CN102157991B - 感应电能传输系统的环流控制装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种感应电能传输系统的环流控制装置及方法，属于感应电能传输控制领域。该环流控制方法提出了根据环流持续时间和电压峰值得出强迫振荡频率与固有谐振频率的频率差以及频率补偿方向：通过第一电流互感器和第一比较器获得环流持续时间，进而通过FPGA得出环流峰值；通过第二电流互感器和第二比较器获得频率差的补偿方向；通过微分电路和第三比较器由PFGA判定双向环流是否发生突变，当发生突变时FPGA控制AD采集器采集双向环流对应的电压峰值；FPGA记录相邻两次达到环流峰值的时间，并且根据上述环流峰值和电压峰值计算得出频率差。通过本发明，采用对硬件要求较低的环流控制装置和简单的环流控制方法实现了感应电能传输系统中环流的准确控制。

Description

感应电能传输系统的环流控制装置及方法

技术领域

本发明涉及环流控制装置及方法，尤其是一种感应电能传输系统的环流控制装置及方法。

背景技术

在感应电能传输系统中，为了产生高频能量传输磁场，通常需要在能量发射端的谐振网络中产生正弦振荡，而产生振荡的模式通常分为自治振荡和强迫振荡两种类型。

自治振荡模式通过利用系统谐振变量的过零点完成高频逆变网络的切换。因此，该自治振荡模式是一种被动形式的工作模式，系统振荡频率由谐振网络参数决定。但是此种模式在谐振网络品质因数较低时存在着谐振失败的风险，同时由于测量及反馈环节的时延或干扰也可能造成驱动脉冲滞后或者误触发。此外，自治振荡模式通常需要额外的冲击启动控制电路辅助起振，增加了系统电路的复杂性。

强迫振荡模式通过主动控制系统高频逆变环节的开关频率来实现对系统振荡频率的控制，与自治振荡模式相比，该模块振荡频率由外部主动控制，不存在谐振失败风险。但是，当开关切换频率偏离系统谐振网络固有振荡频率时，谐振网络与逆变网络之间将形成较大的环流。环流的存在给开关器件带来了较大的开关损耗，造成系统效率降低，功率传输能力下降，严重时可能导致谐振波形畸变，开关器件损毁。

对于强迫振荡模式中的环流控制，研究者作出了多种尝试。研究者提出一种利用阻塞二极管的方式，此种方式虽然可以阻塞环流流动，但是却造成谐振网络中能量过度受阻，导致谐振变量波形出现畸变。研究者还提出一种借助于DSP芯片实时检测谐振频率和环流持续时间的相位补偿方案，但是在实际应用中发现，谐振频率和环流持续时间的实时检测对硬件提出了较高的要求，通常难以实现，并且在实现过程中复杂的控制方法也使得控制延时较大，导致控制效果较差。

发明内容

本发明的目的是提供一种对硬件要求较低的环流控制装置和简单的环流控制方法，从而实现对感应电能传输系统中环流的准确控制。

为了实现上述目的，本发明提供了一种感应电能传输系统的环流控制装置，以及包括谐振电容和谐振电感的原边谐振网络，在环流产生时高频逆变网络与谐振电容形成正向环流通路和反向环流通路，并且谐振电容是正向环流通路与反向环流通路的重叠环流通路，其中准电流源与高频逆变网络连接，提供直流电给高频逆变网络；

脉冲发生电路与高频逆变网络连接，输出控制脉冲来控制高频逆变网络输出的波形，其中控制脉冲的频率为强迫振荡频率；

高频逆变网络与原边谐振网络连接，输出方波电流给原边谐振网络；

其还包含第一电流互感器、第二电流互感器、第一比较器、第二比较器、第三比较器、微分电路、AD采集器和FPGA（Field-Programmable Gate Array，现场可编程门阵列），高频逆变网络通过第一电流互感器与第一比较器的正极连接，输出正向环流通路和反向环流通路中一条单向环流通路的单向环流给第一比较器，其中第一比较器的负极连接最小环流阈值i_TH；

原边谐振网络通过第二电流互感器与第二比较器的正极连接，输出谐振电容的电流信号给第二比较器，其中第二比较器的负极接地；

第一比较器、第二比较器分别与FPGA连接，分别输出第一脉冲和第二脉冲给FPGA，第一脉冲的脉冲宽度等于环流持续时间T_circle；

原边谐振网络通过微分电路分别与第三比较器的正极和负极连接，输出反映所述谐振电容的电压峰值信号的尖脉冲波给第三比较器；

第三比较器与FPGA连接，将尖脉冲波转换成第三脉冲输出给FPGA；

FPGA与AD采集器双向连接，AD采集器与原边谐振网络连接，在FPGA检测到第三比较器输出的第三脉冲发生跳变时，AD采集器采集谐振电容的电压并且输出给FPGA，此时采集到的电压即为谐振电容的电压峰值U_peak；

