CN102160307B

CN102160307B - 数字脉冲处理器倾斜度修正

Info

Publication number: CN102160307B
Application number: CN200880109345.3A
Authority: CN
Inventors: R·B·莫特
Original assignee: Pulsetor LLC
Current assignee: Judith B. Mott redo trust company revised and restated in June 6, 2006
Priority date: 2007-08-03
Filing date: 2008-08-01
Publication date: 2014-08-20
Anticipated expiration: 2028-08-01
Also published as: WO2009020859A1; CN102160307A; CA2732754A1; US20090033913A1; EP2179522A4; US8039787B2; JP2011511927A; CA2732754C; JP5425071B2; EP2179522A1; EP2179522B1

Abstract

一种基于前置放大器信号的倾斜度来调整脉冲处理器的诸如FIR滤波器的能量测量滤波器的响应的方法，所述前置放大器信号具有各自对应于相应的光子的多个阶跃边沿，所述方法包括：接收包括各自具有数字值的多个连续的数字样本的数字形式的前置放大器信号，所述前置放大器信号具有由第一个阶跃边沿和紧接在所述第一个阶跃边沿之后的第二个阶跃边沿所定义的部分；使用与所述部分相关的每个数字样本的数字值来确定通过所述部分的长度归一化的所述部分的平均倾斜度；并使用通过所述部分的长度归一化的所述部分的平均倾斜度来修正所述能量测量滤波器的响应。

Description

数字脉冲处理器倾斜度修正

对相关申请的交叉引用

本申请要求于2007年8月3日提交的题为“DIGITAL PULSEPROCESSOR SLOPE CORRECTION”的美国临时申请No.60/963,312的权益，其公开内容通过引用结合到本文中。

技术领域

本发明涉及能量色散辐射光谱测量系统(energy-dispersiveradiation spectrometry)，诸如X射线光谱测量系统或γ射线光谱测量系统，并且特别是涉及用于改善能量色散辐射光谱测量系统的数字脉冲处理器中的倾斜度修正的方法。

背景技术

诸如(但不限于)X射线光谱测量系统或γ射线光谱测量系统的能量色散辐射光谱测量系统用于检测、测量和分析来自例如扫描电子显微镜(SEM)的诸如X射线发射或γ射线发射等辐射发射。典型的能量色散辐射光谱测量系统包括以下四个主要部件：(1)检测器，(2)前置放大器，(3)脉冲处理器，以及(4)基于计算机的分析器。仅仅为方便起见，而不是出于限制目的，以下说明将涉及X线射光谱测量系统和X射线形式的光子(与例如在γ射线光谱测量系统中所检测的γ射线形式的光子相比)。

通常采取某种类型的半导体传感器形式的检测器将输入的X射线转换成非常小的电流脉冲，其数量级通常为几万电子，持续时间约为几十至几百毫纳秒。每个电流脉冲的幅值与X射线的能量成比例。

所述前置放大器将由所述检测器输出的电流脉冲放大且通常将其转换成在几十毫伏直至几百毫伏范围内的电压信号。存在两种主要类型的前置放大器：“拖尾脉冲”或RC耦合前置放大器，以及脉冲复位前置放大器。在脉冲复位型的前置放大器中，在传感器中产生的电荷被集中在反馈电容器中，使得所得到的电压以变化的高度和间隔逐步增大，直至其达到上限。当达到限度时，施加用于耗尽来自反馈电容器的积聚电荷的“复位”脉冲，使前置放大器在短时间内、通常在几微秒内恢复至接近于其最小输出电压。然后，由于X射线与检测器的相互作用而产生的电荷再次在反馈电容器上积聚，并且该循环重复。相反，拖尾脉冲前置放大器充当对于所述检测器所输出的电压阶跃信号的高通滤波器，具有到基线的指数返回，其时间常数与前置放大器的反馈电容器中的电荷集中时间相比较长。本文在别处所描述的主题适用于脉冲复位前置放大器。

所述脉冲处理器接收前置放大器信号并通过积分处理产生X射线的能量的数字表示。在早期的能量色散辐射光谱测量系统中，脉冲处理器包括两个单独的部件，即“整形放大器”和模数转换器。另一方面，现代能量色散辐射光谱测量系统通常将这些功能组合，其中，最新的设计直接将前置放大器信号数字化并使用数字信号处理来执行所有脉冲检测和滤波功能。本文在别处所描述的主题适用于全数字脉冲处理。

基于计算机的分析器将所述脉冲处理器所输出的X射线能量积聚成检测到的X射线的数量相对于其能量的光谱或曲线图。光谱被分成任意数目的称为“通道(channel)”或“区间(bin)”的小范围。在早期的系统中，称为多通道分析器(MCA)的硬件部件将X射线积聚到光谱通道中，并且计算机读出相加的结果。在现代系统中，由计算机或者甚至在脉冲处理器内以软件处理MAC功能。

脉冲处理器的作业由于多种因素而变得更加复杂。例如，电子噪声被叠加在从前置放大器接收到的基础信号(underlying signal)上。对于接近于最低可检测能量水平的X射线而言，前置放大器输出阶跃高度可以显著小于电子噪声的峰-峰漂移。在这种情况下，只能通过在该步骤之前和之后在相对长的时间段内对信号进行滤波来检测X射线，以便平衡掉(average away)噪声的影响。

其次，前置放大器输出中的阶跃并不是瞬时的。在无噪声的情况下，信号将是S形(S状)曲线。这是由于带宽限制、器件电容、以及X射线所产生的所有电子到达传感器的阳极所需的时间而引起的。这些电子可以被视为小集群或集合，其在半导体传感器内的偏压场的影响下朝着阳极运动穿过传感器材料。

除X射线所产生的电子之外，还存在由于泄漏而引起的电子到前置放大器的反馈电容器的缓慢连续流动。此泄漏电流甚至在不存在X射线的情况下也表现为前置放大器输出中的微小正倾斜度。泄漏电流的量是半导体检测器中的温度的强函数；在硅器件中，对于每7摄氏度的温度增加，泄漏大约加倍。称为“硅漂移检测器”(SDD)的最新一代的商业硅传感器在比必须被冷却至液氮温度以进行正确操作的传统的所谓锂漂移硅(Si(Li))高得多的温度下工作。因此，当采用SDD时泄漏电流高得多，并且前置放大器输出中的背景倾斜度(background slope)也相对较高。

