
图9a-d例证了根据示例在频域中来自复混频器和信道选择滤波器的输出信号；
图10是根据本发明实施例的处理装置的处理路径的框图；
图11是根据本发明实施例的处理装置的框图；
图12示出了根据示例的低通参考滤波器和复带通滤波器的幅度响应；
图13a-e例证了根据示例在频域中来自复混频器和信道选择滤波器的输出信号和复合信号；
图14是根据本发明实施例的处理装置的框图；
图15示意性例证了根据示例的下变频的聚集的信号频谱；
图16a和b是根据本发明实施例以不同配置的具有可控增益的处理路径的框图；以及
图17是根据本发明实施例的方法的流程图。
具体实施方式
图1例证了可运用本发明实施例的环境。具有无线电通信能力的电子设备1适合于利用无线电信号与基站(BS)2通信。在图1中，电子设备1例证为移动电话。然而，这只是一个示例，并不用于限制本发明的范围。例如，电子设备1可以是但不限于便携式无线电通信设备、移动无线电终 端、通信器，即电子管理系统(electronic organizer)、智能电话等，或个人计算机(PC)，例如膝上型计算机。
电子设备1例如可适合于在符合高级IMT(国际移动电信)的通信系统中进行无线电通信。而且，该电子设备还可适合于在一个或多个其它类型的通信系统(诸如但不限于3G LTE(长期演进)通信系统、GSM(全球移动通信系统)通信系统和/或UMTS(通用移动电信系统)通信系统)中进行无线电通信。
而且，在图1中作为例证使用单个BS 2。然而，这只是一个示例。电子设备1可布置成操作上连接到在相同类型或不同类型通信系统内操作的多个BS。例如，电子设备1可操作上连接到多个BS以便于BS之间的所谓软切换(SHO)。
在本说明书中，适合于利用无线电信号与BS、诸如BS 2通信的电子设备(诸如电子设备1)称为移动终端(MT)。
图2例证了根据一个示例的射频(RF)信号的聚集的信号频谱，其在本说明书中用于例证本发明的各种实施例。例如可能预计这种聚集的信号频谱出现在符合高级IMT的通信系统中。用附图标记4标明RF信号的总频带。RF信号以RF频率fRF为中心。在总频带4内，存在子带S1-S4，它们被分配给BS与MT之间的通信链路。在下文，子带S1-S4称为分配给MT的子带。然而，请注意，一个或多个子带S1-S4可用于在BS与多于一个MT之间传递数据，例如用于从BS向MT广播或多播数据，或在子带S1-S4内使用时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)或频分多址(FDMA)。然而，从MT的角度来看，频带S1-S4被分配用于从BS向MT传输数据，而不管BS是否也利用一个或多个频带与其它MT通信。如图2中所示，频带S1-S4可具有不同的带宽和信号强度。
而且，一个或多个阻塞信号N1、N2可出现在总频带4内。阻塞信号N1、N2例如可从一个或多个其它通信系统和/或从在同一通信系统内操作的其它设备发出。
总频带4可具有比子带S1-S4的总带宽宽得多的带宽。因此，可对MT的接收器电路组件设置比较严格的带宽要求。而且，由于存在可能具 有比较高信号强度的阻塞信号，可对MT的接收器电路组件设置比较严格的动态范围要求。
图2中例证的信号频谱仅仅是用于例证的一个示例。例如，在图2中，可给MT分配4个子带S1-S4。然而，可给MT分配不同于4的其它数量的子带。而且，分配给MT的子带的数量、频率位置和/或带宽例如可随着时间和/或地理位置而变。
分配给MT的不同子带S1-S4不一定需要从相同BS发射，或为此基于同一通信标准。例如，MT可同时连接到多个BS，这些BS例如可属于不同类型的通信系统，诸如UMTS系统、3G LTE系统和/或符合高级IMT的各种系统。一个或多个子带S1-S4可分配用于在BS中的某一个与MT之间的通信。
图3a和b例证了用于接收聚集的频谱RF信号的无线电接收器体系结构，它们在本说明书中用作参考示例以便与本发明的实施例相比较。在图3a中例证的体系结构中，多个无线电接收器5a-d利用天线6接收聚集的频谱RF信号。然而，每个无线电接收器5a-d利用其自己的本地振荡器(LO)传递调谐到子带S1-S4之一的RF LO信号。因此，每个无线电接收器5a-d用于下变频来自RF频带的子带S1-S4之一并处理下变频的子带。用这个解决方案，对每个接收器5a-d的带宽要求可能与对应子带S1-S4的带宽一样(on par with)，即，可能比总频带4的带宽低得多。而且，可通过滤波比较容易地移除阻塞信号N1-N2。然而，使用多个单独的无线电接收器5a-d导致比较高的功耗，这是不利的。而且，在同一MT内同时存在各具有其自己的RF LO信号频率的多个无线电接收器5a-d可导致无线电接收器5a-d之间的干扰问题。此外，多个无线电接收器5a-d所需的电路面积可能比较大。
在图3b中例证的体系结构中，单个无线电接收器7布置成接收、下变频和处理整个总频带4。虽然这个体系结构例如避免了对于参考图3a所描述的多个RF LO信号的干扰问题，并且需要的电路面积比多个无线电接收器5a-d的解决方案更小，但是由于总频带4的比较大的带宽而对这个解决方案设置了比较严格的带宽要求，并且对这个解决方案设置比较 严格的动态范围要求，以应对阻塞信号N1-N2。这通常又导致比较大的功耗。
图4示出根据本发明实施例的无线电接收器10的框图。无线电接收器10例如可包含在MT中。如图4中所例证的，无线电接收器10包括适合于操作上连接到天线30用于接收RF信号的下变频单元20。在图4中，天线30例证为在无线电接收器10的外部。然而，在其它实施例中，天线30包含在无线电接收器10中。而且，虽然在图4中示出了单个天线30，但是可以使用多个天线，例如布置在多输入多输出(MIMO)或类似的布置中。
下变频单元20适合于将接收的聚集的频谱RF信号下变频到较低频带，诸如基带或中频(IF)带，以便于进一步处理和解调接收的信号。下变频单元20例如可包括用于根据本领域中众所周知的方法执行下变频的一个或多个低噪声放大器(LNA)、滤波器、混频器和/或本地振荡器等。来自下变频单元的输出信号是整个聚集的频谱RF信号的下变频版本(即，单个下变频单元用于下变频分配给无线电接收器的所有子带S1-S4)。例如，参考图2中例证的示例，来自下变频单元的输出信号是整个总频带4的下变频版本。因此，单个下变频单元20用于下变频分配给无线电接收器10的所有子带S1-S4(即，分配给包括无线电接收器的MT的子带)。
下变频单元20布置成正交操作以便生成一对信号：同相(I)分量和正交(Q)分量。I分量和Q分量一起表示从下变频单元20输出的复信号。通过使用具有I分量和Q分量的复信号表示，有可能区分在正频率与负频率的信号内容。例如可通过与具有相同频率和90°相互相位差的第一RF LO信号和第二RF LO信号混频来获得正交下变频，这在本领域是众所周知的。在这个详细描述的下文中给出的实施例和示例中，下变频单元20适合于将接收的RF信号下变频到基带，由此来自下变频单元20的复输出信号中的总频带4的下变频版本包含0Hz或DC。例如，在来自下变频单元20的复输出信号中，总频带4的下变频版本可以0Hz为中心或基本上以0Hz为中心。然而，这只是一个示例。根据一些实施例，下变频单元20适合于将接收的RF信号下变频到不覆盖0Hz的IF频带。
无线电接收器10还包括用于处理模拟复输入信号的处理装置40。在图4中，处理装置40布置成在处理装置40的输入端口42上接收下变频单元20的复输出信号作为模拟复输入信号。图4中使用单线表示下变频单元20与处理装置40之间的连接。然而，这仅用于例证的目的；处理装置40布置成从下变频单元20接收输出的I分量和Q分量。此外，在图4中，下变频单元20与处理装置40之间的连接例证为直接连接。然而，在其它实施例中，一个或多个中间元件(诸如但不限于一个或多个缓冲器放大器、滤波器和/或可变增益放大器(VGA))可存在于下变频单元20与处理装置40之间的路径中。