FPGA与脉冲发生电路连接，输出强迫振荡频率与固有谐振频率的频率差以及频率差的补偿方向给脉冲发生电路，从而实现强迫振荡频率的补偿。

高频逆变网络包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，其中第一开关包括第一MOSFET管和反并联的第一二极管，第二开关包括第二MOSFET管和反并联的第二二极管，第三开关包括第三MOSFET管和反并联的第三二极管（SD3），第四开关包括第四MOSFET管（S4）和反并联的第四二极管（SD4），其中第一MOSFET管的源极与所述第二MOSFET管的漏极连接，第三MOSFET管的源极与所述第四MOSFET管的漏极连接，第一MOSFET管的漏极与第三MOSFET管的漏极连接，第二MOSFET管的源极与第四MOSFET管的源极连接，所有二极管的正极均与对应MOSFET管的源极连接，负极均与对应MOSFET管的漏极连接，所有MOSFET管的栅极均与脉冲发生电路连接，第一MOSFET管的源极作为高频逆变网络的第一输出端，第三MOSFET管的源极作为高频网络的第二输出端。

第一电流互感器与高频逆变网络中的第一二极管连接。

高频逆变网络还包括阻塞二极管和第五二极管，其中第五二极管的正极与第一MOSFET管的源极连接，负极与第三MOSFET管的漏极连接，阻塞二极管的负极与第一MOSFET管的漏极连接，正极与第五二极管的负极连接，并且第一电流互感器与第五二极管连接。

原边谐振网络包括并联的谐振电容和谐振电感，其中谐振电容和谐振电感的并联节点作为原边谐振网络的输入端，并且谐振电容在重叠环流通路上，第二电流互感器与谐振电容连接。

微分电路包括串联的微分电阻和微分电容，其中微分电阻和微分电容的自由端分别作为微分电路的输入端，微分电阻与微分电容的串联节点以及微分电阻的自由端分别作为微分电路的输出端。

另外，本发明还提供了一种感应电能传输系统的环流控制方法，其按以下步骤进行：

（1）当环流产生时，第一电流互感器检测正向环流通路和反向环流通路中一条单向环流通路的单向环流并且输出给第一比较器的正极，第一比较器将单向环流与最小环流阈值i_TH比较，输出二进制的第一脉冲给FPGA：当所述单向环流大于所述最小环流阈值i_TH时，输出为高电平1，当所述单向环流小于所述最小环流阈值i_TH时，输出为低电平0，并且所述第一脉冲的脉冲宽度等于环流持续时间T_circle；

（2）第二电流互感器检测谐振电容的电流信号输出给第二比较器，第二比较器用于判断谐振电容的电流方向并且输出二进制的第二脉冲给FPGA：当谐振电容的电流方向为正方向时，输出高电平1；当谐振电容的电流方向为负方向时，输出低电平0；

（3）FPGA根据第一脉冲，计算得出谐振电容的环流峰值i_cmax，其中环流峰值i_cmax即为谐振电容中存在的最大电流；

（4）微分电路输出反映谐振电容的电压峰值信号的尖脉冲波给第三比较器，并且由第三比较器转换成二进制的第三脉冲输出给FPGA，当FPGA检测到第三脉冲发生跳变时，则控制AD采集器采集谐振电容的电压并且输出给FPGA，此时采集到的电压即为谐振电容的电压峰值U_peak；

（5）FPGA记录环流通道第一次达到环流峰值i_cmax的第一时间t₁，以及相邻的第二次达到环流峰值i_cmax的第二时间t₂，并且根据第一时间t₁、第二时间t₂、环流峰值i_cmax和电压峰值U_peak计算得出强迫振荡频率ω_n与固有谐振频率ω_c的频率差Δω；

（6）FPGA根据所述第二脉冲，确定频率差的补偿方向：当第二脉冲为高电平1时，表示强迫振荡频率ω_n低于固有谐振频率ω_c，当第二脉冲为低电平0时，表示强迫振荡频率ω_n高于固有谐振频率ω_c；

（7）FPGA输出所述频率差Δω和补偿方向给脉冲发生电路，从而实现强迫振荡频率ω_n的补偿；

（8）重复上述步骤。

在步骤（3）中环流峰值i_cmax的确定包括以下步骤：

（01）设定单向环流通路中对应MOSFET管和二极管的导通电阻为R_r，谐振电容的等效串联电阻为R_ESR，在环流产生瞬时谐振电容的电压为U_cp（0），由于环流峰值i_cmax也存在于环流产生瞬时，故环流峰值i_cmax表示为i_cmax=U_cp（0）/（R_r+R_ESR）……（ⅰ）；

