CN102150352A - 转换装置以及配有这种装置的不间断电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及转换装置，包括：电源输入端(121，122)、整流部件(D1，D4)、开关部件(T2，T3)、控制部件(301)和开关辅助电路(231，232)，其中所述开关辅助电路包含电感部件、分流输入电流(IE)的部件、和储能部件(137，138)。本发明的装置的特征在于，电感部件基本上包括直接与电源输入端(121，122)连接并包含反绕绕组的变压器(TP，TN)，以及分流装置包括直接连接在所述电感部件与基准电压或输出线(115，117)之间的辅助开关部件(TX2，TX3)，以便在主起动P之前，在所述电感部件上建立输入电流旁路。本发明还涉及包括上述转换装置的不间断电源。

Description

转换装置以及配有这种装置的不间断电源

技术领域

本发明涉及转换器的领域，诸如逆变器，例如，用在不间断电源中，尤其用在大功率不间断电源，即功率一般包含在大约100kVA(千伏安)到500kVA之间的不间断电源中的那些。

更具体地说，本发明涉及设计成在输出线上供应大致直流输出电压的单向转换装置，所述装置配有至少一个开关单元，包括：

-施加一般可变输入电压的电源输入端；

-与所述电源输入端连接以便供应输出电压的整流部件；

-与所述电源输入端连接的开关部件，以获得输入电流的主接通或主截止，使得当发生主截止时，将所述输入电流转向所述整流部件；

-所述开关部件的控制部件；以及

-安排在电源输入端与输出线之间的开关辅助电路，以在主接通之前，建立大致等于零的开关电压，所述开关辅助电路包含电感部件；输入电流分支部件；和并联在开关部件上的储能部件，以在主接通之前，建立起电感部件中的所述电流的谐振。

背景技术

通常，改进不间断电源是为了提高它们的效率以及降低往往较低的大约几千赫兹的开关频率引起的噪声干扰。在这种背景下，已经证明，人们感兴趣的是使用呈现几个电平(通常三个电平)的布局、使用具有增强的性能的组件以便改进对上述问题的解决方案的不间断电源。

参考图1，一种这样的不间断电源11包含干线系统输入端12，其上连接了电力网供电、并且其使可变输入电压，最常见的是AC(交流)电压，能够施加到所述不间断电源11上。不间断电源还包含干线系统输出端13，其上连接了负载、并且其提供称为备用电源的电源，即电压和频率受控的电源。不间断电源11包含与干线系统输入端12连接的整流器或AC/DC转换器15；大致DC电压线16、17；和与整流器的输出端连接的电压基准18。不间断电源11还包括包含储能部件20的DC/DC转换器19，所述转换器和所述储能部件连接在大致DC电压线16、17上。不间断电源11进一步包含连接在电压基准18与大致DC电压线16、17之间的解耦电容器21、22；和连接在所述线16、17与干线系统输出端13之间的可逆逆变器或DC/AC转换器23。

表示在图2中的不间断电源11的整流器15包含六个开关电路31～36。更准确地说，整流器15对于三相的每个相都包含两个开关电路，一个专用于正半波，另一个专用于负半波。整流器15还是单向型的，即，它是不可逆的，只能进行AC/DC转换。为了实现这种AC/DC转换，整流器15包含晶体管41～46和二极管51～56。

从图1和图2中可以看出，不间断电源11呈现三个电平的布局，即，整流器15在三个电平，即，线16上的正电平、线17上的负电平和电压基准18上的零电平上供应大致DC电压。正负电平一般呈现绝对值大致等于线16和17之间的电压VDC的一半的相等电位。

当使用表示在图1中的不间断电源11，尤其在其AC/DC转换功能中的整流装置15时，晶体管41～46的开关速度以及流入其中的大电流造成极大的结构约束。而且，这些有源电子组件中的开关损耗也限制了开关频率的提高。

弥补这些缺点的一种解决方案是在每个开关电路中使用开关辅助电路，以便实现软开关，即减小开关损耗和控制电流变化。这样的开关辅助电路用在部分表示在图3中的整流装置111中。在表示在图3中的装置中，只表示出与三相之一相联系的两个开关电路。应该注意到，电路整流器111是不可逆的，因此只能用于进行AC/DC转换。