在数字脉冲处理中使用的最常见类型的数字滤波器是所谓的三角形或梯形滤波器，其在图2A～2C中示出。三角形或梯形滤波器简单地在阶跃边沿之前及之后(可能间隔零权值的小间隙)的短时间段期间对前置放大器信号进行平均，并如图2A所示对其进行减法运算。这种类型的滤波在本领域中众所周知，并且由于其非常易于计算而流行。对于滤波器与数字化波形的连续卷积，对数字化前置放大器波形的每个样本仅需要四次算术运算。如图2C的中间部分所示，此类卷积的响应是三角形(如果在滤波器中存在间隙，则可能具有平顶)，因此得到这种类型的滤波的常用名称。

如图2B中的点线所示，如果信号的背景倾斜度不是零，则与该背景倾斜度求卷积的三角形或梯形滤波器将具有等于图2B的阴影面积的恒定响应。当叠加了阶跃边沿时，如图2C的底部部分所示，所得到的滤波器的最大响应增加恒定量。这在本领域中已经已知30多年，且在1975年授予Koeman的美国专利No.3,872,287进行了描述。如果已知背景倾斜度，则可以通过减去数字滤波器对该倾斜度的已知响应来针对背景倾斜度的影响而修正X射线的测量能量。

如′287专利所述以及在某些商业模拟脉冲处理器中所使用的，确定倾斜度的典型方法是在不存在X射线的情况下人工地触发能量测量。大量此类人工触发的平均响应将是校正对真实X射线的响应的能量所需的偏移。但是，如′287专利所述，这假设了背景倾斜度是常数。

如果(如上所述)传感器的温度保持不变，则实际上预期泄漏电流是常数，但在信号中存在随着时间的推移可能不恒定的背景倾斜度的其它潜在来源。根据前置放大器的设计，复位的后果可能引起背景倾斜度的缓慢指数变化。耦合到前置放大器输出中的各种低频噪声(最常见的是在电源线频率下)还可以引起局部倾斜度随时间而变。在本领域中称为“颤噪声”的现象描述了声信号从环境到前置放大器信号中的耦合，因为检测器组件的物理部件充当电容性扩音器。随时间变化的背景倾斜度的影响促使包括人工(artificially)触发的峰在内的整个光谱在能量方面上下移动。结果，在时间上进行平均，人工触发的峰的中心仍可以表示平均偏移，但峰将由于峰位置的不稳定性而被显著加宽。

授予Mott的美国专利No.5,349,193公开了一种用于估计阶跃边沿附近的局部倾斜度的方法。′193专利还在其图6g中示出了倾斜度的影响，并且在其图6h中示出了随时间变化的倾斜度的影响。参见′193专利的图4，方框48和随附文本描述了用来检测所有能量的边沿的三角形滤波器。在图6a中详细示出了方框48，其中三个算术逻辑单元(ALU)202、204、和206构成三角形滤波器，且具有累积器(accumulator)208的FIFO 210对峰检测滤波器的2^SC连续输出的运行和(running sum)进行累积。还相对于比较器214中的能量阈值来测试滤波器输出，并且如果该输出在阈值以上，则阻止FIFO 210中的累积。这样，在FIFO中仅仅累积来自背景倾斜度的样本。在应用方框52中的能量测量滤波器之前，使用倾斜度的平均值(在方框220中简单地通过使所述和向下移位SC位计算)来修正数据流。这消除了对用于存储在方框58和60中的系数表中的众多测量滤波器中的每一个的单独修正因数的需要。

虽然在′193专利中描述的方法是有效的，但仍存在数字脉冲处理中的倾斜度修正领域的改善余地。

发明内容

在一个实施例中，提供了一种用于基于前置放大器信号的倾斜度来调整脉冲处理器的诸如FIR滤波器的能量测量滤波器的响应的方法。所述前置放大器信号具有各自对应于相应的光子的多个阶跃边沿。该方法包括接收数字形式的前置放大器信号，该数字形式的前置放大器信号包括各自具有数字值的多个连续的数字样本，其中，所述前置放大器信号具有由第一个阶跃边沿和紧接在所述第一个阶跃边沿之后的第二个阶跃边沿所定义的部分。所述方法还包括确定与所述部分的前一半相关的数字样本的数字值的第一积分，确定与在该前一半之后的所述部分的后一半相关的数字样本的数字值的第二积分，确定等于所述第一积分与所述第二积分之间的差的积分差，通过借助于所述部分的长度对所述积分差进行归一化来确定倾斜度值，并使用该倾斜度值来修正所述能量测量滤波器的响应。

在一个特定实施例中，所述部分具有与之相关的n个数字样本，其中，与所述部分的前一半相关的数字样本的数字值是所述n个数字样本的第一组，该第一组是所述n个数字样本中的第一连续n/2个数字样本，其中，与所述部分的后一半相关的数字样本的数字值是所述n个数字样本的第二组，该第二组是所述第一组之后的所述n个数字样本中的第二连续n/2个数字样本，其中，所述第一积分是所述第一组的数字样本的数字值的积分，其中，所述第二积分是所述第二组的数字样本的数字值的积分，并且其中，确定倾斜度值包括通过将积分差除以n/2来确定中间倾斜度值，并通过将中间倾斜度值除以n/2来确定倾斜度值。此外，所述第一积分优选地是所述第一组的数字样本的数字值的和，并且所述第二积分优选地是所述第二组的数字样本的数字值的和。

所述倾斜度值可以是一个单位时间内的倾斜度。另外，倾斜度值的使用可以包括将倾斜度值乘以能量测量滤波器的半宽以得到倾斜度修正值，并使用该倾斜度修正值来修正能量测量滤波器的响应。所述部分的长度可以是与所述部分相关的数字样本的数目。