（02）谐振电容的电压方程式表示为U_cp（t）=Cp（R_r+R_ESR）                                                

……（ⅱ），设定环流持续时间T_circle后的谐振电容的电压为U_cp（T_circle），根据方程式（ⅱ）得出U_cp（T_circle）=U_cp（0）

，则U_cp（0）=U_cp（T_circle）

……（ⅲ），其中U_cp（T_circle）=i_TH（R_r+R_ESR）……（ⅳ）为环流通路中谐振电容电压的临界阈值；

（03）将方程式（ⅲ）和（ⅳ）代入方程式（ⅰ）中得出环流峰值i_cmax=U_cp（T_circle）

/（R_r+R_ESR）=i_TH（R_r+R_ESR）

/（R_r+R_ESR）……（ⅴ），从而确定所述环流峰值i_cmax。

在步骤（5）中所述频率差Δω的计算包含以下步骤：

（001）根据所述第一时间t₁和所述第二时间t₂得出谐振电压U_cp在Δt时间内发生的电压变化ΔU_cp=U_cp（t₂）－U_cp（t₁）=（i_cmax（t₂）－i_cmax（t₁））（R_r+R_ESR）=i_cmax（t₂－t₁）（R_r+R_ESR）……①，其中i_cmax为环流峰值，R_r和R_ESR分别为MOSFET管和二极管的导通电阻，以及谐振电容的等效串联电阻；

（002）谐振电压U_cp在Δt时间内产生的电压变化ΔU_cp还表示为ΔU_cp=U_peak*sin（ω_n-ω_c）Δt= U_peak*Δω*Δt……②；

（003）将方程式②代入方程式①中得出频率差Δω为Δω=ω_n-ω_c=

=

，其中谐振电压峰值U_peak在所述步骤（4）中得出。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

本发明通过第一电流互感器、第一比较器获得环流持续时间，进而通过FPGA计算得出单向环流通道中的电流峰值，通过微分电路、第三比较器和AD采集器获得电压峰值，FPGA根据获得的电流峰值和电压峰值计算得出强迫振荡频率与固有谐振频率的频率差；通过第二电流互感器和第一比较器获得频率差的补偿方向；与传统的频率差补偿方法不同，本发明采取了精密度要求不高的电流互感器和比较器，便于环流准确控制的实现，并且环流控制方法比较简单。

附图说明

本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：

图1是感应电能传输系统的方框原理图；

图2是图1中感应电能传输系统的电路图；

图3是在固有谐振频率偏低于强迫振荡频率时，环流通路的电压、电流和开关的波形示意图；

图4是感应电能传输系统中环流通路等效电路图；

图5是本发明中环流控制装置的方框原理图；

图6是本发明的一个实施例中，图5所示环流控制装置的电路图；

图7是本发明中环流控制方法的流程图。

其中：Edc为直流电流源，Ld为滤波电感，S1为第一MOSFET管，S2为第二MOSFET管，S3为第三MOSFET管，S4为第四MOSFET管，SD1为第一二极管，SD2为第二二极管，SD3为第三二极管，SD4为第四二极管，Cp为谐振电容，Lp为谐振电感，Ls为拾取线圈，Cs为拾取电容，D1～D4为二极管，Lf为滤波电感，Cf为滤波电容，Rl为负载，CT1为第一电流互感器，CT2为第二电流互感器，L1为第一比较器，L2为第二比较器，L3为第三比较器，R为微分电阻，C为微分电容，FD为阻塞二极管，RD为第五二极管。

具体实施方式

本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。

本说明书（包括任何附加权利要求、摘要和附图）中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。

如图1所示，该并联型感应电能传输系统可分为原边部分（能量发射端）和副边部分（能量接收端）。在原边部分，准电流源与高频逆变网络连接，输出直流电源给该高频逆变网络；脉冲发生电路与高频逆变网络连接，输出控制脉冲用于控制该高频逆变网络输出的波形，其中该控制脉冲的脉冲频率即为强迫振荡脉冲；高频逆变网络与原边谐振网络连接，输出方波电流给该原边谐振网络；该原边谐振网络与副边谐振网络连接，输出正弦电流给副边谐振网络；副边谐振网络通过滤波网络与负载连接，将正弦电流经过滤波处理后输出给负载。在环流产生时该高频逆变网络与该原边谐振网络形成了存在重叠环流通路的正向环流通路和反向环流通路，并且该原边谐振网络包括该重叠环流通路。