根据本发明的实施例，处理装置40适合于基于指示分配给无线电接收器10的子带S1-S4的频率位置的控制数据处理处理装置的复输入信号，使得放宽无线电接收器组件的带宽要求和/或动态范围要求，由此便于降低功率耗散。下面在具体实施例的上下文中给出了这种处理的示例。例如可通过专用逻辑控制信道或导频信道将指示分配给无线电接收器10的子带S1-S4的频率位置的控制数据发送到无线电接收器10。
而且，根据图4中例证的实施例，无线电接收器10包括用于进一步处理来自处理装置40的输出信号、例如解调和/或恢复接收数据的数字信号处理(DSP)单元50。如将在具体实施例的上下文中所例证的，处理装置40可包括用于将模拟信号转换成适合于在DSP单元50中处理的数字表示的一个或多个模数转换器(ADC)。备选地，一个或多个ADC(未示出)可插入在处理装置40与DSP单元50之间的路径中。另外备选地，DSP单元50可包括其中包含一个或多个ADC的模拟接口(未示出)。DSP单元50例如可包括、是或包含在数字基带电路(DBB，未示出)中。
图5是处理装置40的实施例的框图。根据实施例，处理装置40包括多个处理路径P1-PN。每个处理路径P1-PN包括复混频器(CM)CM1-CMN和模拟信道选择滤波器(CSF)CSF1-CSFN。为了简化，在图5中使用单线表示到CM CM1-CMN和CSF CSF1-CSFN的输入和输出端口的连接，但是通过这些连接传送的信号是复信号，具有I分量和Q分量。而且，虽然每个CM CM1-CMN和随后的CSF CSF1-CSFN之间的连接在图5中例证为直 接连接，但是一个或多个中间元件(诸如但不限于一个或多个缓冲器放大器、滤波器和/或VGA)可存在于每个CM CM1-CMN与随后的CSFCSF1-CSFN之间的路径中。
每个处理路径P1-PN适合于处理当前分配给无线电接收器10的单个子带S1-S4。当前在特定处理路径P1-PN中处理的子带S1-S4在下文称为与特定处理路径相关联的子带。类似地，当前用于处理特定子带S1-S4的处理路径P1-PN在下面称为与特定子带相关联的处理路径。
每个CM CM1-CMN适合于基于与CM CM1-CMN相关联的本地振荡器(LO)信号对处理装置40的复输入信号进行频率变换。而且，每个CSFCSF1-CSFN布置成对前面CM CM1-CMN的输出信号滤波。例如在ADC被插入在处理装置40与DSP单元50之间的路径中(图4)或者ADC包含在DSP单元50的模拟接口中的实施例中，来自CSF CSF1-CSFN的输出信号可以是处理装置40的输出信号。备选地，如图5中的虚线所指示的，处理装置可包括用于进一步处理来自CSF CSF1-CSFN的输出信号的附加元件(图5中未示出)。
而且，根据图5中所例证的实施例，处理装置40包括适合于接收控制数据的控制单元60。此外，控制单元60适合于基于控制数据确定分配给无线电接收器10的子带S1-S4的频率位置。
此外，图5中例证的处理装置40的实施例包括振荡器单元70。振荡器单元70布置成提供与每个处理路径P1-PN的CM CM1-CMN相关联的LO信号。每个CM CM1-CMN需要I LO信号和Q LO信号，具有90°的相互相位差，以便其操作。因此，提供给每个CM CM1-CMN的LO信号是具有I分量和Q分量的复LO信号。为了简化，在图5中使用单线表示振荡器单元70与CM CM1-CMN之间的连接。
而且，控制单元60操作上连接到用于控制生成到CM CM1-CMN的LO信号的振荡器单元70。例如，控制单元60可适合于控制每个LO信号的I分量与Q分量之间的频率和/或相互相位关系。
通过从控制单元60控制LO信号的生成，可在处理路径P1-PN中处理到处理装置40的复输入信号，使得分配给无线电接收器10的每个子带 S1-S4的内容出现在与子带S1-S4相关联的处理路径P1-PN的CSFCSF1-CSFN的输出信号中，而可在CSF CSF1-CSFN中抑制子带外部的所有信号内容或其中一些(例如，阻塞信号N1-N2和/或子带S1-S4中所有其它子带或其中一些)。
在图3a中例证的参考示例中，在单独的无线电接收器5a-d中独立地从RF带下变频每个子带S1-S4。与之相比，图5中例证的实施例便于对于所有子带一起使用从RF带进行单次下变频(例如通过下变频单元20，图4)。因此，相比在图3a中例证的参考示例中所需的具有不同频率的多个RF LO信号，仅需要单个(复)RF LO信号。由此，图5中例证的实施例相比图3a中例证的参考示例便于降低来自LO信号的干扰；尽管振荡器单元70生成了具有不同频率的多个LO信号，但这些不是RF LO信号，而是具有较低频率的LO信号，这些信号与RF LO信号相比不太容易干扰其它电路。而且，由于振荡器单元生成的LO信号具有比RF LO信号更低的频率，因此可使用较简单的电路(诸如但不限于直接数字合成(DDS)单元)用于在振荡器单元70中生成LO信号，该电路例如比用于生成RF LO信号的电路消耗更少的功率。因此，图5中例证的实施例相比图3a中例证的参考示例也便于降低功耗。
与图3b中例证的参考示例相比，图5中例证的实施例便于放宽无线电接收器电路组件的总体带宽要求，因为处理装置40减轻了对处理整个总频带4的需要，而是允许聚焦在实际分配给无线电接收器10的子带S1-S4。而且，由于可在CSF CSF1-CSFN中滤出阻塞信号N1-N2，因此可放宽对无线电接收器电路组件的动态范围要求。与图3b中例证的参考示例相比，放宽带宽和/或动态范围要求又便于降低功耗。
图6是根据本发明实施例的CM CMk的框图。处理装置40的每一个CM CM1-CMN(图5)在图6中可实现为CM CMk。输入信号的I分量和Q分量进入CM CMk，分别标记为Iin和Qin。同样，输出信号的I分量和Q分量从CM CMk输出，分别标记为Iout和Qout。CM CMk包括四个混频器元件80a-d和两个加法器元件82a-b。输入信号的I分量被馈送到混频器元件80a和80b，并且输入信号的Q分量被馈送到混频器元件80c和d。混 频器元件80a和80d由LO信号的I分量LOI驱动，而混频器元件80b和80c由LO信号的Q分量LOQ驱动。加法器元件82a通过从混频器元件80a的输出信号减去混频器元件80c的输出信号生成输出信号的I分量，并且加法器元件82b通过将混频器元件80b的输出信号加上混频器元件80d的输出信号生成输出信号的Q分量。
令fLO表示LO信号的频率。如果LOQ的相位先于LOI的相位90°，则所得到的频率变换为负，即，该变换使得输入信号中在+fLO的信号内容被变换到0Hz。另一方面，如果LOI的相位先于LOQ的相位90°，则所得到的频率变换为正，即，该变换使得输入信号中在-fLO的信号内容被变换到0Hz。因此，控制单元60(图5)可控制CM CMk是否应该通过控制LOI与LOQ之间相互相位差的符号来执行正频率或负频率变换。例如，可通过改变LOI或LOQ的符号来获得正频率与负频率变换(或反之亦然)之间的对换。备选地，可通过对换LOI和LOQ来获得正频率与负频率变换(或反之亦然)之间的对换。
图7例证了从下变频单元20输出的图2所示聚集的频谱RF信号的下变频版本的频谱。与用于图2中对应的RF频带相同的附图标记用于(下变频的)子带S1-S4、阻塞信号N1-N2和总频带4。在该示例中，下变频的总频带4以0Hz为中心。因此，在这个示例中，接收的RF信号被下变频到基带。例如，接收的RF信号可以在下变频单元20中通过与具有fRF频率的RF LO信号进行零拍混频进行下变频。然而，如上所述，在一些实施例中，接收的RF信号可下变频到不以0Hz为中心的频带。在下文，其频谱如图7中例证的信号用作到处理装置40的复模拟输入信号，以便例证处理装置40的各种实施例。