在另一实施例中，提供了一种适合于执行刚刚描述的方法的脉冲处理器。在又一实施例中，提供了一种诸如X射线光谱测量系统或γ射线光谱测量系统的能量色散辐射光谱测量系统，其包括：用于将输入光子转换成包括电流脉冲的输出的检测器；用于将所述检测器的输出转换成包括电压信号的前置放大器信号的前置放大器，其中，所述前置放大器信号具有各自对应于相应的光子的多个阶跃边沿；以及具有诸如FIR滤波器的能量测量滤波器的脉冲处理器。所述脉冲处理器适合于通过执行刚刚描述的方法的各种实施例来调整能量测量滤波器的响应。

在又一实施例中，提供了一种基于前置放大器信号的倾斜度来调整脉冲处理器的诸如FIR滤波器的能量测量滤波器的响应的方法，所述前置放大器信号具有各自对应于相应的光子的多个阶跃边沿，所述方法包括：接收数字形式的前置放大器信号，所述数字形式的前置放大器信号包括各自具有数字值的多个连续的数字样本，所述前置放大器信号具有由第一个阶跃边沿和紧邻所述第一个阶跃边沿之后的第二个阶跃边沿所定义的部分；使用与所述部分相关的每个数字样本的数字值来确定通过所述部分的长度归一化的所述部分的平均倾斜度；并且使用通过所述部分的长度归一化的所述部分的平均倾斜度来修正所述能量测量滤波器的响应。

因此，现在应显而易见的是本发明基本上实现了所有上述方面和优点。本发明的附加方面和优点将在后面的说明书中得到阐述，并且部分地将通过说明书中变得显而易见，或者可以通过对本发明的实践而了解到。此外，可以借助于特别地在随附权利要求中指出的手段和组合来实现和获得本发明的各方面和优点。

附图说明

附图示出本发明目前的优选实施例，并连同以上给出的一般说明和以下给出的详细说明一起用于解释本发明的原理。如图所示，在所有附图中，相同的附图标记表示相同或相应部分。

图1是根据可以实现本发明的一个特定非限制性实施例的X射线光谱系统的总体方框图；

图2A～2C是三角形或梯形滤波器的示意图；

图3示出来自SDD型检测器和脉冲复位前置放大器的信号；

图4A和4B是示出与倾斜度估计相关的误差的示意图；

图5是在本发明中采用的可以用来计算ADC样本和的电路的示意图；

图6是示出对由图5的电路获得的结果的数学解释的示意图；以及

图7是示出图5的电路的累积器的内容的示意图。

具体实施方式

本文所述的主题一般适用于能量色散辐射光谱测量系统。然而，为了便于图示和说明，将结合采用X射线光谱测量系统的实施例来描述本发明。这不应被视为是限制性的，并且应理解的是可以结合其它类型的能量色散辐射光谱测量系统(诸如但不限于γ射线光谱测量系统)来应用本发明。

本发明显著地改善了在上述′193专利中公开的设计。可以表明对一系列滤波器输出进行平均在数学上等效于如下仅针对X射线之间的每个间隔从两个小区域估计倾斜度，一个区域在起点处，一个区域在终点处。考虑可能的最短峰检测滤波器，其由被加权-1的一个ADC样本和被加权+1的相邻ADC样本组成。将任何一对X射线边沿之间的连续ADC样本标记为A₁、A₂、A₃等等。然后，卷积的第一“滤波器”输出将是A₂-A₁。第二输出将是A₃-A₂，第三输出是A₄-A₃等等，直至A_n-A_n-1，其中，“n”是X射线阶跃边沿之间的ADC样本的数目。应清楚的是如果对该系列求和，则除A_n和A1之外，所有向均抵消，且最终和是A_n-A₁。

如果峰检测三角形滤波器的每一半(半宽)的积分周期增加至2个ADC样本，则该系列变成：

(A₄+A₃-A₂-A₁)+(A₅+A₄-A₃-A₂)+(A₆+A₅-A₄-A₃)+...+(A_n+A_n-1-A_n-2-A_n-3)

同样，所有中间向抵消，并且我们得到：

A_n+2A_n-1+A_n-2-A₁-2A₂-A₃

关键在于三角形滤波器的连续输出所表示的倾斜度样本不是对倾斜度的独立估计。因此，如上文所讨论的，所述估计变为(collapses to)根据三角形滤波器半宽基于X射线阶跃之间的每个间隔的起点和终点处的几个ADC样本的加权平均的计算。因此，X射线阶跃边沿之间的样本中的大部分信息未被使用。如下文详细地将示出的那样，本发明使得在倾斜度估计中使用的输出是独立的，以便充分利用所有可用信息。

本文所述的主题提供了一种新型方法，其用于在前置放大器信号中可能存在随时间变化的背景倾斜度的情况下在高计数速率下以得到显著改善的精度进行阶跃边沿下的瞬时倾斜度的估计。图3示出来自SDD型检测器和脉冲复位前置放大器的真实信号。如本领域中众所周知的那样，阶跃边缘之间的间隔在很大程度上变化。如下文详细地描述的那样，本文所述的主题利用间隔的宽度来进行局部倾斜度的更好的估计。

如刚刚所述，本发明的目的是实时地尽可能准确地测量半导体辐射检测器的脉冲复位前置放大器的输出中的阶跃边沿下面的倾斜度，并使用该估计来针对由于背景倾斜度而引起的任何误差修正所测量的能量。该方法在倾斜度中存在低频时间变化的情况下具有鲁棒性。

另外，所述方法是基于数字型的，因此在所公开的实施例中需要由模拟数字转换器(ADC)将前置放大器信号数字化。随后的说明假定采用在检测到X射线时的正向前置放大器输出，但对于本领域的技术人员来说显而易见的是：在整个信号链上可以使信号的极性相反且该方法将是同样有效的。还假定采用基于硅的传感器和低X射线能量范围内的辐射，但是同样地，本领域的技术人员应理解的是所述的方法适用于由诸如锗的其它半导体制成的传感器和较高能量X射线或γ射线的光子。