更准确地说，参考图3，整流装置111包含输送AC电压的电压源112、能够在输出线115上供应具有正值的大致恒定电压的第一开关电路113、和能够在输出线117上供应具有负值的大致恒定电压的第二开关电路116。包含二极管DP的整流装置111的第一分支将输入电压的正半波供应给第一开关电路113。同样，包含二极管DN的整流装置111的第二分支将输入电压的负半波供应给第二开关电路116。在电压源与上述两个分支之间，电感118在开关周期的尺度上进行阻抗匹配。每个开关电路113、116包含输入输入电流IE的电源输入端121、122。与其各自电源输入端121、122连接的整流部件，在这种情况下，二极管D1、D4供应相继从截止状态切换到接通状态的输出电压VS。每个开关电路113、116包含与其各自电源输入端121、122连接、并能够实现状态改变(即输入电流的主接通或主截止)的开关部件，即主晶体管T2、T3。当发生主接通时，输入电流IE流入主晶体管中。当发生主截止时，输入电流IE转向整流部件。二极管DP、整流部件D1和开关部件T2形成常称为升压布局的布局。二极管DN、整流部件D4和开关部件T3的情况亦如此。因此，表示在图3中的布局常称为双升压。但是，本发明也可以应用于常称为降压结构的布局。

从图3中可以看出，该整流装置配有开关辅助电路131、132，电路131被安排在电源输入端121与输出线115之间，电路132这部分被安排在电源输入端122与输出线117之间。这些开关辅助电路的主要功能是当发生状态变化时，通过限制，或甚至消除所述晶体管T2和T3中的电流或电压减小功率晶体管T2和T3中的开关损耗。尤其，这些开关辅助电路能够零电压地实现开关部件T2和T3的主接通。这种冠以零电压开关的开关模式常常缩写成“ZVS”。开关辅助电路131、132包含分别标为133、134并分别与电源输入端121、122连接的电感部件。在现有技术中，电感部件一般包含常常直接与电源输入端连接的至少一个电感。开关辅助电路131、132还包含分别标为135、136并与所述电感部件连接的输入电流IE的分支部件，以在主接通之前，建立起所述电感部件中的输入电流的分支。开关辅助电路131、132进一步包含分别标为137、138和并联在开关部件上的储能部件，以在主接通之前，建立起电感部件中的输入电流IE的谐振。更准确地说，这些储能部件137包含与二极管D1并联的电容器CR1、和与晶体管T2并联的电容器CR2。同样，储能部件138包含与二极管D4并联的电容器CR4、和与晶体管T3并联的电容器CR3。

表示在图3中的整流装置按如下方式工作。在接通开关部件T2、T3之前，输入电流IE经由分支部件135、136绕道。流入电感部件133、134中的电流强度IRP、IRN在流入整流部件D1、D4中的电流减小的同时增大。当电感部件133、134中的电流强度IRP、IRN达到输入电流IE的值时，整流部件D1、D4截止。然后，在电感部件133、134与储能部件137、138之间进入电流谐振阶段。这个电流谐振阶段能够消除开关部件T2、T3的端子上的电压V2、V3。然后，可以利用大致等于零的开关电压接通这些开关部件T2、T3。在整个这个阶段中，在电感部件中产生磁化，即，磁场的值增大了。

现有技术的转换装置的开关辅助电路在开关部件的主截止之前一般不能实现电感部件的完全退磁。另外，它们包含消耗能量的额定值和数量未得到优化的电功率部件，尤其晶体管。

发明内容

本发明的目的是通过提出设计成在输出线上供应大致DC输出电压的单向转换装置，弥补现有技术的转换装置的缺点，所述装置配有至少一个开关单元，包括：

-施加输入电压的电源输入端；

-与所述电源输入端连接以便供应输出电压的整流部件；

-直接与所述电源输入端连接以便实现输入电流的主接通或主截止，使得当发生主截止时，将所述输入电流转向所述整流部件的开关部件；

-所述开关部件的控制部件；以及

-安排在电源输入端与输出线之间的开关辅助电路，以在主接通之前，建立大致等于零的开关电压，所述开关辅助电路包含电感部件；在主接通之前建立起到所述电感部件上的输入电流的分支的输入电流分支部件；和并联在开关部件上的储能部件，以在主接通之前，建立起电感部件中的所述电流的谐振。