图8是根据一个实施例的CSF CSFk的实施例的框图。根据这个实施例，CSF CSFk包括第一低通(LP)滤波器和第二低通(LP)滤波器100a和100b。LP滤波器100a布置成在输入端子102a上接收前面CM CMk的输出信号的I分量并在输出端子104a上输出CSF CSFk的输出信号的I分量。类似地，LP滤波器100b布置成在输入端子102b上接收前面CM CMk的输出信号的Q分量，并在输出端子104b上输出CSF CSFk的输出信号的Q 分量。
根据一个实施例，在图8中，每个处理路径P1-PN中的CSF CSF1-CSFN实现为CSF CSFk。也就是说，每个处理路径P1-PN中的CSF CSF1-CSFN包括用于对处理路径P1-PN的CM CM1-CMN的输出信号的I分量进行滤波的第一LP滤波器100a和用于对处理路径P1-PN的CM CM1-CMN的输出信号的Q分量进行滤波的第二LP滤波器100b。图9a-d中例证了这个实施例的操作。图9a-d例证了根据一个示例在频域的来自CM和CSF的输出信号，其中图7中例证的复输入信号被输入到处理装置40。在该示例中，四个处理路径P1-P4用于处理复输入信号。如果处理装置40包括多于4个处理路径P1-PN，则可禁用或关闭其它处理路径(即P5-PN)。与用于图2和7中对应的子带相同的附图标记S1-S4用于在图9a-d中分配给无线电接收器10的(频率变换的)子带S1-S4。为了可读性，在图9a-d中仅为分配给无线电接收器10的子带S1-S4提供附图标记，而用于阻塞信号N1-N2的附图标记在图9a-d中被省略。
图9a例证了来自CM CM1和CSF CSF1的输出信号。图9a还包含CSFCSF1的通带110a的示意性例证。控制单元60(图5)控制与CM CM1相关联的LO信号，使得子带S1在来自CM CM1的输出信号中以0Hz为中心，并出现在CSF CSF1的通带110a内。在来自CSF CSF1的输出信号中，仅存在子带S1，而其它子带S2-S4和阻塞信号N1-N2被CSF CSF1移除(或至少大大衰减)。由于子带S1出现在复输入信号中的负频率(见图7)，因此控制单元60应该控制与CM CM1相关联的LO信号，使得LO信号的I分量的相位先于Q分量的相位90°。
图9b例证了来自CM CM2和CSF CSF2的输出信号。图9b还包含CSFCSF2的通带110b的示意性例证。控制单元60(图5)控制与CM CM2相关联的LO信号，使得子带S2在来自CM CM2的输出信号中以0Hz为中心，并出现在CSF CSF2的通带110b内。在来自CSF CSF2的输出信号中，仅存在子带S2，而其它子带S1和S3-S4以及阻塞信号N1-N2被CSF CSF2移除(或至少大大衰减)。由于子带S2出现在复输入信号中的负频率(见图7)，因此控制单元60应该控制与CM CM2相关联的LO信号，使得LO信 号的I分量的相位先于Q分量的相位90°。
图9c例证了来自CM CM3和CSF CSF3的输出信号。图9c还包含CSFCSF3的通带110c的示意性例证。控制单元60(图5)控制与CM CM3相关联的LO信号，使得子带S3在来自CM CM3的输出信号中以0Hz为中心，并出现在CSF CSF3的通带110c内。在来自CSF CSF3的输出信号中，仅存在子带S3，而其它子带S1-S2和S4以及阻塞信号N1-N2被CSF CSF3移除(或至少大大衰减)。由于子带S3出现在复输入信号中的正频率(见图7)，因此控制单元60应该控制与CM CM3相关联的LO信号，使得LO信号的Q分量的相位先于I分量的相位90°。
图9d例证了来自CM CM4和CSF CSF4的输出信号。图9d还包含CSFCSF4的通带110d的示意性例证。控制单元60(图5)控制与CM CM4相关联的LO信号，使得子带S4在来自CM CM4的输出信号中以0Hz为中心，并出现在CSF CSF4的通带110d内。在来自CSF CSF4的输出信号中，仅存在子带S4，而其它子带S1-S3以及阻塞信号N1-N2被CSF CSF4移除(或至少大大衰减)。由于子带S4出现在复输入信号中的正频率(见图7)，因此控制单元60应该控制与CM CM4相关联的LO信号，使得LO信号的Q分量的相位先于I分量的相位90°。
根据一些实施例，CSF CSF1-CSFN中的LP滤波器100a和100b是固定滤波器，即，具有固定频率响应的滤波器。例如，每个CSF CSF1-CSFN可包括具有固定带宽的LP滤波器100a和100b。固定带宽例如可设计成对应于某一通信系统通常所用的信号带宽。
根据其它实施例，所有CSF CSF1-CSFN或其中一些中的LP滤波器100a和100b是可控滤波器，即，具有可控频率响应的滤波器，例如可从控制单元60对它们进行控制(图5)。例如，这些滤波器可具有可控带宽。由此，控制单元可使滤波器的带宽适合于当前使用的频带。
图10是处理路径Pk的实施例的框图，其中CSF CSFk包括布置成分别对来自CM CMk的输出信号的I分量和Q分量进行滤波的第一LP滤波器和第二LP滤波器100a和100b。根据这个实施例，处理路径Pk包括布置成分别将滤波的I分量和Q分量转换成数字表示的第一ADC和第二 ADC 200a和200b。所述数字表示可从处理装置40例如输出到DSP单元50(图4)。虽然ADC 200a和200b在图10中例证为分别直接连接到LP滤波器100a和100b，但是一个或多个中间元件(诸如但不限于一个或多个附加滤波器、缓冲器放大器和/或VGA)可包含在LP滤波器100a和100b与随后的ADC 200a和200b之间的路径中。
根据一些实施例，处理装置40反而布置成输出模拟信号。然后，ADC200a和200b在处理路径Pk中可被省略。相反，ADC 200a和200b例如可插入在处理装置40与DSP单元50之间的信号路径中(图4)，或包含在DSP单元50的模拟接口中。
图11是处理装置40的实施例的框图。根据这个实施例，处理装置40包括加法器电路260。加法器电路260操作上连接到CSF CSF1-CSFN以便将来自CSF CSF1-CSFN的复输出信号相加，由此在加法器电路260的输出端子270上形成复合复信号。为了避免复合输出信号中来自不同CSF CSF1-CSFN的输出信号之间的干扰，CSF CSF1-CSFN的通带不交叠，或基本上不交叠。在一些情况下小量的交叠可能是可接受的，例如，如果CSF的通带略微宽于相关联子带的带宽的话，但是这可能需要例如基于测量和/或计算机模拟一个实现一个实现地验证。
如图11中所例证的，处理装置40可包括用于将复合复信号转换成数字表示的ADC 300。图11中的框300例证为单个ADC。然而，它表示用于将复合复信号的I分量和Q分量转换成数字表示的单独ADC。所述数字表示可从处理装置40例如输出到DSP单元50(图4)。如上面已经描述的，处理装置40可布置成输出模拟信号。然后，ADC 300在处理装置中可被省略。相反，ADC 300例如可插入在处理装置40与DSP单元50之间的信号路径中(图4)，或包含在DSP单元50的模拟接口中。
虽然加法器电路260在图11中例证为直接连接到CSF CSF1-CSFN和ADC 300，但是一个或多个中间元件(诸如但不限于一个或多个滤波器、缓冲器放大器和/或VGA)可包含在CSF CSF1-CSFN与加法器电路260之间的路径中和/或加法器电路260与ADC 300之间的信号路径中。