图1是根据可以实现本发明的一个特定实施例的X射线光谱系统1的总体方框图。如图1所示，X射线光谱系统1包括如点线边界所示的作为其主要部件的数字脉冲处理器(DPP)2，其中如本文所述地实现本发明。另外，X射线光谱系统1还包括硅漂移检测器(SDD)100和脉冲复位型前置放大器101。仅仅详细地描述了与本发明有关的DPP 2的逻辑块。在功能上等效于所引用的现有技术专利中的类似块的块对于本领域的技术人员来说将是显而易见的。

在操作中，X射线冲击SDD 100且被转换成电子空穴对，电子的数目与X射线的能量成比例。由全部这些电子构成的小电荷积聚在前置放大器101中的电容器上且被转换成所示形式的输出电压信号，其中，出现被叠加在噪声上的具有变化幅值和间隔的小S形阶跃。所述电压信号具有由于SDD 100中的泄漏电流而引起的总体上为正的倾斜度，具有耗尽来自反馈电容器的电荷且迫使输出快速地到达其下限的周期性复位，得到图1所示的锯齿形波形。此一般方法在本领域中已经已知多年。

前置放大器101的输出被作为DPP 2的一部分提供的高速模拟数字转换器(ADC)102数字化。在优选实施例中，ADC 102是由诸如AD9446系列的模拟器件构成的100Mhz、16位的部件。在图1中示出的优选实施例在FPGA逻辑中设置在下文中指定且更详细地描述的逻辑块103至119，且在DSP芯片软件中设置同样在下文中指定且更详细地描述的逻辑块120和121。

ADC 102的输出由来自前置放大器电压波形的数字样本和定义图1中的所有后续块的时序的时钟组成。为了简化图1，未单独地示出所述时钟，但是所有功能块应被理解为如下所述地通过ADC 102的时钟或其某个因数同步。

ADC 102的输出及其时钟通过检测器匹配平均器103，该检测器匹配平均器103可选地对某个数量的ADC样本求和，并将原始ADC时钟除以该数量。检测器匹配平均器103的目的是使有效采样间隔相对于连接到DPP 2的SDD 100的上升时间最优化。优选保持所述和中的所有位以便以非常短的滤波时间避免最终X射线光谱中的量化误差，因此，数据通路随着处理继续通过DPP 2而变宽。

如果从SDD 100预期的平均上升时间小于约150nS，则检测器匹配平均器103被禁用且使用全100Mhz速率以便获得可能的最佳定时精度。然而，如果诸如具有平面电极的所谓锂漂移硅或Si(Li)检测器的慢得多的检测器被连接到DPP 2，且平均上升时间是几百nS，则期望将有效采样率减小至在平均上升中产生少于约16个样本的采样率。

来自检测器匹配平均器103的(可能被求和的)数据和时钟通过两个平行通路。一个通路通向具有两个小部分的快堆积(pile-up)逻辑块104。第一子部分称为单阶跃(single step)逻辑块，而另一子部分称为行进逻辑块(runs logic)。所述单阶逻辑块能够检测对于适度高能量的X射线的单个连续上升内的X射线堆积，且所述行进逻辑块被设计为在噪声的约束内尽可能快地检测由于低能量X射线而引起的连续上升的结束。在各自题为“PILEUP REJECTION IN ANENERGY-DISPERSIVE RADIATION SPECTROMETRY SYSTEM”且与本申请同日提交的共同待决申请序号______和_____中详细描述了这些逻辑部分。

第二通路通向滤波器平均器105。滤波器平均器105对少数(优选地为4个)连续的ADC样本求和以减少噪声(样本之间的随机波动)且还减小随后的数字处理步骤中所需的速度。求和的4个数据和除以4的时钟被传递至慢堆积逻辑块106。慢堆积逻辑块106在功能上与快堆积逻辑块104相同，但具有较少噪声和较慢数据。

来自滤波器平均器105的输出也被并行地传递到峰检测滤波器107和多个梯形FIR数字滤波器108、109、110。如至少15年来在本领域中已通常所使用的那样，所有这些滤波器均是传统的梯形形式。三角形(或梯形)滤波器形状由于计算它们所需的电路简单而流行。对于任意总长度的FIR滤波器而言，每个FIFO时钟周期仅需要四次计算。

峰检测滤波器107不涉及测量X射线的能量，但是涉及检测所有X射线，即使是具有非常低的能量的X射线也是如此，并在时间上尽可能准确地确定其位置。使其上升和下降FIFO的宽度尽可能地短，同时仍可靠地检测被收集的光谱中的最低能量的X射线发射谱线。对于安装在电子显微镜上的X射线分析仪而言，其通常是在277电子伏特(eV)下的碳发射谱线。因此，峰检测滤波器107通常被称为在2007年8月3日提交的题为“IMPROVED EDS PILEUP REJECTION FORLOW ENERGIES AT HIGH COUNT RATES”的美国临时申请No.60/963,320中的“碳滤波器”，上述申请要求对该临时申请的优先权。最小目标发射谱线在能量方面可能较低(硼或铍)，或者在用于X射线荧光(XRF)激励的检测器(其在低能量下效率很低)的情况下较高。XRF检测器通常在传感器的前面装配有铍窗口，该铍窗口本质上阻挡在约700eV以下的所有X射线。在该情况下，可以在不用担心错过很多数目的X射线的情况下使峰检测滤波器107变窄，这改善了其堆积检测的性能。

用于测量X射线能量水平的FIR滤波器108、109、110、峰检测滤波器107、慢堆积逻辑块106和快堆积逻辑块105全部被连接到适当尺寸的可编程长度对准延迟FIFO 111、112、113、114、115、116，使得对于具有足以触发所有边沿(事件)检测器的能量的无噪声的单个X射线脉冲而言，来自快和慢堆积逻辑块104、106的边沿(事件)位置(时间)、峰检测滤波器107的最大值、以及对应于所有能量测量FIR滤波器108、109、110的间隙的中心的输出数据将同时到达脉冲验证逻辑块117、基线倾斜度测量逻辑块118和滤波器锁存逻辑块119(在由滤波器平均器105的时钟划分施加的时间量化限度内)。还可能期望使对基线倾斜度测量逻辑块118的延迟被延迟至小于其它信号；其效果是从在测量X射线边沿之后的时间起测量所估计的倾斜度的某一部分。在授予Mott的美国专利No.5,393,982中，在第16列，延迟微分使得被测量的X射线边沿处于倾斜度测量间隔的中心。这使得如上所述在存在诸如颤噪声的低频干扰而引起的一定倾斜度弯曲的情况下的误差最小化。