如图2所示，其为图1中所示感应电能传输系统的具体电路图，在原边部分，该准电流源包括串联的直流电源Edc和滤波电感Ld。该高频逆变网络包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，第一开关包括第一MOSFET管S1和反并联的第一二极管SD1，第二开关包括第二MOSFET管S2和反并联的第二二极管SD2，第三开关包括第三MOSFET管S3和反并联的第三二极管SD3，第四开关包括第四MOSFET管S4和反并联的第四二极管SD4，其中所有二极管的正极均与对应MOSFET管的源极连接，负极均与对应MOSFET管的漏极连接。第一MOSFET管S1的源极与第二MOSFET管S2的漏极连接，第三MOSFET管S3的源极与第四MOSFET管S4的漏极连接，第一MOSFET管S1的漏极与第三MOSFET管S3的漏极连接，第二MOSFET管S2的源极与第四MOSFET管S4的源极连接，并且所有MOSFET管的栅极均与脉冲发生电路连接，第一MOSFET管S1的源极作为该高频逆变网络的第一输出端，第三MOSFET管S3的源极作为该高频逆变网络的第二输出端。该原边谐振网络包括并联的谐振电容Cp和谐振电感Lp，并且两者的并联节点作为原边谐振网络的输入端。在高频逆变网络中含有两个开关对（S1，S4），（S2，S3），通过这两个开关对的互补切换将输入的直流电源转换成方波电流。

在副边部分，副边谐振网络包括并联的拾取线圈Ls和拾取电容Cs，滤波网络包括由四个二极管（D1、D2、D3和D4）构成的整流环节、滤波电感LF和滤波电容CF，其中二极管D1与二极管D4串联，二极管D3与二极管D2串联，并且二极管D1的负极与二极管D3的负极连接，二极管D4的正极与二极管D2的正极连接。拾取线圈Ls和拾取电容Cs的第一并联节点与二极管D1和二极管D4的串联节点连接，第二并联节点与二极管D3和二极管D2的串联节点连接。二极管D3的负极通过滤波电感LF与滤波电容CF的第一端连接，二极管D2的正极与滤波电容CF的第二端连接。负载RL的两端分别与滤波电容CF的第一端和第二端连接。

当脉冲发生电路向感应电能传输系统施加的强迫振荡频率与系统的固有谐振频率一致时，高频逆变网络中开关对的切换恰好在谐振电压过零点进行。但是在感应电能传输系统中，由于系统的使用或者环境（诸如温度）的改变，会使感应电能传输系统中副边部分发生相对移动或者负载参数发生变化，此时副边部分向原边部分产生反射阻抗相应动态变化，使得原边谐振网络固有参数发生漂移，导致系统固有谐振频率偏离于强迫振荡频率。

对于系统的固有谐振频率偏离于强迫振荡频率存在偏高于和偏低于该强迫振荡频率两种情况，现在以固有谐振频率偏低于强迫振荡频率来分析环流的产生机理。如图3所示，此时两个开关对（S1，S4）和（S2，S3）切换间隙存在一段环流区域，如图中Ⅰ，Ⅱ，Ⅲ区域所示。在区域Ⅰ，当开关对（S1，S4）断开，开关对（S2，S3）导通时，准电流源通过（S2，S3）给谐振电容Cp反向充电，但是由于此时谐振电压U_cp仍为正值，谐振电容Cp则分别与第三MOSFET管S3和第一二极管SD1构成一条单向环流通路，与第二MOSFET管S2和第四二极管SD4构成一条单向环流通路，其中单向环流通路中存在的最大电流称为环流峰值i_cmax，如图4中（a）所示。这两条单向环流都同时经过谐振电容Cp，存在重叠环流通路，因此谐振电容Cp上的最高电压称为重叠环流通路上的电压峰值U_peak。同样地，在区域Ⅱ，谐振电容Cp与第一MOSFET管S1和第三二极管SD3构成一条单向环流通路，与第四MOSFET管S4和第二二极管SD2构成另一条单向环流通路，如图4中（b）所示。 

从图4中可以看出，在单向环流通路中由于开关对的导通电阻R_r和谐振电容Cp的等效电阻R_ESR均较小，可能产生较大的瞬时电流尖峰。在环流峰值较大时会造成谐振波形畸变，开关管损耗增加，在大功率应用中甚至可能损毁开关器件。然而，适当环流的存在却有助于加快开关对的切换过程。

传统的环流控制中通过实时检测谐振频率和环流持续时间来进行相位补偿，但是由于环流产生的时间极短（通常在0.1μs至1μs之间），普通的数字采集器件无法完成采样过程。本发明则提出一种基于比较器的环流检测策略，通过检测环流持续时间和谐振电容的电压峰值来实现环流的准确控制。