图11中例证的实施例中所有CSF CSF1-CSFN或其中一些CSF可实现 为复带通(BP)滤波器。复BP滤波器是适合于接收具有I分量和Q分量的复输入信号并输出也具有I分量和Q分量的复输出信号的BP滤波器。而且，复BP滤波器的BP特性具有位于正或负频率的通带。也就是说，复BP滤波器可视为单个边带带通滤波器，并且能够区分正频率与负频率的信号内容。可从实值LP参考滤波器开始合成复BP滤波器。通过频率变换转变参考滤波器的传递函数。这在图12中示意性例证了。在图12中，绘制了LP参考滤波器的传递函数250a的幅度，连同基于LP参考滤波器生成的两个复BP滤波器的传递函数250b和250c的幅度。在下文，H(j2πf)用于表示LP参考滤波器的传递函数250a。传递函数250b具有通带中心频率f0。用于根据传递函数250a生成传递函数250b的频率变换是：
H(j2πf)→H(j2π(f-f0))
类似地，传递函数250c具有通带中心频率-f0。用于根据传递函数250a生成传递函数250c的频率变换是：
H(j2πf)→H(j2π(f+f0))
复BP滤波器在本领域是已知的，例如在如下文章中描述的：″A CMOS gm-C Polyphase Filter with High Image Band Rejection″(P.Andreani等人，Proceedings of 26th European Solid-State Circuits Conference(ESSCIRC′00)，pp.244-247，September 2000)。因此，在本说明书中将不进一步描述其细节。
图13a-e中例证了图11中所示的实施例的操作。图13a-d例证了根据一个示例在频域的来自CM和CSF的输出信号，其中图7中例证的复输入信号被输入到处理装置40。图13e例证了在频域的从加法器电路260输出的复合复信号。在该示例中，四个处理路径P1-P4用于处理复输入信号。如果处理装置40包括多于4个处理路径P1-PN，则可禁用或关闭其它处理路径(即P5-PN)。与用于图2和7中对应的子带相同的附图标记S1-S4用于在图13a-d中分配给无线电接收器10的(频率变换的)子带S1-S4。为了可读性，在图13a-d中仅为分配给无线电接收器10的子带S1-S4提供了附图标记，而用于阻塞信号N1-N2的附图标记在图13a-d中被省略
图13a例证了来自CM CM1和CSF CSF1的输出信号。图13a还包含 CSF CSF1的通带310a的示意性例证。控制单元60控制与CM CM1相关联的LO信号，使得子带S1在来自CM CM1的输出信号中出现在CSF CSF1的通带310a内。在来自CSF CSF1的输出信号中，仅存在子带S1，而其它子带S2-S4和阻塞信号N1-N2被CSF CSF1移除(或至少大大衰减)。CSFCSF1的通带310a出现在负频率，并由此可实现为复BP滤波器。通带310a的中心频率比复输入信号中子带S1的中心频率更接近0Hz(见图7)。因此，CM CM1应该执行正频率变换，并且控制单元60应该控制与CM CM1相关联的LO信号，使得LO信号的I分量的相位先于Q分量的相位90°。
图13b例证了来自CM CM2和CSF CSF2的输出信号。图13b还包含CSF CSF2的通带310b的示意性例证。控制单元60控制与CM CM2相关联的LO信号，使得子带S2在来自CM CM2的输出信号中出现在CSF CSF2的通带310b内。在来自CSF CSF2的输出信号中，仅存在子带S2，而其它子带S1和S3-S4以及阻塞信号N1-N2被CSF CSF2移除(或至少大大衰减)。CSF CSF2的通带310b出现在负频率，并由此可实现为复BP滤波器。通带310b的中心频率比复输入信号中子带S2的中心频率更接近0Hz(见图7)。因此，CM CM2应该执行正频率变换，并且控制单元60应该控制与CM CM1相关联的LO信号，使得LO信号的I分量的相位先于Q分量的相位90°。
图13c例证了来自CM CM3和CSF CSF3的输出信号。图13c还包含CSF CSF3的通带310c的示意性例证。控制单元60控制与CM CM3相关联的LO信号，使得子带S3在来自CM CM3的输出信号中出现在CSF CSF3的通带310c内。在来自CSF CSF3的输出信号中，仅存在子带S3，而其它子带S1-S2和S4以及阻塞信号N1-N2被CSF CSF3移除(或至少大大衰减)。CSF CSF3的通带310c出现在正频率，并由此可实现为复BP滤波器。通带310c的中心频率比复输入信号中子带S3的中心频率更接近0Hz(见图7)。因此，CM CM3应该执行负频率变换，并且控制单元60应该控制与CM CM1相关联的LO信号，使得LO信号的Q分量的相位先于I分量的相位90°。
图13d例证了来自CM CM4和CSF CSF4的输出信号。图13d还包含 CSF CSF4的通带310d的示意性例证。控制单元60控制与CM CM4相关联的LO信号，使得子带S4在来自CM CM4的输出信号中出现在CSF CSF4的通带310d内。在来自CSF CSF4的输出信号中，仅存在子带S4，而其它子带S1-S3以及阻塞信号N1-N2被CSF CSF4移除(或至少大大衰减)。CSF CSF4的通带310d出现在正频率，并由此可实现为复BP滤波器。通带310d的中心频率比复输入信号中子带S4的中心频率更接近0Hz(见图7)。因此，CM CM4应该执行负频率变换，并且控制单元60应该控制与CM CM1相关联的LO信号，使得LO信号的Q分量的相位先于I分量的相位90°。
同样对于在图11中例证的实施例，CSF CSF1-CSFN都可以是固定滤波器，即，具有固定带宽和中心频率。备选地，所有CSF CSF1-CSFN或其中一些CSF可以是可控滤波器，即，具有可控带宽和/或中心频率。例如可以从控制单元60控制可控滤波器。由此，控制单元可使CSF CSF1-CSFN的频率响应适合于当前使用的频带。
在图13a-e中例证的示例中，所有处理路径的CSF CSF1-CSF4是复通带滤波器。在其它实施例中，CSF之一可具有以0Hz为中心的通带。因此，所述CSF之一可如图8中实现，即包括用于分别对前面CM的输出信号的I分量和Q分量进行滤波的第一LP滤波器和第二LP滤波器100a和100b，而其它CSF实现为复BP滤波器。
如用图13a-e中的示例所例证的，处理装置40可布置成处理复输入信号，使得分配给无线电接收器10的频率变换的子带S1-S4的最低频率与最高频率之间的复合复信号中的频率间隔比分配给无线电接收器10的子带的最低频率与最高频率之间的复输入信号中的对应频率间隔窄。例如与如果这些电路直接操作在整个接收RF信号的下变频的版本上(即，在整个总频带4上)相比，这便于放宽对跟在加法器电路260之后的电路(例如ADC 300)的宽带要求，例如与在图3b中例证的参考示例一样。与在图13e中一样，处理装置40可适合于处理复输入信号，使得复合复信号包括其中包含分配给无线电接收器10的所有子带的连续或基本上连续的频带。
根据一些实施例，处理装置40可包括在无线电接收器电路(未示出) 中。无线电接收器电路例如可包含在无线电接收器10中。