滤波器锁存逻辑块119获取对应于峰检测滤波器107的对准的最大输出时间的所有FIR滤波器的输出。其为典型模拟脉冲处理的采样保持电路的功能等效物。其输出被延迟与能量测量滤波器组中的最长FIR滤波器的FIR脉冲宽度的一半(下降时间加间隙时间的一半)相对应的附加时间，以使得能够有时间检测在触发锁存器的边沿之后的堆积。

滤波器锁存逻辑119还包含计时器，该计时器测量从当前选通信号到前一和后一选通信号(来自峰检测滤波器107的最大输出脉冲)的时间，以便使得能够根据授予Koeman的美国专利No.3,872,287和授予Mott的美国专利No.5,393,982中所公开的方法选择FIR组(如果有的话)中的最长滤波器，其可以在没有堆积的情况下使用。再次根据在′287专利中教授的方法，还可以将短于此最大值的所有滤波器的输出与不同的加权值组合以实现对X射线的能量的更好估计。

脉冲验证逻辑块117将来自快堆积逻辑块104、慢堆积逻辑块106和峰检测滤波器107的信号组合以确定在来自峰检测滤波器107的单个输出脉冲中是否已出现堆积。如果已经出现这种堆积(由于峰检测滤波器107将仅生成一个最大输出脉冲，因而该堆积不会被滤波器锁存逻辑块119检测到)，则生成禁止脉冲并将其适当地延迟为在滤波器锁存逻辑块119的输出到达倾斜度修正和校准逻辑块120的同时到达。

基线倾斜度测量逻辑块118测量在由于X射线的到达而不存在S形阶跃的情况下由于前置放大器101的电压信号的泄漏电流而引起的正倾斜度。在本领域中众所周知的是梯形FIR滤波器具有对线性倾斜度的恒定响应，其取决于滤波器的积分时间和间隙的宽度。必须从滤波器的输出中减去此倾斜度响应以获得对X射线的能量的准确测量。在一个特定实施例中，图1所示的基线倾斜度测量逻辑块118实现本发明的倾斜度测量方法。一旦准确地测量背景倾斜度，在现有技术中详细地描述了使用该背景倾斜度来修正能量测量滤波器的输出的各种方法。

在高计数速率下，当X射线之间的间隔平均起来很短时，假设任何两个X射线阶跃边沿之间的倾斜度近似为直线。在示出来自SDD型检测器和脉冲复位前置放大器的真实信号的图3中，横轴采用10nS的时间单位，且显示的满标度是20000单位或200uS。在此信号中，我们可以看到10个阶跃边沿(注意，在约t＝241,000单位处，非常低的能量阶跃边沿刚好在最右明显边沿的左侧)，因此，X射线阶跃边沿之间的平均间隔约为20微秒且检测器上的平均事件计数速率约为每秒50,000计数(cps)。背景倾斜度中的低频变化的预期来源慢得多，因此X射线之间的直线局部近似有效。

直线由两个点确定。如图4A和4B所示，倾斜度估计的精度取决于两个独立因素：所选点处的垂直误差或峰峰噪声漂移，及其之间的时间。如图所示，通过将较早点的最坏情况的正偏差连接到稍后点的最坏情况的负偏差及相反操作来确定可能的测量倾斜度的范围。对于给定的垂直误差E′，此范围对于点之间的较长时间间隔而言较小。具有较长分离间隔“B”的图4B中的倾斜度估计限度比图4A中的较短间隔“A”的倾斜度估计限度窄。

图4A和4B中表示为E′的垂直误差是被进行平均以确定指定时间点处的值的ADC样本的数目的函数。通过对更多的样本进行平均(减少P-P噪声)可以减小该误差。

如图4A和4B中的虚线所示，考虑两个X射线边沿之间的基线倾斜度的片断并暂时假设实际倾斜度为零。如果每个间隔只能使用一个ADC样本的两个测量点，则它们应恰好在前一边沿之后并恰好在后一边沿之前以使倾斜度估计基线最大化。如果可以对用于每个点的两个ADC样本进行平均，则它们应是最接近于右侧阶跃的两个ADC样本和最接近于左侧阶跃的ADC样本。

如果该论点遵循其逻辑结论，则使用两个X射线阶跃边沿之间的所有可用样本的最准确的倾斜度测量计算后一半样本的平均值并减去前一半的平均值。在授予Mott的美国专利No.5,393,982中公开的方法给出了X射线之间的间隔的结束处的最佳分离，但加权平均中的样本的数目如上所述局限于约为任一端处的峰检测滤波器的半宽。如前所述，期望的是使峰检测滤波器的半宽最小化，与检测所有显著的X射线发射谱线的要求一致，以便使可能的吞吐量计数速率最大化。对于新一代的SDD而言，期望的能量测量半宽可能为2微秒的量级以便得到能量分辨率与吞吐量之间的良好折衷；因此，峰检测滤波器必须具有1微秒或以下的半宽。因此，平均起来，本文中所公开的使用每个间隔中的前一半和后一半样本的方法将通过有效地使用约为现有技术的每个X射线间隔的数据的10倍的数据来改善用于图3所示的真实世界数据流的倾斜度估计的精度。

在检测到一个X射线之后，不知道下一个X射线将何时出现，因此，预先不知道X射线阶跃边沿之间的间隔将是多长。幸运的是，可以用图5所示的简单电路布置(其可以在图1的基线倾斜度测量逻辑块118中采用)来实时地计算对于期望和的接近近似。该结果的数学解释在图6中示意地示出。