按照本发明的转换装置的特征在于，所述电感部件基本上由直接与电源输入端连接和包含反绕绕组的变压器形成，以及所述分支装置包含直接连接在所述电感部件与电压基准之间或所述电感部件与输出线之间的辅助开关部件。

所述变压器最好包含：

-连接在电源输入端与分支部件之间的第一绕组；以及

-与所述第一绕组磁耦合和连接在所述电源输入端与输出线之间或所述电源输入端与电压基准之间的第二绕组。

所述变压器最好呈现小于一的变压比。

有利的是，第一反向阻断二极管连接在第一绕组与输出线之间或第一绕组与电压基准之间。最好，第二反向阻断二极管连接在第二绕组与输出线之间或第二绕组与电压基准之间。

有利的是，所述辅助开关部件基本上由直接连接在第一绕组与电压基准之间或第一绕组与输出线之间的辅助晶体管形成，在主截止时和在发生所述辅助晶体管接通的时刻，所述辅助晶体管在变压器绕组上供应其值是所述输出电压的函数的电压。

按照一个实施例，所述控制部件包含设计成在比预定时段长的时段之后强迫延迟主接通的延时模块。所述控制部件最好应用于所述辅助开关部件，并且包含设计成在比预定时段长的时段期间触发电流分支的模块。

所述整流装置最好包括包含电流输入端的二极管，所述输入端与电源输入端连接。

有利的是，所述储能部件包含与整流部件并联的第一电容器、和与开关部件并联的第二电容器。

本发明还涉及不间断电源，包括：施加可变输入电压的电源输入端、与所述输入端连接的整流器、连接在所述整流器的输出端上的至少一条大致DC电压线、与所述电压线连接并包含设计成供应可变输出电压的输出端的逆变器，其特征在于，所述整流器是按照上述权利要求之一的转换装置，并且在所述线上供应大致DC输出电压。

附图说明

本发明的其它优点和特征可以从只为非限制性示范目的给出的、和表示在附图中的本发明的特定实施例的如下描述中更清楚地看出。

图1表示按照现有技术的不间断电源；

图2表示表示在图1中的不间断电源的整流器；

图3表示按照现有技术的带有开关辅助电路的整流装置；

图4部分地表示按照本发明第一实施例的转换装置；

图5示意性地表示转换装置的控制部件；

图6A～图6M是例示表示在图4中的转换装置在半波的主要部分期间的操作的时序图；

图7A～图7K是例示表示在图4中的转换装置在半波的开头和末尾上的操作的时序图；

图8部分地表示按照本发明第二实施例的降压装置；以及

图9表示按照本发明的不间断电源。

具体实施方式

部分地表示在图4中的转换装置211是包含上文已经描述过的和用相同标号指示的元件的整流装置。就图3而言，只表示出了与三相之一相联系的两个开关电路。转换装置211包含输送AC电压VE和输入电流IE的电压源112。与表示在图3中的情况一样，第一开关电路213在输出线115上供应具有正值的大致恒定电压。同样，第二开关电路216在输出线117上供应具有负值的大致恒定电压。就图3而言，这些开关电路是升压型的。每个开关电路213、216包含施加输入电压VE和输入输入电流IE的电源输入端121、122。输入电压VE是可变的，一般是AC，并常常是正弦的。二极管DP、整流部件D1和开关部件T2形成升压型的第一结构。形成升压型的第二结构的二极管DN、整流部件D4和开关部件T3的情况亦如此。开关部件的每个主晶体管T2、T3一般包含并联的和相对于晶体管中的电流流动的方向沿着相反方向定向的二极管D2、D3。转换电路211配有开关辅助电路231、232，电路231被安排在电源输入端121与输出线115之间，电路232被安排在电源输入端122与输出线117之间。

在表示在图4中的实施例中，标为DP和DN的组件是二极管。在其它实施例中，这些组件可以是晶闸管。

参考图4，每个开关辅助电路231、232包含基本上由变压器TP、TN形成的电感部件。每个变压器TP、TN直接与所考虑的开关电路的电源输入端121、122连接。换句话说，变压器的两个绕组直接与电源输入端连接。由于每个开关辅助电路的电感部件基本上由变压器形成，以及后者直接与电源输入端121、122连接，简化了转换装置211及其开关辅助电路231的布局。