当实现处理装置40时可能需要考虑进去的一方面是驱动CMCM1-CMN的LO信号的强度和/或形状。例如考虑图7和9a-d中例证的示例。在图9a-d中例证的特定CM的输出信号中，仅相关联的子带表现为以0Hz为中心。在处理装置40的实际物理实现中，由于特定CM中的镜像信号的不理想抑制，出现在处理装置的复输入信号中的相关联子带的镜像频率的信号内容的残留可以频率变换成在特定CM的输出信号中表现为以0Hz为中心。这个残留将干扰频率变换的相关联子带。而且，由于非线性，出现在LO频率谐波的处理装置40的复输入信号中的信号内容可能在某种程度上也频率变换成出现在0Hz周围，并干扰频率变换的相关联子带。为了在CM中获得比较高的镜像抑制，CM应该作为开关混频器被驱动。这例如可通过使用具有方波形状或近似方波形状的LO信号或具有比较高幅度的正弦LO信号获得。另一方面，为了获得来自出现在LO频率谐波的信号内容的比较低量的干扰，应该接近乘法混频器地驱动CM，理想地执行与纯正弦相乘。这例如可用具有正弦形状和比CM作为具有正弦LO信号的开关混频器被驱动的情况下更低的幅度的LO信号获得。鉴于以上原因，可能必须进行折衷以确定适当的LO幅度和/或形状。这种折衷例如可一个实现一个实现地进行，并且例如可基于电路模拟和/或测量。
对于上述实施例，已经指出LO信号的I分量和Q分量之间的相互相位差是90°。例如由于制造不准确性、噪声和抖动，相互相位差可能在处理装置40的实际物理实现时有点偏离90°。因此，90°相互相位差当在本说明书中使用时不应该严格地解释为正好90°，而是解释为近似或基本上90°。
在图9a-d和13a-e的示例中，仅分配给无线电接收器10的子带通过处理装置40。在一些情形下，例如，如果CSF CSF1-CSFN具有固定带宽，并且一个或多个子带S1-S4占用比相关联处理路径P1-PN的CSFCSF1-CSFN的固定带宽更窄的带宽，则来自相邻频带的信号内容在某种程度上也可被允许通过处理装置40。尽管在这种情形下并不是所有未分配给无线电接收器10的频带都被处理装置40完全抑制了，然而例如与图 3b中例证的参考示例相比，处理装置40提供了动态范围和带宽要求的放宽。
图14是处理装置40的实施例的框图。与图5中例证的实施例中相同的元件在图14中用与图5中相同的附图标记标明，并且在图14的上下文不进一步描述了。此外，在图14中例证的处理装置40的实施例包括附加CSF CSFADD。CSF CSFADD布置成接收处理装置40的复输入信号以便对处理装置40的复输入信号滤波。附加CSF CSFADD可视为处理路径P1-PN的简化版本，没有CM。附加CSF CSFADD可用于处理已经出现在处理装置40的复输入信号中附加CSF CSFADD通带内的子带，由此不需要CM中那个子带的附加频率变换。
图15例证了从下变频单元20输出的图2所示聚集的频谱RF信号的下变频版本的频谱，用于其中可适当运用图14中例证的实施例的示例。与用于图2中对应的RF频带相同的附图标记用于(下变频的)子带S1-S4、阻塞信号N1-N2和总频带4。在该示例中，下变频单元20中的RF LO信号的频率已经基本上选在RF频率子带S2的中心，使得到处理装置40的复输入信号中的下变频子带S2基本上以大约0Hz为中心。而且，图15还包含附加CSF CSFADD通带400的示意性例证。对于这个示例，附加CSFCSFADD可与图8中一样实现。因此，附加CSF CSFADD可包括用于使子带S2的I分量通过的第一LP滤波器(诸如图8中的LP滤波器100a)和用于使子带S2的Q分量通过的第二LP滤波器(诸如图8中的LP滤波器100b)。在这种情况下，CSF CSFADD与下变频单元20(图4)一起作为用于接收子带S2的零拍接收器操作。
在其它实施例中，附加CSF可实现为复BP滤波器，并由此具有不同于0Hz的通带中心频率。下变频单元20中的RF LO信号频率然后可适当地选择成使得子带S1-S4之一在处理装置40的复输入信号中出现在附加CSF CSFADD通带内。
至于处理路径P1-PN的CSF CSF1-CSFN，在一些实施例中附加CSFCSFADD可以是固定滤波器，并在一些实施例中可以是可控滤波器。
根据一些实施例，处理装置40可包括用于将从附加CSF CSFADD输出 的滤波的I分量和Q分量转换成数字表示的ADC(未示出)。所述数字表示可从处理装置40例如输出到DSP单元50(图4)。备选地，所述ADC例如可插入在处理装置40与DSP单元50之间的信号路径中(图4)，或包含在DSP单元50的模拟接口中。
根据一些实施例，处理路径P1-PN的附加CSF CSFADD和CSFCSF1-CSFN可具有基本上不交叠的通带。然后，来自处理路径P1-PN的附加CSF CSFADD的复输出信号和来自CSF CSF1-CSFN的复输出信号可加在一起形成复合复信号，例如如在图11和13a-e的上下文中所描述的。例如，附加CSF CSFADD可包含在图11例证的实施例中，并且其输出信号可被输入到加法器电路260。
虽然附加CSF CSFADD(图14)在上文已经描述为附加组件，但是在本发明的一些实施例中很可能用作处理路径P1-PN之一的替代。由此，可减少所需的CM数，这又可导致电路面积减小和/或功耗降低。另一个结果是，用于控制CM所需的LO信号数也可减少，这又可导致电路面积减小、功耗降低和/或来自LO信号的干扰减少。
图15中也例证了另一个概念，其可以单独使用，或者可与到处理装置40的复输入信号中具有以0Hz为中心或基本上以0Hz为中心的子带(图15中的S2)结合使用。子带S1和S3分别以频率-fa和频率fa为中心。在这种情形下，子带S1和子带S3可分别由第一处理路径和第二处理路径P1-PN中的CM CM1-CMN频率变换到以0Hz为中心。这些CM可由具有相同公共频率fa但它们的I分量和Q分量之间具有不同相位关系的LO信号驱动。
因此，根据本发明的实施例，多个处理路径P1-PN的第一处理路径中的CM CM1-CMN和多个处理路径P1-PN的第二处理路径中的CMCM1-CMN布置成由具有公共频率fa的LO信号驱动，其适合于分别在第一处理路径和第二处理路径中处理以fa为中心的复输入信号中的子带(例如图15中的S3)和以-fa为中心的复输入信号中的子带(例如图15中的S1)。频率fa可以是可变频率。这个实施例还可运用在要在第一处理路径和第二处理路径中处理的子带的中心频率不正好对称地位于0Hz周围时。在这种情形下，这些子带之一或二者在来自相关联CM的输出信号中将不正好以 0Hz为中心。如果下面的CSF实现为与图8中一样，则这意味着LP滤波器100a和100b的带宽可能需要稍微大于如果在来自前面CM的输出信号中子带已经正好以0Hz为中心时会是的情况。
这个实施例的优点是，可以简化振荡器单元70的实现(图5、11和14)，例如因为相同振荡器、DDS单元等可用在振荡器单元70中以便生成到两个CM的LO信号。例如，CM之一的Q或I LO信号分量可分别用作其它CM的Q和I LO信号分量。备选地，一个CM的Q和I LO信号分量可通过分别反转另一个CM的I或Q LO信号分量来生成。这例如可用于减小振荡器单元70的功耗和/或电路面积。而且，不同LO信号频率的数量减少可导致来自LO信号的干扰减小。
而且，要在第一处理路径中处理的子带显现为要在第二处理路径的CM中抑制的镜像，并且反之亦然。由于要在第一处理路径和第二处理路径中处理的两个子带都是分配给无线电接收器10(图4)的子带，因此它们的功率电平可被控制(例如通过传输功率控制(TPC)方案)到适当值，使得相比CM应该能够抑制由阻塞信号引起的镜像的情况下，能放宽对CM中镜像抑制的要求，其功率电平可能高得多。
根据一些实施例，下变频单元20中的RF LO信号的频率被选作或近似选作RF信号中两个子带的中心频率的平均值，使得可以有效地利用上面的实施例，其中CM CM1-CMN中的两个CM布置成由具有公共频率fa的LO信号驱动。