如图5所示，该环流控制装置在传统感应电能传输系统的基础上，增加了第一电流互感器、第二电流互感器、第一比较器、第二比较器、第三比较器和FPGA，其中高频逆变网络通过第一电流互感器与该第一比较器的正极连接，通过该第一电流互感器输出正向环流通路和反向环流通路中一条环流通路的单向环流给第一比较器的正极，其中该第一比较器的负极连接感应电能传输系统的最小环流阈值i_TH；原边谐振网络通过第二电流互感器与第二比较器的正极连接，通过该第二电流互感器输出谐振电容的电流信号给第二比较器，其中该第二比较器的负极接地。第一比较器与该FPGA连接，其将接收到一条环流通路的单向环流与最小环流阈值i_TH比较，输出二进制的第一脉冲信号给该FPGA，其中第一脉冲的脉冲宽度等于环流持续时间T_circle：当该单向环流的电流值大于最小环流阈值iTH时，输出为高电平1；当该单向环流的电流值小于最小环流阈值i_TH时，输出为低电平0，由此可以得出环流持续时间T_circle，进而得出谐振电容Cp的环流峰值i_cmax。第二比较器与该FPGA连接，检测谐振电容的电流方向，输出二进制的第二脉冲给FPGA：当谐振电容的电流方向为正方向时，输出为高电平1，表示固有谐振频率偏高于强迫振荡频率；当谐振电容的电流方向为负方向时，输出为低电平0，表示固有谐振频率高于强迫振荡频率，从而得出强迫振荡频率的补偿方向。

原边谐振网络依次通过微分电路与第三比较器连接，输出反应谐振电容上电压峰值信号的尖脉冲波给该第三比较器。该第三比较器与该FPGA连接，将尖脉冲波转换成二进制的第三脉冲输出给该FPGA。

FPGA与AD采集器双向连接，并且该AD采集器与原边谐振网络中的重叠环流通路连接，在FPGA检测到第三比较器L3输出的第三脉冲发生跳变时，该AD采集器采集谐振电容Cp的电压并且输出给该FPGA，其中此时采集到的电压即为谐振电容Cp的电压峰值U_peak。

该FPGA与脉冲发生电路连接，其根据第一脉冲和测得的谐振电容Cp的电压峰值U_peak，计算得出固有谐振频率和强迫振荡频率的频率差，根据第二脉冲确定强迫振荡频率的补偿方向，从而输出正值或者负值的频率差给脉冲发生电路，实现频率补偿。

如图6所示，其为本发明的一个实施例中该环流控制装置的电路图，由于在实际感应电能传输系统的高频逆变网络中二极管通常集成在MOSFET管中，无法对一条环流通路中的单向环流实行检测，因此在本实施例中采用阻塞二极管FD来封锁与该第一MOSFET管S1反向并联的第一二极管SD1，并且为第一MOSFET管S1增加了反向并联的第五二极管RD，以方便单向环流的测量。第五二极管RD的正极与第一MOSFET管S1的源极连接，负极与第三MOSFET管S3的漏极连接，并且阻塞二极管FD的负极与第一MOSFET管S1的漏极连接，正极与第五二极管RD的负极连接，其中第五二极管RD、第三MOSFET管S1和谐振电感Cp在环流产生过程中形成一条单向环流通路。第一电流互感器CT1的一端与第五二极管RD连接，用于检测该单向环流通路的单向环流，第一电流互感器CT1的另一端与第一比较器L1的正极连接，并且第一比较器L1的负极连接感应电能传输系统的最小环流阈值i_TH，其中该最小环流阈值iTH通常取0.07A，但是应注意的是该最小环流阈值i_TH的取值根据感应电能传输系统的不同而有所不同。第二电流互感器CT2的一端与谐振电容Cp连接，用于检测通过谐振电容Cp的电流信号，第二电流互感器CT2的另一端与第二比较器L2的正极连接，并且第二比较器L2的负极接地。微分电路包括串联的微分电阻R和微分电容C，其中微分电阻R和微分电容C的自由端分别作为微分电路的两个输入端，与谐振电容Cp的两端连接；两者的串联节点和微分电容C的自由端作为微分电路的两个输出端，分别与第三比较器L3的正极和负极连接。第一比较器L1、第二比较器L2和第三比较器L3的输出端均与FPGA连接。另外，AD采集器的两输入端分别与谐振电容Cp的两端连接，输出端与FPGA连接。

应注意的是：第一电流互感器CT1包含但不限于检测由第五二极管RD、第三MOSFET管S1和谐振电感Cp形成的这一条环流通路的单向环流，其可以用于检测在环流产生过程中形成的任何一条环流通路的单向环流，诸如采用阻塞二极管FD来封锁与该第二MOSFET管S1反向并联的第二二极管SD1，向第二MOSFET管S1增加了反向并联的第五二极管RD，用来检测由第二二极管SD2、第四MOSFET管S4和谐振电容Cp形成的一条环流通路的单向环流。

基于上述环流控制装置的环流控制方法按如下步骤进行，如图7所示。

步骤一：当环流产生时，第一电流互感器CT1检测正向环流通路和反向环流通路中一条单向环流通路的环流并且输出给第一比较器L1的正极，该第一比较器L1将该单向环流与该最小环流阈值i_TH比较，输出二进制的第一脉冲给FPGA：当单向环流大于最小环流阈值i_TH时，输出为高电平1，当单向环流小于最小环流阈值i_TH时，输出为低电平0，并且第一脉冲的脉冲宽度（即高电平持续时间）等于环流持续时间T_circle。例如在图6所示中环流控制装置中，第一电流互感器CT1检测由第五二极管RD、第三MOSFET管S3和谐振电容Cp形成的环流通路的单向环流。