在图5中，被输入锁存器503捕捉的“运行和”是一个或多个ADC样本的和，如上文针对图1的系统所讨论的那样，其已在检测器匹配滤波器101和滤波器平均器104中对先前阶段求和。在优选实施例中，对于SDD型检测器而言，检测器匹配滤波器101被禁用(设置为1)且滤波器平均器104被设置为4(对4个原始ADC样本求和并将原始100Mhz时钟除以4)。而且，在该优选实施例中，所述运行和是被用作峰检测滤波器107的右侧(拖尾)一半的ADC样本的连续更新和，所述峰检测滤波器107具有W个ADC样本的用户控制半宽。注意，这些样本是由原始10-nS ADC样本中的4个求和的40-nS ADC样本。

没有理由使用小于峰检测滤波器107的半宽的W的值。短于峰检测滤波器107的全宽的X射线之间的间隔将如上文和在授予Mott的美国专利No.5,393,982所讨论的那样作为堆积被立即拒绝。需要至少两组W个ADC样本来获得倾斜度估计，其等效于刚刚所述的全宽。因此，X射线之间的最短可测量间隔对应于峰检测滤波器107的两个半宽。同样方便的是，W个ADC样本的运行和必须已经作为用于峰检测滤波器107的计算的一部分被计算，如在上文所述的共同待决申请序号___和___的图2所示，通过引用将其结合到本文中。

如图1所示，还可以由检测器匹配滤波器103和滤波器平均器104对进入时钟划分/禁止逻辑块501的时钟信号向下划分。还可以除以W以产生用于在进入时钟的每W个周期触发输入锁存器503的新时钟WCLK。这保证FIFO 504中的连续进入在统计上是独立的，如上文所讨论的那样，这是期望的。W的值被外部控制计算机设置在W-REG寄存器502中。

由峰检测滤波器107生成的图1所示的“阈值之上”信号(每当峰检测滤波器107在其阈值能量之上时其为高)用来用信号通知X射线之间的间隔的结束(即对新X射线到达的检测)。其通过OR门508并触发锁存器512和513以分别捕获累积器511和C2C计数器509的输出。其还将FIFO 504和输出锁存器506清空。在延时器507中的短暂延迟以允许锁存器512有时间捕获保持在累积器511中的值之后，累积器511也被清空。

WCLK通过除2电路505以生成半速率时钟。虽然以WCLK速率来填充FIFO 504，但输出锁存器506以该速率的一半从其中取出条目(entries)。以WCLK速率运行的累积器511因此从累积和减去FIFO 504的每个输出两次。

C2C代表“中心至中心”。在用来估计倾斜度的第一组ADC样本的中心与第二组的中心之间将存在以WCLK为单位的时间。C2C计数器509被初始化为1，并且在每个WCLK周期上递增。由于两个X射线之间的间隔可以是任意长，因此根据平均计数速率和泊松到达统计值，存在被设置在C2C MAXREG寄存器510中的C2C值上的人工最大值(artificial maximum)，其从外部控制计算机加载。当C2C计数器509到达C2C MAXREG寄存器510的值时，生成信号，该信号进入OR门508且生成用于倾斜度平均逻辑块514的累积和和C2C长度输出。

如下文结合图7所讨论的，用以估计倾斜度的总时间由可编程数目的单间隔倾斜度估计的平均值定义。由于期望限制该总平均时间，以便准确地跟踪背景倾斜度的变化，所以为C2C MAXREG寄存器510选择值，该值使得总平均时间相对于能量测量滤波器宽度而言是长的且相对于诸如电源线电压和颤噪声的背景倾斜度可变性的来源的最高预期频率而言是短的。

图5示出用于导出用于估计X射线之间的单个间隔的倾斜度的所需和的计算的稳态运行的逻辑(服从C2C MAXREG寄存器510的最大长度限度)。存在必须在间隔开始时执行的初始化逻辑，其由“阈值之上”信号的下降沿触发。虽然为明了起见而未在图5中示出，但通过以下说明，其设计对于本领域的技术人员来说将是显而易见的。

由于以下原因，在“阈值之上”信号变为低之后，数据进入到FIFO504必须被延迟峰检测滤波器107的半宽W。可检测的最低能量的X射线将仅仅超过非常短暂地在峰检测滤波器107的全宽的中心处的阈值。因此，紧接在“阈值之上”信号变低之后，在滤波器的拖尾半宽内仍可能存在低能量边沿。因此，必须经历另外的时间W，同时“阈值之上”信号保持为低，以保证在拖尾半宽中不包含边沿。由于此限制，通常，需要峰检测滤波器107的1.5倍的全宽的间隔来进行有效的倾斜度估计。较短的间隔将被忽略。这在时钟划分/禁止逻辑块501内处理。

在X射线间隔结束时，当“阈值之上”信号变为有效时，由于使用拖尾半宽，所以已经知道在其内部必定没有边沿，因此不需要采取特殊动作。而且，在X射线间隔开始时，如结合图6将清楚的那样，必须迫使进入FIFO 504的第一样本被立即加载到输出锁存器506中。

图6示出WCLK的前几个周期期间的累积器511的内容。采用在讨论′193专利的现有技术时所使用的相同符号，将以WCLK为间隔的运行和的值(其为峰检测滤波器107的拖尾半宽)称为A1、A2、A3等等，且其在顶行中示出。连续的WCLK周期上的输出锁存器506的内容在第二行上示出。如上所述，A1必须被预加载到输出锁存器506中。

图6的第三行给出在每个WCLK周期的最终和的半宽，其将被视为除以2的WCLK周期的数目的整数部分。图6的第四行是C2C计数器509的当前值，且是构成当前倾斜度估计间隔的前一半和后一半的两组W个ADC样本的中心之间的距离。这是允许计算对于单位时间的倾斜度的图4中所讨论的间隔。该间隔变得越长，估计就越准确。对于WCLK的奇数周期而言，前一半和后一半间隔和中的半宽W的总数保持恒定，但其中心之间的时间差(C2C)增加1。对于偶数周期而言，C2C保持恒定，但所使用的半宽W的数目增加1。

图6的其余行示出包含在累积器511中的累积和。在一个WCLK周期之后，和是A2-A1，等于峰检测滤波器107的输出。在两个WCLK周期之后，和是A3-A1，这是因为第一周期之后加上的A2的值再次被减去，且C2C增加到2。