根据一些实施例，例如基站2(图1)将子带分配给无线电接收器20，对称地或基本上对称地成对位于RF频率fRF周围。下变频单元20中的RFLO信号频率可选作fRF或靠近fRF。例如，参考图15，复输入信号可包括以-fb为中心或基本上以其为中心的附加子带(未示出)，由此连同S4形成这样的一对子带，S4以fb为中心。在那种情况下，将存在两对这样的子带：一对由S1和S3形成，并且一对由附加子带和S4形成。然而，可能存在任何数量的对。为了有效地处理子带对，可以利用处理路径P1-PN对，其中一对的CM布置成用具有公共频率的LO信号驱动；一对处理路径的一个处理路径P1-PN可用于处理一对子带中的一个子带，并且该对处理路 径中的另一个处理路径P1-PN可用于处理一对子带中的另一个子带。此外，以fRF为中心或基本上以其为中心的子带可分配给无线电接收器20，例如用于在附加CSF CSFADD(图14)中处理，如上面在各种实施例的上下文所描述的。
上面描述的处理装置40的实施例无意限制本发明的范围。可以对这些实施例进行各种改变和组合。例如，参考图11，代替将来自所有路径的输出信号相加成单个复合信号，只有来自处理路径P1-PN的输出信号的子集可在加法器电路260中相加以便形成复合复信号，而所有其它路径或其中一些例如布置成与图10中一样。备选地或附加地，处理装置40可包括多于一个加法器电路以便通过将来自处理路径P1-PN的不同子集的输出信号相加形成多于一个复合复信号。
例如根据分配给无线电接收器10的子带的当前数量，可能并不总是需要所有的处理路径P1-PN。例如可以禁用或关闭当前未用的处理路径P1-PN，以便节能。
备选地，当前不需要用于处理分配给无线电接收器10的频率子带的一个或多个处理路径可配置在用于监视无线电环境的监视模式。例如可监视无线电环境以便检测和估计失真，例如根据阻塞信号(诸如阻塞信号N1和N2)(图2)。由此，处理路径P1-PN的各种参数可适合于当前的失真情形。例如，在分配给无线电接收器10的频率子带的附近存在比较强的阻塞信号的情况下，可以对正在处理那个子带的处理路径(例如按照那个处理路径中的CSF的比较陡的通带边缘)设置比较严格的要求。然而，在没有这种阻塞信号的情况下，可以放宽对所述处理路径的要求，这又可用于节能。例如，可以放宽对处理路径的CSF的通带边缘陡度的要求(相比存在阻塞信号的要求)，这考虑到CSF滤波器阶数的下降。例如可通过禁用CSF的一个或多个组件来实现滤波器阶数的下降，这又可用于节能。
因此，根据本发明的一些实施例，在下文称为监视路径的至少一个处理路径P1-PN适合于在监视路径当前未配置成处理当前分配给无线电接收器电路10的频率子带的情况下配置在监视模式。在监视模式，监视路径配置成处理当前未分配给无线电接收器电路10的一个或多个频率子带以 便估计失真。
处理路径P1-PN中的一个、多于一个或所有可以是这种监视路径。然而，在下文，参考单个此类监视路径。
监视路径例如可用于监视：
-引起另一个处理路径P1-PN减敏的阻塞信号的功率；
-可引起落入分配给无线电接收器电路10的频率子带中的互调制失真的频率处的阻塞信号功率，
-导致落入分配给无线电接收器电路10的频率子带中的互调制失真产物(inter-modulation distortion products)的阻塞信号组合的功率，以及
-进一步改进落入分配给无线电接收器10的频率子带中的失真产物的功率估计的、根据以上示例阻塞信号的带宽。
根据本发明的实施例，控制单元60可适合于当监视路径配置在监视模式时，基于监视路径的输出配置至少一个处理路径P1-PN的至少一个设置。例如，控制单元60可适合于基于根据监视模式中监视路径的输出估计的失真，确定至少一个处理路径P1-PN的性能要求。而且，控制单元60可适合于基于所确定的性能要求配置前面提到的至少一个处理路径P1-PN的至少一个设置。至少一个设置例如可配置成使得至少一个处理路径P1-PN的性能不过度好于当前的性能要求。由此，可避免在当前性能要求下至少一个处理路径P1-PN的过度高的功耗。至少一个设置例如可包含但不限于：
-至少一个处理路径P1-PN的模拟信道选择滤波器CSF1-CSFN的滤波器阶数、陡度和/或Q值；
-至少一个处理路径P1-PN的偏置电流(诸如至少一个处理路径P1-PN的至少一个组件的偏置电流)，
-至少一个处理路径P1-PN的供电电压(诸如至少一个处理路径P1-PN的至少一个组件的供电电压)，
-至少一个处理路径P1-PN的ADC 200a、200b的参数，诸如ADC 200a、200b的时钟频率、分辨率和/或噪声传递函数(在噪声外形ADC的情况下)，
-LO信号的相位噪声，和/或
-至少一个处理路径P1-PN的任何组件的参数，诸如增益、线性、噪声和/或带宽。
而且，监视路径可用于估计阻塞信号的参数以便及时预测阻塞信号的活动。例如，阻塞信号可以是突发性信号，其例如根据明确定义的模式有时是活动的而有时是静止的，或者可基于所述参数使用统计模型可预测的随机模式。这种参数例如可以是但不限于阻塞信号的占空比、阻塞信号的定时方差或阻塞信号的功率方差。这些参数和/或基于这些参数的阻塞信号活动的预测可被转发到发射器，诸如向无线电接收器电路10发射数据的基站。当预测阻塞信号在某一功率阈值电平以上是活动的时，所述发射器则可利用那个信息避免由来自所述阻塞信号的失真所引起的无线电接收器电路10中的接收误差，例如通过不连续发射受影响频率子带中的信号或使用用于其的更鲁棒的调制格式。
因此，根据本发明的实施例，控制单元60适合于基于监视路径的输出估计用于及时预测阻塞信号活动的阻塞信号的至少一个此类参数。
根据一些实施例，监视路径可具有可变增益值，其可基于监视路径是配置在监视模式还是配置成处理当前分配给无线电接收器电路10的频率子带而进行调整。如果监视路径配置在监视模式，则例如按照信噪比(SNR)的性能要求与监视路径配置成处理当前分配给无线电接收器电路10的频率子带的情况下相比可能相当低。这是因为，在监视模式，可能没必要解调和/或解码正在监视的频率子带中的任何信号，而例如只是估计正在监视的频率子带中正在发射的信号功率。因此，与当监视路径配置成处理当前分配给无线电接收器电路10的频率子带时相比，有可能在监视模式使用相当低的增益。而且，在监视模式中正在监视的频率子带中的阻塞信号很可能与发射到无线电接收器电路10以及打算用于无线电接收器电路10的信号相比具有相当高的功率。因此，可能有利的是，与当监视路径配置成处理当前分配给无线电接收器电路10的频率子带时相比，在监视模式使用相当低的增益，例如以便避免或至少限制使操作上连接到监视路径的电路(诸如ADC)饱和的风险。作为一个非限制性示例，与当监视路径配置成处理当前分配给无线电接收器电路10的频率子带时相比，在监视 模式可将监视路径的增益设置在大约低20-30dB。
从而，在本发明的一些实施例中，控制单元60适合于基于监视路径是配置在监视模式还是配置成处理当前分配给无线电接收器电路10的频率子带来控制监视路径的增益值。
图16a和16b是具有如上所述可变增益值的监视路径Pj的实施例的框图。处理路径Pj包括可变增益放大器(VGA)VGAj和开关Sj，开关Sj可用于旁路VGA VGAj。VGA VGAj例如可具有例如在40dB但不限于此的范围中可变的增益。
在图16a中，监视路径Pj配置在监视模式，其中通过开关Sj旁路VGAVGAj，由此，来自CSF CSFj的输出信号被转发以便由开关Sj进一步处理。在图16b中，监视路径Pj反而配置成处理当前分配给无线电接收器电路10的频率子带。在那种情况下，开关Sj反而设置成转发来自VGA VGAj的输出信号以便进一步处理。在这个配置中，控制单元60例如可适合于将VGA VGAj的增益控制成最优或接近最优性能，例如使得来自VGA VGAj的输出信号具有足够的功率，便于解调和解码接收的数据，同时避免后面电路饱和，或至少将其风险保持比较低。应该注意，图16a和b的框图只是示例。也可用其它方式获得具有可变增益的监视路径。例如，附加地或备选地，在一些实施例中，监视路径Pj的CSF CSFj可具有可变增益。