步骤二：第二电流互感器CT2检测谐振电容Cp的电流信号并且输出给第二比较器L2的正极。该第二比较器L2用于判断该谐振电容Cp的电流方向并且输出二进制的第二脉冲给该FPGA：当谐振电容Cp的电流方向为正方向时，输出为高电平1；当谐振电容Cp的电流方向为负方向时，输出为低电平0。

步骤三：FPGA根据从第一比较器L1接收到的第一脉冲，可以计算得出谐振电容Cp的环流峰值i_cmax，其中该环流峰值i_cmax即为该谐振电容Cp存在的最大电流。如图6所示，在该环流控制装置的待测单向环流通路（由第五二极管RD、第三MOSFET管和谐振电容Cp形成的单向环流通路）中，环流峰值i_cmax的计算包括以下步骤：

（01）设定待测的单向环流通路中对应MOSFET管和二极管的导通电阻为R_r，谐振电容Cp的等效串联电阻为R_ESR，在环流产生瞬时谐振电容Cp的电压为U_cp（0），由于所述环流峰值i_cmax也存在于环流产生瞬时，故环流峰值icmax表示为icmax=U_cp（0）/（R_r+R_ESR）……（ⅰ）；

（02）谐振电容Cp的电压方程式表示为为U_cp（t）=Cp（R_r+R_ESR）

……（ⅱ），设定环流持续时间T_circle后谐振电容Cp的电压为U_cp（T_circle），根据方程式（ⅱ）得出U_cp（T_circle）=U_cp（0）

，则U_cp（0）=U_cp（T_circle）

……（ⅲ），其中U_cp（T_circle）=i_TH（R_r+R_ESR）……（ⅳ）为环流通路中谐振电容电压的临界阈值；

（03）将方程式（ⅲ）和（ⅳ）代入方程式（ⅰ）中得出环流峰值icmax=U_cp（T_circle）

/（R_r+R_ESR）=i_TH（R_r+R_ESR）

/（R_r+R_ESR）……（ⅴ），从而确定环流峰值i_cmax。

步骤四：微分电路输出反应谐振电容Cp的电压峰值信号的尖脉冲波给该第三比较器，并且由该第三比较器转换成二进制的第三脉冲输出给FPGA，当该FPGA检测到该第三脉冲发生跳变（即谐振电容Cp出现电压峰值）时，该AD采集器采集该谐振电容Cp的电压并且输出给FPGA，此时采集到的电压即为谐振电容Cp的电压峰值U_peak。

步骤五：FPGA记录对应单向环流通路第一次达到环流峰值i_cmax的第一时间t₁，以及相邻的第二次达到环流峰值i_cmax的第二时间t₂，并且根据第一时间t₁、第二时间t₂、环流峰值i_cmax和电压峰值U_peak计算得出强迫振荡频率ω_n与固有谐振频率ω_c的频率差Δω。

在图6所示的环流控制装置中，设定单向环流通道中对应MOSFET管和二极管的导通电阻为R_r，谐振电容Cp的等效串联电阻为R_ESR，则频率差Δω的计算包含以下几个步骤：

（001）谐振电容Cp的谐振电压U_cp在Δt时间内产生的电压变化ΔU_cp表示为ΔU_cp=U_peak*sin（ω_n—ω_c）Δt……①，其中U_peak可以在上述步骤四中得出，为已知值；

（002）根据上述第一时间t₁和第二时间t₂可以间接得出ΔU_cp，即ΔU_cp=U_cp（t₂）-U_cp（t₁）=（i_cmax（t₂）—i_cmax（t₁））（R_r+R_ESR）……②，

（003）将方程式②代入方程式①中得出强迫振荡频率ω_n与固有谐振频率ω_c的频率差Δω=

=

 。

步骤六：FPGA根据步骤二中得到的第二脉冲，确定频率差Δω的补偿方向：当第二脉冲为高电平1时，表示强迫振荡频率ω_n低于固有谐振频率ω_c，当所述第二脉冲为低电平0时，表示强迫振荡频率ω_n高于固有谐振频率ω_c。

步骤七：FPGA输出该频率差Δω和补偿方向给脉冲发生电路，从而实现强迫振荡频率ω_n的补偿。

本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。

Claims (9)

1.一种感应电能传输系统的环流控制装置，包含准电流源、脉冲发生电路、高频逆变网络以及包括谐振电容和谐振电感的原边谐振网络，在环流产生时所述高频逆变网络与所述谐振电容形成正向环流通路和反向环流通路，并且所述谐振电容是所述正向环流通路与所述反向环流通路的重叠环流通路，其中所述准电流源与所述高频逆变网络连接，提供直流电给所述高频逆变网络；