在下一WCLK周期上，A2的贡献从被抵消变为负，同时添加A4。因此可以看到累积和现在是迄今为止的间隔的后一(在时间上)半的和减去前一半。在再两个周期中，存在6倍W的总间隔长度、3倍W的中心距、以及(A6+A5+A4)-(A3+A2+A1)的累积和。该模式继续直到被“阈值之上”信号的上升沿所触发的下一个X射线的到达。

因此，可以表明图5的电路提供构成两个X射线之间的间隔的ADC样本的前一半的积分与后一半的积分之间的差和在预先不知道间隔长度的情况下使该差归一化成对于单位时间的倾斜度所需的值C2C。如上文所讨论的，这得到可能使用间隔中的基本上所有可用信息的最准确直线估计。

图7示出图5的倾斜度平均逻辑块514，并且示出根据X射线之间的多个间隔来处理倾斜度估计以生成最终的平均倾斜度估计。图7顶部的波形略图701示出围绕X射线阶跃边沿的标记为“I”的禁止时间，包括如上文所讨论的围绕小于1.5W的间隔的较长禁止。

X射线之间的单个间隔的累积倾斜度估计和及其相应的C2C长度被馈送到两个并行的FIFO，即S-FIFO 702和C2C-FIFO 703。这些FIFO的精确长度不是关键的，但应至少为50～100，以便对倾斜度进行平均的总时间与能量测量时间相比是长的。在优选实施例中，对于4的滤波器平均值104设定和1的检测器匹配平均器103设定而言，该长度是64，C2C MAXREG寄存器510也是64，且W是8。这意味着每个单位时间W是8×40或320nS。由于C2C值约为X射线之间的间隔的一半，所以限制为64意味着128倍W的最大测量间隔。因此，在倾斜度平均中使用的最大总时间是320nS乘以64乘以128，或约2.6毫秒。

实际总数将比在高速下的少，因为X射线之间的平均间隔可能比128倍W短得多。在平均间隔是20微秒的图3的示例中，用于倾斜度估计的总时间将更接近于(64×20)或1.2毫秒。在进行此估计时跨越的总时间将较长，因为所使用的时间不包括累积禁止间隔。然而，除在极端计数速率下之外，这些将只是相当小的一部分。

在S-FIFO 702以及C2C-FIFO 703中的单独的累积倾斜度估计和本身分别在S累积器704和C2C累积器705中被求和。每当在FIFO中输入新值时，当前累积器值被分别锁存到S-SUM 706和C2C SUM707中。通过在算术逻辑单元(ALU)708中将S-SUM 706除以C2C-SUM 707来生成对于单位时间W的倾斜度估计的电流值。

应注意的是X射线之间的较长间隔将在倾斜度估计中被更重地加权，因为其贡献C2C-SUM 707的较大部分。这是期望的，因为如上所述和图4A和4B所示，较长的倾斜度估计更准确。

返回图1，倾斜度修正和校准逻辑块120接收全部在时间上适当地对准的来自基线倾斜度测量逻辑块118的当前倾斜度估计、所有能量测量FIR滤波器108、109、110的输出、以及来自脉冲验证逻辑块117的可能的禁止信号。在优选实施例中，以诸如Texas InstrumentsTMS320C6414的数字信号处理芯片中的软件实现这些功能，因为这些事件以峰检测滤波器107的脉冲速率出现，该脉冲速率比ADC采样速率低得多。

在不存在禁止信号的情况下，此逻辑块以本领域中众所周知的方式减去由于来自102的信号中的基线倾斜度而引起的误差，并对FIR滤波器108、109、110中的一个或多个的原始输出加权以生成用于产生阶跃边沿的X射线的校准的能量估计。

如′193中所述，延迟能量测量使得在倾斜度估计中使用的时间大致上处于能量测量的时间中心附近也可能是有利的。如果在倾斜度中存在某些可变性，则这也是期望的。

这些测量的能量被再次以本领域中众所周知的方法存储在多通道分析器(MCA)存储器121中。积聚在MCA 121中的光谱随后被传递到主机PC 122以进行分析。

虽然上文已描述并示出了本发明的优选实施例，应理解的是这些是本发明的示例且不应被视为限制性的。在不脱离本发明的精神或范围的情况下可以进行添加、删除、替换、及其它修改。因此，本发明不应被视为受到前述说明的限制，而是仅仅受到随附权利要求的范围的限制。

Claims

1.一种基于前置放大器信号的倾斜度来调整脉冲处理器的能量测量滤波器的响应的方法，前置放大器信号具有各自对应于相应的光子的多个阶跃边沿，所述方法包括：

接收包括各自具有数字值的多个连续的数字样本的数字形式的所述前置放大器信号，所述前置放大器信号具有由所述多个阶跃边沿中的第一个阶跃边沿和紧挨在所述第一个阶跃边沿之后的第二个阶跃边沿所定义的部分；

确定与所述部分的前一半相关的数字样本的数字值的第一积分；

确定与所述部分的后一半相关的数字样本的数字值的第二积分，其中所述后一半在所述前一半之后；

确定所述第二积分与所述第一积分之间的积分差；

通过借助于所述部分的长度对所述积分差进行归一化来确定倾斜度值；以及

使用所述倾斜度值来修正所述能量测量滤波器的响应。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述部分具有与之相关的n个数字样本，其中，与所述部分的前一半相关的数字样本的数字值是所述n个数字样本中的第一组，该第一组是所述n个数字样本中的连续的前n／2个数字样本，其中，与所述部分的后一半相关的数字样本的数字值是所述n个数字样本中的第二组，该第二组是所述n个数字样本中在所述第一组之后的连续的后n／2个数字样本，其中，所述第一积分是所述第一组的数字样本的数字值的积分，其中，所述第二积分是所述第二组的数字样本的数字值的积分，并且其中，所述确定倾斜度值包括通过将所述积分差除以n／2来确定中间倾斜度值，以及通过将所述中间倾斜度值除以n／2来确定所述倾斜度值。

3.如权利要求2所述的方法，其中，所述第一积分是所述第一组的数字样本的数字值的和，并且其中，所述第二积分是所述第二组的数字样本的数字值的和。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述倾斜度值是一个单位时间内的倾斜度。