监视路径的另一个可能用途是在所谓的认知无线电应用中。在这种应用中，可存在可能用于通信的若干候选频率子带。例如，在世界的大部分，存在未许可的频带，诸如可由任何人使用的所谓ISM(工业、科学和医学)频带。这种未许可的频带或它们的子带在一些实施例中可包含在候选频率子带中。而且，可许可一些频率范围用于TV广播或其它许可的无线电传输。然而，在这种频率范围内，在给定地理位置可能暂时存在未用的子带，即，未用于许可传输的子带。这种暂时未用的子带有时称为频谱空穴或白空间。这些白空间可用于在认知无线电应用中传输。一旦许可的用户开始在这种子带中发射，认知无线电应用就应该停止使用该子带，并移到另一个频带。因此，许可的频带或它们的子带在一些实施例中也可包含在候选 频率子带中。
在认知无线电应用中，监视路径当配置在监视模式时可用于扫描候选频率子带以便找到要用于通信的候选频率子带中的合适的子带。例如，监视路径可监视候选频率子带中存在的干扰量。当候选频率子带中的干扰量在某一阈值等级以下时，候选频率子带可视为适合用于通信。
根据一些实施例，提供一种用于处理通过下变频无线电接收器10中聚集的频谱RF信号而生成的模拟复输入信号的方法。复输入信号包括分配给无线电接收器10并分散在总频带4上的多个子带S1-S4。该方法可在处理装置40中执行。
根据该方法的实施例，接收指示子带S1-S4频率位置的控制数据。对于多个子带S1-S4的每个子带，在多个处理路径P1-PN中的相关联处理路径中处理子带。LO信号被提供给相关联处理路径P1-PN的CM CM1-CMN。在相关联处理路径的CM CM1-CMN中，基于提供给相关联处理路径的CMCM1-CMN的本地振荡器信号对复输入信号并由此对子带S1-S4进行频率变换。而且，在相关联处理路径P1-PN的模拟CSF CSF1-CSFN中对相关联处理路径P1-PN的复混频器CM1-CMN的输出信号进行滤波。此外，基于子带S1-S4的频率位置和相关联处理路径P1-PN的CSF CSF1-CSFN的通带控制提供给相关联处理路径P1-PN的CM CM1-CMN的LO信号，使得频率变换的子带出现在相关联处理路径P1-PN的CSF CSF1-CSFN的通带内。
除了多个子带S1-S4(根据方法实施例的以上描述每个所述多个子带都在包括CM CM1-CMN和CSF CSF1-CSFN的相关联处理路径P1-PN中得到处理)，在方法的一些实施例中，一个或多个附加子带可分配给无线电接收器10。可以不同方式处理这些一个或多个附加子带。例如，根据该方法的实施例，这种附加子带可在布置成接收复输入信号以便对复输入信号滤波的附加CSF(诸如CSF CSFADD)(图14)中得到处理，例如如上面参考图14和15所描述的。
图17是方法实施例的流程图。在步骤500，接收控制数据。而且，在步骤510，基于控制数据确定分配给无线电接收器10的子带S1-S4的频率位置。在步骤520，例如从控制单元60控制LO信号，使得获得LO信 号的I分量与Q分量之间的适当LO频率和相互相位差(例如+90°或-90°)。步骤520例如可包括响应于有关从接收的控制数据导出的子带位置的更新信息改变LO信号的I分量与Q分量之间的一个或多个LO频率和/或一个或多个相互相位差符号。在步骤530，将LO信号提供给CM。在步骤540，复输入信号在CM中进行频率变换。此外，在步骤550，CSF对从CM输出的频率变换信号滤波。
应该注意，虽然步骤500-550例证为在图16的流程图中顺序地执行，但是一些步骤可并行执行。例如，步骤530-550可表示连续进行的过程。而且，在图16中例证的实施例的变型是可能的。例如，可以执行附加步骤，诸如但不限于启用或禁用处理路径，控制CSF的通带，将来自处理路径的输出信号相加以便形成复合信号，和/或在一个或多个ADC中将来自CSF的输出信号或复合信号转换成数字表示，这已经在处理装置40的实施例的上下文中描述了。此外，可根据需要重复该方法或其部分。例如，当新的或更新的控制数据可用时，可重复由图16中的流程图例证(或其变型)的步骤。
上面已经参考具体实施例描述了本发明。然而，除了上面描述的其它实施例在本发明的范围内也是可能的。在本发明的范围内可提供与上面描述的不同的方法步骤。实施例的不同特征和步骤可组合在与所描述的不同的组合中。本发明的范围仅由所附专利权利要求书限制。

Claims (24)

1.一种用于处理通过下变频无线电接收器(10)中聚集的频谱射频信号而生成的模拟复输入信号的处理装置(40)，其中所述复输入信号包括分散在所述复输入信号的总频带(4)上的多个子带(S1-S4)，其中所述处理装置包括：
多个处理路径(P1-PN)，其中每个处理路径(P1-PN)适合于处理相关联子带(S1-S4)，并且包括：
-复混频器(CM1-CMN)，适合于基于与所述复混频器(CM1-CMN)相关联的本地振荡器信号对所述复输入信号并由此对相关联子带(S1-S4)进行频率变换；以及
-模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)，操作上连接到所述复混频器(CM1-CMN)的输出端口，所述模拟信道选择滤波器布置成对所述复混频器(CM1-CMN)的输出信号滤波，并使频率变换的相关联子带(S1-S4)通过；
振荡器单元(70)，布置成提供与每个处理路径的所述复混频器(CM1-CMN)相关联的所述本地振荡器信号；以及
控制单元(60)，适合于接收指示所述子带(S1-S4)的频率位置的控制数据，并对于每个处理路径(P1-PN)，基于所述相关联子带(S1-S4)的频率位置和所述处理路径(P1-PN)的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)的通带来控制所述处理路径(P1-PN)的所述复混频器(CM1-CMN)的所述本地振荡器信号，使得所述频率变换的相关联子带(S1-S4)出现在所述处理路径(P1-PN)的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)的通带内，
其中称为监视路径的至少一个所述处理路径(P1-PN)适合于：在所述监视路径当前未配置成处理当前分配给所述无线电接收器(10)的频率子带的情况下配置在监视模式以处理当前未分配给所述无线电接收器(10)的一个或多个频率子带以便估计失真。
2.如权利要求1所述的处理装置(40)，包括：附加信道选择滤波器(CSFADD)，所述附加信道选择滤波器布置成接收所述处理装置(40)的所述复输入信号以便对所述处理装置(40)的所述复输入信号滤波。
3.如权利要求2所述的处理装置(40)，其中所述附加信道选择滤波器(CSFADD)包括：
-第一低通滤波器(100a)，用于使所述处理装置(40)的所述复输入信号中基本上以0Hz为中心的子带(S2)的同相I分量通过；以及
-第二低通滤波器(100b)，用于使所述处理装置(40)的所述复输入信号中基本上以0Hz为中心的所述子带(S2)的正交Q分量通过。
4.如权利要求1-3中任一项所述的处理装置(40)，其中所述复输入信号是基本上以0Hz为中心的复基带信号。
5.如权利要求1-3中任一项所述的处理装置(40)，其中每个处理路径(P1-PN)中的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)包括：
-第一低通滤波器(100a)，用于对所述处理路径(P1-PN)的所述复混频器(CM1-CMN)的所述输出信号的I分量滤波；以及