所述脉冲发生电路与所述高频逆变网络连接，输出控制脉冲来控制所述高频逆变网络输出的波形，其中所述控制脉冲的频率为强迫振荡频率；

所述高频逆变网络与所述原边谐振网络连接，输出方波电流给所述原边谐振网络；

其特征在于：还包含第一电流互感器、第二电流互感器、第一比较器、第二比较器、第三比较器、微分电路、AD采集器和FPGA，所述高频逆变网络通过所述第一电流互感器与所述第一比较器的正极连接，输出正向环流通路和反向环流通路中一条单向环流通路的单向环流给所述第一比较器，其中所述第一比较器的负极连接最小环流阈值i_TH；

所述原边谐振网络通过所述第二电流互感器与所述第二比较器的正极连接，输出所述谐振电容的电流信号给所述第二比较器，其中所述第二比较器的负极接地；

所述第一比较器、所述第二比较器分别与所述FPGA连接，分别输出第一脉冲和第二脉冲给所述FPGA，所述第一脉冲的脉冲宽度等于环流持续时间T_circle；所述原边谐振网络通过所述微分电路分别与所述第三比较器的正极和负极连接，输出反映所述谐振电容的电压峰值信号的尖脉冲波给所述第三比较器；

所述第三比较器与所述FPGA连接，将所述尖脉冲波转换成第三脉冲输出给所述FPGA；

所述FPGA与所述AD采集器双向连接，所述AD采集器与所述原边谐振网络连接，在所述FPGA检测到所述第三比较器输出的第三脉冲发生跳变时，所述AD采集器采集所述谐振电容的电压并且输出给所述FPGA，此时采集到的电压即为所述谐振电容的电压峰值U_peak；

所述FPGA与所述脉冲发生电路连接，输出强迫振荡频率与固有谐振频率的频率差以及所述频率差的补偿方向给所述脉冲发生电路，从而实现强迫振荡频率的补偿。

2.根据权利要求1所述的感应电能传输系统的环流控制装置，其特征在于：所述高频逆变网络包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述第一开关包括第一MOSFET管（S1）和反并联的第一二极管（SD1），所述第二开关包括第二MOSFET管（S2）和反并联的第二二极管（SD2），所述第三开关包括第三MOSFET管（S3）和反并联的第三二极管（SD3），所述第四开关包括第四MOSFET管（S4）和反并联的第四二极管（SD4），其中所述第一MOSFET管（S1）的源极与所述第二MOSFET管（S2）的漏极连接，所述第三MOSFET管（S3）的源极与所述第四MOSFET管（S4）的漏极连接，所述第一MOSFET管（S1）的漏极与所述第三MOSFET管（S3）的漏极连接，所述第二MOSFET管（S2）的源极与所述第四MOSFET管（S4）的源极连接，所有二极管的正极均与对应MOSFET管的源极连接，负极均与对应MOSFET管的漏极连接，所有MOSFET管的栅极均与所述脉冲发生电路连接，所述第一MOSFET管（S1）的源极作为所述高频逆变网络的第一输出端，所述第三MOSFET管（S3）的源极作为所述高频网络的第二输出端。

3.根据权利要求2所述的感应电能传输系统的环流控制装置，其特征在于：所述第一电流互感器（CT1）与所述高频逆变网络中的第一二极管（SD1）连接。

4.根据权利要求2所述的感应电能传输系统的环流控制装置，其特征在于：所述高频逆变网络还包括阻塞二极管（FD）和第五二极管（RD），其中所述第五二极管（RD）的正极与所述第一MOSFET管（S1）的源极连接，负极与第三MOSFET管（S3）的漏极连接，所述阻塞二极管（FD）的负极与所述第一MOSFET管（S1）的漏极连接，正极与所述第五二极管（RD）的负极连接，并且所述第一电流互感器（CT1）与所述第五二极管（RD）连接。

5.根据权利要求1所述的感应电能传输系统的环流控制装置，其特征在于：所述原边谐振网络包括并联的所述谐振电容（Cp）和所述谐振电感（Lp），其中所述谐振电容（Cp）和谐振电感（Lp）的并联节点作为所述原边谐振网络的输入端，并且所述第二电流互感器（CT2）与所述谐振电容（Cp）连接。

6.根据权利要求1所述的感应电能传输系统的环流控制装置，其特征在于：所述微分电路包括串联的微分电阻（R）和微分电容（C），其中所述微分电阻（R）和所述微分电容（C）的自由端分别作为所述微分电路的输入端，所述微分电阻（R）与所述微分电容（C）的串联节点以及所述微分电阻（R）的自由端分别作为所述微分电路的输出端。