表示在图4中的每个开关辅助电路231、232还包括包含辅助开关部件(即，辅助晶体管TX2、TX3)的输入电流IE的分支部件。每个辅助晶体管与变压器TP、TN连接，以便在主接通之前，建立起所述变压器中的输入电流IE的分支。更准确地说，每个辅助晶体管TX2、TX3直接连接在变压器TP、TN与电压基准之间。所述直接连接指的是辅助晶体管与电压基准之间，和这同一个辅助晶体管与变压器之间的连接部件基本上由电导体和/或这些导体的等效电阻形成。

表示在图4中的每个开关辅助电路231、232进一步包含并联在开关部件，即，每个晶体管T2、T3上，和并联在整流部件，即，二极管D1、D4上的储能部件137、138。更准确地说，储能部件137包含与二极管D1并联的电容器CR1、和与晶体管T2并联的电容器CR2。同样，储能部件138包含与二极管D4并联的电容器CR4、和与主晶体管T3并联的电容器CR3。除了别的之外，这些储能部件能够在主接通之前，在变压器TP中建立电流谐振。

如图4所示，每个开关电路231、232的变压器TP、TN包含连接在电源输入端121、121与辅助开关部件TX2、TX3之间的第一绕组251、252。这个变压器TP、TN还包含第二绕组253、254，第二绕组253、254与第一绕组251、252磁耦合并连接在这同一个电源输入端121、122与输出线115、117之间，更准确地说，电源输入端121、122与二极管DA1、DA4之间。而且，第二绕组253、254相对于第一绕组251、252是反绕的。

变压器TP、TN的这种配置使得当接通辅助晶体管TX2、TX3时，能够将更多的电流转向变压器TP、TN的每个绕组。由于绕组的反绕和所述绕组的相邻端与电源输入端的连接，输入电流IE事实上被转成由每个绕组分享。从而通过互感将输入电流IRP、IRN放大。这样就能够减小辅助晶体管TX1、TX2的额定电流。在截止二极管D1、D4之后，主晶体管T2、T3的端子上的电压V2、V3减小到大致等于零的值，并且接通相应二极管D2、D3，从而能够在零电压下接通所述主晶体管。

一旦接通了主晶体管T2、T3，变压器TP、TN的这种配置进一步使所述变压器退磁，即，不再有任何电流流入变压器绕组中。这样就防止了将导致转换装置被毁的电力堆积在变压器中。这种退磁可以通过二极管DX1、DX4来实现，当辅助晶体管TX2、TX3截止时，并且当所述二极管接通时，二极管DX1、DX4能够反向地将输出电压VS施加在绕组251、252上。

变压器TP、TN一般在每个绕组上都呈现一般不能被忽略的磁漏。因此，可以定义磁漏引起的等效电感，并且将这个电感与等效谐振电感联系在一起。这个谐振电感决定变压器绕组中的电流上升的斜率。有利的是，变压器TP、TN包含将绕组分开的电绝缘材料。除了别的之外，选择这种绝缘材料的厚度能够调整变压器的漏电感，因此电流上升的斜率。

从图4中可以看出，第一二极管DX1、DX2连接在第一绕组251、252与输出线115、117之间。当辅助晶体管TX2、TX3截止时，这个二极管使电流能够只沿着一个方向流入第一绕组251、252中。这个二极管还限制了辅助晶体管TX2、TX3的端子上的电压。第二二极管DA1、DA4连接在第二绕组253、254与输出线115、117之间。这个二极管使电流能够只沿着一个方向流入这个第二绕组中。这些二极管DA1、DA4的存在防止了转换器211的开关辅助电路的任何可逆操作，并且能够使变压器TP、TN退磁。这种单向操作由于限制了开关电路231、232的操作时间，因此限制了所述电路中的损耗而令人感兴趣。

开关部件的主晶体管T2、T3可以用在双晶闸管模式中，即以自然的方式发生接通。一般说来，当开关部件的开关电压V2、V3变成大致等于零和二极管D2、D3接通时，以自然的方式发生主接通。但是，在电源输入端121、122上的输入电流IE的强度太小，即电压VE的幅度小于其最大值的大约10％——一般对应于所述电压VE的半波的开头或末尾的情况下，输出电压没有时间到达线电压VS的目标值，并且主晶体管的自然接通是不可能的。在这种情况下，储能部件的电容器事实上没有时间充电，难以实现进入电感部件的电流谐振。