-第二低通滤波器(100b)，用于对所述处理路径(P1-PN)的所述复混频器(CM1-CMN)的所述输出信号的Q分量滤波。
6.如权利要求5所述的处理装置(40)，其中所述多个处理路径(P1-PN)的第一处理路径中的所述复混频器(CM1-CMN)和所述多个处理路径(P1-PN)的第二处理路径中的所述复混频器(CM1-CMN)布置成由具有公共频率f a的本地振荡器信号驱动以便分别处理所述复输入信号中的基本上以f a为中心的子带(S3)和所述复输入信号中的基本上以-f a为中心的子带(S1)。
7.如权利要求5所述的处理装置(40)，其中每个处理路径(P1-PN)包括：
-第一模数转换器(200a)，操作上连接到所述处理路径(P1-PN)的所述第一低通滤波器(100a)的输出端子(104a)，用于将滤波的I分量转换成数字表示；以及
-第二模数转换器(200b)，操作上连接到所述处理路径(P1-PN)的所述第二低通滤波器(100b)的输出端子(104b)，用于将滤波的Q分量转换成数字表示。
8.如以上权利要求1-3中任一项所述的处理装置(40)，其中所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN,CSFADD)的所述通带(310a-d)基本上不交叠，并且所述处理装置(40)包括：加法器电路(260)，用于将所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN,CSFADD)的输出信号相加以便形成复合复信号。
9.如权利要求8所述的处理装置(40)，其中所述处理路径(P1-PN)之一的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)包括：
-第一低通滤波器，用于对所述处理路径(P1-PN)所述之一的所述复混频器(CM1-CMN)的所述输出信号的I分量滤波；以及
-第二低通滤波器，用于对所述处理路径(P1-PN)所述之一的所述复混频器(CM1-CMN)的所述输出信号的Q分量滤波；并且
其它处理路径(P1-PN)的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)是复带通滤波器。
10.如权利要求8所述的处理装置(40)，其中每个处理路径(P1-PN)的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)是复带通滤波器。
11.如权利要求8所述的处理装置(40)，其中所述处理装置(40)适合于处理所述复输入信号，使得所述频率变换的子带(S1-S4)的最低频率与最高频率之间的所述复合复信号中的频率间隔比所述子带(S1-S4)的最低频率与最高频率之间的所述复输入信号中的对应频率间隔窄。
12.如权利要求11所述的处理装置(40)，其中所述处理装置(40)适合于处理所述复输入信号，使得所述复合复信号包括其中包含了所有所述频率变换的子带的基本上连续的频带。
13.如权利要求8所述的处理装置(40)，其中所述处理装置(40)包括：模数转换器(300)，用于将所述复合复信号的同相I分量和正交Q分量转换成数字表示。
14.如权利要求1-3中任一项所述的处理装置(40)，其中所述控制单元(60)适合于响应于接收的控制数据来控制所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN,CSFADD)的所述通带(110a-d,310a-d)。
15.如权利要求1所述的处理装置(40)，其中所述控制单元(60)适合于：当所述监视路径配置在所述监视模式时，基于所述监视路径的输出配置至少一个所述处理路径(P1-PN)的至少一个设置。
16.如权利要求15所述的处理装置(40)，其中所述控制单元(60)适合于基于根据所述监视模式中所述监视路径的所述输出估计的失真确定所述至少一个处理路径(P1-PN)的性能要求，并基于所确定的性能要求配置所述至少一个处理路径(P1-PN)的所述至少一个设置。
17.如权利要求15所述的处理装置(40)，其中所述至少一个设置包含：
-所述至少一个处理路径(P1-PN)的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)的滤波器阶数、陡度和/或Q值；
-所述至少一个处理路径(P1-PN)的偏置电流；
-所述至少一个处理路径(P1-PN)的供电电压；
-所述至少一个处理路径(P1-PN)的ADC (200a,200b)的时钟频率、分辨率和/或噪声传递函数；
-提供给所述至少一个处理路径(P1-PN)的所述复混频器(CM1-CMN)的所述本地振荡器信号的相位噪声；和/或
-所述至少一个处理路径(P1-PN)的组件的增益、线性、噪声和/或带宽。
18.如权利要求15所述的处理装置(40)，其中所述控制单元(60)适合于基于所述监视路径的输出估计阻塞信号的至少一个参数以便及时预测所述阻塞信号的活动。
19.如权利要求18所述的处理装置(40)，其中所述至少一个参数包含所述阻塞信号的占空比、所述阻塞信号的定时方差或所述阻塞信号的功率方差中的一个或多个。
20.如权利要求15所述的处理装置(40)，其中所述控制单元(60)适合于基于所述监视路径是配置在所述监视模式还是配置成处理当前分配给所述无线电接收器(10)的频率子带来控制所述监视路径的增益值。
21.一种无线电接收器电路(10)，包括如权利要求1-20中任一项所述的处理装置(40)。
22.一种电子设备(1)，包括如权利要求1-20中任一项所述的处理装置(40)。
23.如权利要求22所述的电子设备(1)，其中所述电子设备(1)是便携式无线电通信设备、移动无线电终端、移动电话、通信器、电子管理系统、智能电话或计算机。
24.一种处理通过下变频无线电接收器(10)中聚集的频谱射频信号而生成的模拟复输入信号的方法，其中所述复输入信号包括分散在所述复输入信号的总频带(4)上的多个子带(S1-S4)，其中所述方法包括：
接收指示所述子带(S1-S4)的频率位置的控制数据；并且
对于每个子带(S1-S4)，通过如下步骤处理多个处理路径(P1-PN)中的相关联处理路径中的所述子带：
-提供与所述相关联处理路径的复混频器(CM1-CMN)相关联的本地振荡器信号；
-在所述相关联处理路径(P1-PN)的所述复混频器(CM1-CMN)中基于与所述复混频器(CM1-CMN)相关联的所述本地振荡器信号对所述复输入信号并由此对所述子带(S1-S4)进行频率变换；
-在所述相关联处理路径的模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)中对所述复混频器(CM1-CMN)的输出信号滤波；以及
-基于所述子带(S1-S4)的频率位置和所述相关联处理路径(P1-PN)的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)的通带控制所述相关联处理路径(P1-PN)的所述复混频器(CM1-CMN)的所述本地振荡器信号，使得所述频率变换的子带(S1-S4)出现在所述相关联处理路径(P1-PN)的所述模拟信道选择滤波器(CSF1-CSFN)的通带内，
其中称为监视路径的所述多个处理路径(P1-PN)中的至少一个适合于：在所述监视路径当前未配置成处理当前分配给所述无线电接收器(10)的频率子带的情况下配置在监视模式以处理当前未分配给所述无线电接收器(10)的一个或多个频率子带以便估计失真。
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