7.一种感应电能传输系统的环流控制方法，其特征在于按以下步骤进行：

（1）当环流产生时，第一电流互感器检测正向环流通路和反向环流通路中一条单向环流通路的单向环流并且输出给第一比较器的正极，所述第一比较器将所述单向环流与最小环流阈值i_TH比较，输出二进制的第一脉冲给FPGA：当所述单向环流大于所述最小环流阈值i_TH时，输出为高电平1，当所述单向环流小于所述最小环流阈值i_TH时，输出为低电平0，并且所述第一脉冲的脉冲宽度等于环流持续时间T_circle；

（2）第二电流互感器检测谐振电容的电流信号输出给第二比较器，所述第二比较器用于判断所述谐振电容的电流方向并且输出二进制的第二脉冲给FPGA：当所述谐振电容的电流方向为正方向时，输出高电平1；当所述谐振电容的电流方向为负方向时，输出低电平0；

（3）所述FPGA根据所述第一脉冲，计算得出所述谐振电容的环流峰值i_cmax，其中所述环流峰值i_cmax即为所述谐振电容中存在的最大电流；

（4）所述微分电路输出反映谐振电容的电压峰值信号的尖脉冲波给第三比较器，并且由所述第三比较器转换成二进制的第三脉冲输出给所述FPGA，当所述FPGA检测到所述第三脉冲发生跳变时，则控制AD采集器采集所述谐振电容的电压并且输出给所述FPGA，此时采集到的电压即为所述谐振电容的电压峰值U_peak；

（5）所述FPGA记录环流通道第一次达到环流峰值i_cmax的第一时间t₁，以及相邻的第二次达到环流峰值i_cmax的第二时间t₂，并且根据所述第一时间t₁、所述第二时间t₂、所述环流峰值i_cmax和所述电压峰值U_peak计算得出强迫振荡频率ω_n与固有谐振频率ω_c的频率差Δω；

（6）所述FPGA根据所述第二脉冲，确定所述频率差的补偿方向：当所述第二脉冲为高电平1时，表示强迫振荡频率ω_n低于固有谐振频率ω_c，当所述第二脉冲为低电平0时，表示强迫振荡频率ω_n高于固有谐振频率ω_c；

（7）所述FPGA输出所述频率差Δω和所述补偿方向给脉冲发生电路，从而实现强迫振荡频率ω_n的补偿。

8.根据权利要求7所述的感应电能传输系统的环流控制方法，其特征在于：所述步骤（3）中所述环流峰值i_cmax的确定包括以下步骤：

（01）设定单向环流通路中对应MOSFET管和二极管的导通电阻为R_r，谐振电容的等效串联电阻为R_ESR，在环流产生瞬时谐振电容的电压为U_cp（0），由于所述环流峰值i_cmax也存在于环流产生瞬时，故环流峰值i_cmax表示为i_cmax=U_cp（0）/（R_r+R_ESR）……（ⅰ）；

（02）谐振电容的电压方程式表示为U_cp（t）=Cp（R_r+R_ESR） 

……（ⅱ），其中Cp表示谐振电容的电容值，设定环流持续时间T_circle后的谐振电容的电压为U_cp（T_circle），根据方程式（ⅱ）得出U_cp（T_circle）=U_cp（0），则U_cp（0）=U_cp（T_circle）

……（ⅲ），其中U_cp（T_circle）=i_TH（R_r+R_ESR）……（ⅳ）为环流通路中谐振电容电压的临界阈值；

（03）将方程式（ⅲ）和（ⅳ）代入方程式（ⅰ）中得出环流峰值i_cmax=U_cp（T_circle）

/（R_r+R_ESR）=i_TH（R_r+R_ESR）

/（R_r+R_ESR）……（ⅴ），从而确定所述环流峰值i_cmax。

9.根据权利要求7所述的感应电能传输系统的环流控制方法，其特征在于：所述步骤（5）中所述频率差Δω的计算包含以下步骤：

（001）根据所述第一时间t₁和所述第二时间t₂得出谐振电压U_cp在Δt时间内发生的电压变化ΔU_cp=U_cp（t₂）－U_cp（t₁）=（i_cmax（t₂）－i_cmax（t₁））（R_r+R_ESR）=i_cmax（t₂－t₁）（R_r+R_ESR）……①，其中i_cmax为环流峰值，R_r和R_ESR分别为MOSFET管和二极管的导通电阻，以及谐振电容的等效串联电阻；

（002）谐振电压U_cp在Δt时间内产生的电压变化ΔU_cp还表示为ΔU_cp=U_peak*sin（ω_n-ω_c）Δt= U_peak*Δω*Δt……②；

（003）将方程式②代入方程式①中得出频率差Δω为Δω=ω_n-ω_c=

=

，其中所述谐振电压峰值U_peak在所述步骤（4）中得出。

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