为了弥补这个缺点，表示在图5中的控制部件301包含设计成在比预定时段TMAX长的时段之后强迫延迟主接通的延迟模块315。这种强迫操作模式主要在电压VE的半波的开头或末尾上，当输入电流IE的值不足以对储能部件的电容器充电的时候实现。在图5中只为开关单元213表示出了控制部件301。可以使用用于开关单元216、和其它相的开关单元的等效部件，但都未表示出来。

更准确地说，如图5所示，控制部件301包含生成第一脉宽调制(PWM)控制信号302的基准模块311。这个第一控制信号从输出电压VS、输入电压VE、和输入电流IE的测量值中确定。模块316在时段TMAX′期间进行辅助晶体管TX2的接通。这个时段从第一控制信号302的前沿开始。因此，在正常操作下和在这个时段TMAX′期间，可以接通辅助晶体管TX2，这样就能够消除电压V2，以便进行主晶体管T2的接通。为此，控制部件包含检测主晶体管T2的端子上的电压V2的过零的比较器312。这个比较器的输出端与标为313的第一逻辑布尔AND(与)运算器的输入端连接。这个运算器的另一个输入端与携带第一脉宽调制控制信号302的模块311的输出端连接。从而，电压V2的过零和有效脉宽调制信号的同时存在激活这个布尔运算器313的输出端。这个运算器313的输出端与标为314的第二布尔OR(或)运算器连接，第二布尔OR运算器314的输出端与主晶体管T2的控制输入端连接。因此，在正常操作下，当激活AND运算器313的输出端时，运算器314的输出端也被激活，这样就能够在电压V2过零的时刻命令主晶体管T2接通。

在强迫操作下，即在输入电压VE的半波的开头或末尾上，输入电流IE的值不足以消除主晶体管T2的端子上的电压V2。因此，AND运算器313的输出端保持失效。因此，为了以强迫的方式接通主晶体管T2，使用上述延迟模块315。使携带第一控制信号302的模块311的输出端与这个模块315的输入端连接，这个模块315本身的输出端与逻辑OR运算器314的输入端连接。因此，在强迫操作下，在预定时间TMAX结束时自动接通晶体管T2。

作出用在调制模块311中的占空比的选择一般要考虑到变压器TP、TN的退磁时间——一般是大约接通时间的一半。这样就防止了这些变压器的饱和。

参考图6A～图6M的时序图，下文在转换装置的电源输入端上的输入电流IE的强度足以实现主晶体管的自然接通的情况下对图4的转换装置的开关电路213的操作加以描述。换句话说，下文所述的操作一定程度上排除了电压VE的半波的开头和末尾。

一开始，主晶体管T2处在接通或导电状态下——在图6A中用存在粗线来指示。辅助晶体管TX2本身处在截止状态下——在图6B中用不存在粗线来指示。从图6F中可以看出，二极管D1是截止的。晶体管T2看到表示在图6E中的电流IT2流动——大致等于输入电流IE。因此，表示在图6D中的晶体管T2的端子上的电压V2大致等于零。二极管DA1未看到如图6G所示的任何电流流动，并处在截止状态下。因此，表示在图6H中的在其端子上的电压VDA1大致等于输出线115上的输出电压VS的值。

在时间t1，晶体管T2截止(图6A)，并且输入电流IE被分支到储能部件137——使所述晶体管的损耗减小。从图6D中可以看出，主晶体管T2的端子上的电压V2开始逐步增大，对并联电容器CR2充电。二极管DA1仍然处在截止状态下，并且这些端子上的电压VDA1开始减小(图6H)，直到它到达零值。同时，从图6K中可以看出，辅助晶体管TX2的端子上的电压VTX2增大，直到它到达输出电压VS的值。

在时间t2，主晶体管T2的端子上的电压V2到达输出电压VS的值(图6D)，并且二极管D1开始让表示在图6F中的电流ID1流过，电流ID1的值大致等于输入电流IE的值。