5.如权利要求4所述的方法，其中，所述使用包括将所述倾斜度值乘以所述能量测量滤波器的半宽以得到倾斜度修正值并使用所述倾斜度修正值来修正所述能量测量滤波器的响应。

6.如权利要求1所述的方法，其中，所述能量测量滤波器是FIR滤波器。

7.如权利要求1所述的方法，其中，所述部分的所述长度包括与所述部分相关的所述数字样本的数量。

8.如权利要求1所述的方法，其中，所述前置放大器信号具有一个或多个附加部分，每个附加部分由所述阶跃边沿中的相应的第一附加阶跃边沿和紧挨在所述阶跃边沿中的所述第一附加阶跃边沿之后的所述阶跃边沿中的相应的第二附加阶跃边沿定义，其中，所述方法还包括：对于每个所述附加部分通过以下各项来确定一个或多个附加倾斜度值：(i)确定与所述附加部分的前一半相关的数字样本的数字值的第一积分；(ii)确定与在所述附加部分的所述前一半之后的所述附加部分的后一半相关的数字样本的数字值的第二积分；(iii)确定等于与所述附加部分相关的第二积分和与所述附加部分相关的第一积分之间的差的、与所述附加部分相关的积分差；以及(iv)通过借助于所述附加部分的长度对与附加部分相关的所述积分差进行归一化来确定所述附加部分的附加倾斜度值，并且其中，所述使用所述倾斜度值来修正所述能量测量滤波器的响应包括：使用所述倾斜度值和所述一个或多个附加倾斜度值来确定平均倾斜度值并使用所述平均倾斜度值来修正所述能量测量滤波器的响应。

9.一种适合于执行如权利要求1所述的方法的脉冲处理器。

10.一种能量色散辐射光谱测量系统，包括：

检测器，其用于将输入光子转换成包括电流脉冲的输出；

前置放大器，其用于将所述检测器的输出转换成包括电压信号的前置放大器信号，所述前置放大器信号具有各自对应于相应的光子的多个阶跃边沿；以及

具有能量测量滤波器的脉冲处理器，所述脉冲处理器适合于通过以下各项来调整所述能量测量滤波器的响应：

接收包括各自具有数字值的多个连续的数字样本的数字形式的所述前置放大器信号，所述前置放大器信号具有由所述多个阶跃边沿中的第一个阶跃边沿和紧挨在所述第一个阶跃边沿之后的第二个阶跃边沿所定义的部分，

确定所述第二积分与所述第一积分之间的积分差；

使用所述倾斜度值来修正所述能量测量滤波器的响应。

11.如权利要求10所述的能量色散辐射光谱测量系统，其中，所述部分具有与之相关的n个数字样本，其中，与所述部分的前一半相关的数字样本的数字值是所述n个数字样本中的第一组，该第一组是所述n个数字样本中的连续的前n／2个数字样本，其中，与所述部分的后一半相关的数字样本的数字值是所述n个数字样本中的第二组，该第二组是所述n个数字样本中在所述第一组之后的连续的后n／2个数字样本，其中，所述第一积分是所述第一组的数字样本的数字值的积分，其中，所述第二积分是所述第二组的数字样本的数字值的积分，并且其中，所述确定倾斜度值包括通过将所述积分差除以n／2来确定中间倾斜度值并通过将所述中间倾斜度值除以n／2来确定所述倾斜度值。

12.如权利要求11所述的能量色散辐射光谱测量系统，其中，所述第一积分是所述第一组的数字样本的数字值的和，并且其中，所述第二积分是所述第二组的数字样本的数字值的和。

13.如权利要求10所述的能量色散辐射光谱测量系统，其中，所述倾斜度值是一个单位时间内的倾斜度。

14.如权利要求13所述的能量色散辐射光谱测量系统，其中，所述使用包括将所述倾斜度值乘以所述能量测量滤波器的半宽以得到倾斜度修正值，并使用所述倾斜度修正值来修正所述能量测量滤波器的响应。

15.如权利要求10所述的能量色散辐射光谱测量系统，其中，所述能量测量滤波器是FIR滤波器。

16.如权利要求10所述的能量色散辐射光谱测量系统，其中，所述部分的所述长度包括与所述部分相关的所述数字样本的数量。

17.如权利要求10所述的能量色散辐射光谱测量系统，其中，所述前置放大器信号具有一个或多个附加部分，每个附加部分由所述阶跃边沿中的相应的第一附加阶跃边沿和紧挨在所述阶跃边沿中的所述第一附加阶跃边沿之后的所述阶跃边沿中的相应的第二附加阶跃边沿定义，所述脉冲处理器还适合于对于每个所述附加部分通过以下各项来确定一个或多个附加倾斜度值，从而调节所述能量测量滤波器的响应：(i)确定与所述附加部分的前一半相关的数字样本的数字值的第一积分；(ii)确定与在所述附加部分的所述前一半之后的所述附加部分的后一半相关的数字样本的数字值的第二积分；(iii)确定等于与所述附加部分相关的第二积分和与所述附加部分相关的第一积分之间的差的、与所述附加部分相关的积分差；以及(iv)通过借助于所述附加部分的长度对与附加部分相关的所述积分差进行归一化来确定所述附加部分的附加倾斜度值，并且其中，所述使用所述倾斜度值来修正所述能量测量滤波器的响应包括使用所述倾斜度值和所述一个或多个附加倾斜度值来确定平均倾斜度值并使用所述平均倾斜度值来修正所述能量测量滤波器的响应。

18.如权利要求8所述的方法，其中，所述的使用所述倾斜度值和所述一个或多个附加倾斜度值来确定平均倾斜度值包括与和每个附加倾斜度值相关的所述附加部分的长度成比例地对所述附加倾斜度值进行加权。

19.如权利要求17所述的能量色散辐射光谱测量系统，其中，所述的使用所述倾斜度值和所述一个或多个附加倾斜度值来确定平均倾斜度值包括与和每个附加倾斜度值相关的所述附加部分的长度成比例地对所述附加倾斜度值进行加权。