在时间t3，辅助晶体管TX2被接通(图6B)，这将导致二极管D1中的电流ID1减小(图6F)——被分支到已经接通的所述辅助晶体管TX2中。因此，从图6J中可以看出，辅助晶体管TX2看到逐步增大的电流ITX2。因此，表示在图6C中的输入到变压器TP中的电流IRP在电流ID1减小的同时增大。在二极管DA1的接通之后，这个电流IRP由变压器TP的第一绕组251中的电流ITX2(图6J)与这同一个变压器TP的第二绕组253中的电流IDA1(图6G)之和产生。二极管DA1一被接通，输出电压VS就施加到变压器TP的两个绕组251、253上。由于这个变压器的磁漏，绕组251将在它的端子上接受表示在图6M中的大致等于输出电压VS的电压VSEC。变压器TP的变压比非常接近一，表示在图6J中的绕组251中的电流ITX2和表示在图6G中的绕组253中的电流IDA1大致等于输入到变压器TP中的电流IRP的数值的一半，即等于输入电流IE的一半。

在时间t4，不再有任何电流流入二极管D1中，这导致后者截止(图6F)。因此，晶体管T2的端子上的电压V2(图6D)开始减小。同时，从图6C、6G和6J中可以看出，变压器TP的输入端上的电流IRP以及每个绕组中的电流IDA1和ITX2因互感而继续增大。这样，输入到变压器中的电流IRP进入谐振。在时间t4，放电的电容器CR1事实上随着主晶体管T2的端子上的电压V2减小到零而逐步充电。同时，最初充电的电容器CR2开始放电。

在时间t4和t5之间，当主晶体管T2的端子上的电压V2大致等于输出电压VS的一半时，输入到变压器TP中的电流IRP将到达谐振峰(图6C和6D)。在经过这个时间期间，变压器TP的绕组251的端子上的电压VSEC将减小(图6M)，而这同一个变压器的绕组253的端子上的电压VPRI将增大(图6I)。换句话说，输出电压VS同时从绕组251切换到绕组253。

在时间t5，虽然主晶体管T2的端子上的电压V2消除了(图6D)，但弱电流将流入与晶体管T2并联的反接二极管D2中。这可以从表示流入由主晶体管T2和二极管D2构成的模块中的电流IT2的图6E中看出。主晶体管T2在时间t5和时间t6之间被接通，因此，这些端子上的电压V2大致等于零(图6D)。从而，使发生这种接通时消耗的电能最小。

在时间t6，主晶体管T2中的电流IT2逐步增大(图6E)，同时分别在第一和第二绕组251、253中的电流ITX2和IDA1的强度减小(图6J，6G)。

在时间t7，不再有任何电流流入二极管DA1中和流入变压器IP的第二绕组253中(图6G)——导致所述二极管截止。表示在图6J中的弱强度的电流IMAG由于变压器TP的磁化，继续流入晶体管T2中和流入所述变压器的第一绕组中。在时间t7和时间t8之间，由于变压器TP的绕组253、251的端子上的电压VPRI、VSEC大致等于零(图6I、6M)，所以这个电流IMAG的值保持大致不变。

在时间t8，命令晶体管TX2进入截止状态(图6B)，并且，如图6L所示，二极管DX1能够使流入第一绕组251中的磁化电流IMAG完全被除去。因此，在主晶体管T2的主接通之前，使变压器TP完全退磁。从图6K中可以看出，晶体管TX2的端子上的电压的值大致等于输出电压VS。从图6H中可以看出，二极管DA1这部分的端子上的电压大致等于输出电压VS的值的两倍。因此，在变压器TP退磁期间，辅助晶体管TX2的端子上的电压VTX2比二极管DA1的端子上的电压VDA1低两倍。因此，吸收高退磁电压的是二极管DA1，而不是辅助晶体管TX2——使得能够选择较低额定值的晶体管TX2——因此，更加便宜，和更低功耗地工作。

在时间t9，变压器TP完全退磁，即，其端子上的电压的值是零。因此，电流IMAG变成零，以及二极管DX1截止(图6L)。从而，我们恢复到时间t1之前的初始状态。

参考图7A～图7K，下文在电源输入端上的输入电流IE的强度不足以实现主晶体管的自然接通的情况下对图4的转换装置的开关电路213的操作加以描述。因此，下文所述的操作一般可应用于电压VE的半波的开头和末尾。

一开始，从图7A中可以看出，晶体管T2处在接通或导电状态下，并且让表示在图7E中的电流IT2流过，电流IT2的值大致等于输入电流IE。从图7D和图7F中可以看出，主晶体管T2的端子上的电压V2的值几乎是零，并且二极管D1处在截止状态下。

在时间t1，主晶体管T2从接通状态切换到截止状态(图7A)，并且输入电流IE被分流到储能部件137。从图7D中可以看出，主晶体管T2的端子上的电压V2开始逐步增大，对并联电容器CR2充电。当输入电流IE的强度太小时，晶体管T2的端子上的电压V2极缓慢地增大，并且无法达到输出电压VS的值。因此，不能接通二极管D1，使二极管D1不导电(图7F)。

在时间t2，辅助晶体管TX2被接通(图7B)。因此，从图7I中可以看出，辅助晶体管TX2看到逐步增大的电流ITX2。同样，输入到变压器TP中的电流IRP(图7C)和二极管DA1中的电流IDA1(图7G)也增大。

然后，输入到变压器TP中的电流IRP进入谐振阶段。最初放电的电容器CR1事实上随着主晶体管T2的端子上的电压V2降低到零而逐步充电。同时，最初充电的电容器CR2开始放电。然后，输入到变压器TP中的电流IRP达到谐振峰(图7C)接着减小。从图7C、7D、7G、7H、7I和7K中可以看出，谐振阶段导致主晶体管T2的端子上的电压V2不能被消除地振荡。因此，由于控制部件301的逻辑布尔AND运算器313的输出端保持在失效状态的事实，所以不能接通晶体管T2。

在时间t3，在经过了控制部件301的延迟模块316定义的时间TMAX之后，自动接通主晶体管T2(图7A)。同时，主晶体管T2的终端上的电压V2突然下降到零(图7D)——在主晶体管T2中产生电流峰(图7E)。电流IRP减小(图7C)，并且二极管DA1处在截止状态下(图7G)。只有磁化电流IMAG流入晶体管TX2中(图7I)。

在时间t4，在控制部件301的模块315定义的时段TMAX′之后，辅助晶体管TX2截止(图7B)。二极管DX1使变压器TP能够在时间t5实现完全退磁(图7H、7I和7J)。

在时间t5，变压器TP完全退磁。因此，电流IMAG变成零，并且二极管DX1截止(图7J)。然后，我们恢复到时间t1之前的初始状态。

上文描述了其操作的表示在图4中的转换装置对应于升压斩波器型的部件。按照本发明的转换装置也可以适用于如表示在图8中的实施例所示的降压斩波器型的部件。

部分地表示在图8中的转换装置包含上文参考图4已经描述过的元件。为了简化起见，只表示出了用于处理与三相之一相联系的正半波的开关电路。表示在图8中的转换装置包含输送AC输入电压VE和输入电流IE的电压源402、和开关部件404。所示的开关电路能够在输出线415上供应具有正值的大致恒定电压VS。电路转换器的输出端被表示成DC电压源VS。电感403为匹配两个电压源之间的阻抗服务。所示的开关电路包含施加输入电压VE和输入输入电流IE的电源输入端405。整流部件D1和主晶体管T2形成降压结构。转换装置配有安排在电源输入端405与输出线415之间的开关辅助电路，该开关辅助电路包含基本上由直接与电源输入端405连接的变压器TP形成的电感部件412。该开关辅助电路还包含输入电流分支部件411，即，辅助晶体管TX2，其与变压器TP、TN连接，以便在主接通之前建立输入电流IE到所述变压器的分支。更准确地说，辅助晶体管TX2连接在第一绕组451与输出线415之间。该开关辅助电路进一步包含并联在开关部件404上的储能部件413。

如图8所示，变压器TP包含连接在电源输入端405与分支部件TX2之间的第一绕组451、和与第一绕组磁耦合并连接在所述电源输入端405与输出线和电压基准之间的第二反绕绕组453。第一反向阻断二极管DX1连接在第一绕组451与电压基准之间。第二反向阻断二极管DA1连接在第二绕组453与电压基准之间。这种降压部件的操作基本上与上文所述的升压部件的操作相同。

上文所述的转换装置，尤其整流装置可以用在像表示在图9中的那种那样的不间断电源501中。这种不间断电源包含施加来自第一三相电力系统的可变输入电压的电源输入端502。该不间断电源包含前述类型的整流器503，所述整流器连接在一方面电源输入端502与另一方面两条输出线504或大致DC电压总线之间。该不间断电源包含逆变器506，逆变器506连接在输出线504与设计成将安全的三相AC电压供应给负载508的输出端507之间。DC电压总线504还经由DC/DC转换器510与电池509连接。

从图9中可以看出，静态开关511和512使得能够在第一三相电力系统的电源输入端502与也是三相的第二电力系统的电源输入端513之间作出选择。从而，可以通过不间断电源501，经由第一安全电力系统供电给负载，然后，如果有需要，切换到第二电力系统。

Claims (11)

1.一种设计成在输出线(115，117)上供应大致直流输出电压(VS)的单向转换装置，所述装置配有至少一个开关单元(213，216)，包括：

-施加输入电压(VE)的电源输入端(121，122)；

-与所述电源输入端连接以便供应输出电压(VS)的整流部件(D1，D4)；

-直接与所述电源输入端连接的开关部件(T2，T3)，以获得输入电流的主接通或主截止，使得当发生主截止时，将所述输入电流转向所述整流部件；

-所述开关部件的控制部件(301)；以及

-安排在电源输入端(121，122)与输出线(115，117)之间的开关辅助电路(231，232)，以便在主接通之前，建立大致等于零的开关电压(V2，V3)，所述开关辅助电路包含电感部件；在主接通之前建立起到所述电感部件上的输入电流的分支的输入电流(IE)的分支部件；和并联在开关部件上的储能部件(137，138)，以便在主接通之前，建立起电感部件中的所述电流的谐振，

其特征在于，所述电感部件基本上由直接与电源输入端(121，122)连接和包含反绕绕组的变压器(TP，TN)形成，以及所述分支部件包含直接连接在所述电感部件与电压基准之间或所述电感部件与输出线之间的辅助开关部件(TX2，TX3)。

2.按照权利要求1所述的装置，其特征在于，所述变压器(TP，TN)包括：

-连接在电源输入端(121，122)与分支部件(TX2，TX3)之间的第一绕组(251，252)；以及

-与所述第一绕组磁耦合并连接在所述电源输入端(121，122)与输出线(115，117)之间或所述电源输入端(121，122)与电压基准之间的第二绕组(253，254)。

3.按照权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述变压器呈现小于一的变压比。

4.按照权利要求2或3所述的装置，其特征在于，第一反向阻断二极管(DX1，DX4)连接在第一绕组(251，252)与输出线(115，117)之间或第一绕组(251，252)与电压基准之间。

5.按照权利要求4所述的装置，其特征在于，第二反向阻断二极管(DA1，DA4)连接在第二绕组(253，254)与输出线(115，117)之间或第二绕组(253，254)与电压基准之间。

6.按照权利要求2到5的任何一项所述的装置，其特征在于，所述辅助开关部件基本上由直接连接在第一绕组(251，252)与电压基准之间或第一绕组(251，252)与输出线(115，117)之间的辅助晶体管(TX2，TX3)形成，在主截止时和在发生所述辅助晶体管(TX2，TX3)接通的时刻，所述辅助晶体管在变换器绕组上供应其值是所述输出电压(VS)的函数的电压。

7.按照权利要求1到6的任何一项所述的装置，其特征在于，所述控制部件(301)包括设计成在比预定时段(TMAX)长的时段之后强迫延迟主接通的延时模块(315)。

8.按照权利要求7所述的装置，其特征在于，所述控制部件(301)应用于所述辅助开关部件(TX2，TX3)，并且包含设计成在比预定时段(TMAX′)长的时段期间触发电流分支的模块(316)。

9.按照权利要求1到8的任何一项所述的装置，其特征在于，所述整流装置包括包含电流输入端的二极管(D1，D4)，所述输入端与电源输入端(121，122)连接。

10.按照权利要求1到9的任何一项所述的装置，其特征在于，所述储能部件(137，138)包括与整流部件并联的第一电容器(CR1，CR4)、和与开关部件并联的第二电容器(CR2，CR3)。

11.一种不间断电源(301)，其包括：其上施加可变输入电压的电源输入端(302)、与所述输入端连接的整流器(303)、连接在所述整流器的输出端上的至少一条大致直流电压线、和与所述电压线连接并包含设计成供应可变输出电压的输出端(307)的逆变器(306)，其特征在于，所述整流器是按照上述权利要求之一的转换装置，并且在所述线上供应大致直流输出电压。

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