CN102148669B - 分集发送方法和系统 - Google Patents

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Abstract

提供一种以多天线发送模式在多根天线上发送低编码速率空间复用信道的系统。所述系统包括发射机和处理器。所述处理器以如下方式被配置：所述处理器对一个信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中信道编码比特的数目与信息比特的数目之比大于1；并且所述处理器将所述信道编码比特映射到调制符号，其中每个信道编码比特一次映射到一个调制符号。所述发射机被配置为采用扩频序列在所述多根天线中的第一天线上发送所述调制符号的第一部分，并且采用所述扩频序列在所述多根天线中的第二天线上发送所述调制符号的第二部分。

Description

分集发送方法和系统
背景技术
在此使用的术语“用户设备”或“UE”可以指无线设备，例如移动电话、个人数字助理、掌上或膝上电脑，以及具有电信能力的类似设备。这样的UE可能由无线设备及其关联的通用集成电路卡(UICC)组成，或者仅由该无线设备自身组成而不包括这样的电路卡，其中，UICC包括订户识别模块(SIM)应用、通用订户识别模块(USIM)应用、或可移除用户识别模块(R-SIM)应用。术语“UE”也可以指具有类似无线能力但不便携的设备，例如桌上电脑、机顶盒、或网络设备。术语“UE”也可以指任何能为用户端接通信会话的硬件或软件组件。同时，这里的术语“用户设备”、“UE”、“用户代理”、“UA”、“用户设备”或者“用户节点”都可以作为同义词使用。
随着电信技术的演进，已经引入了更加高级的网络接入设备，它们能够提供原来所不能提供的服务。这种网络接入设备可能包括作为传统无线电信系统中同等设备的改进的系统和设备。可以将这种高级的或下一代的设备包括在演进的无线通信标准中，例如长期演进(LTE)和LTE-Advanced(LTE-A)。例如，LTE或LTE-A系统可以包括演进的节点B(eNB)、无线接入点或者类似的组件而不是传统的基站。本文使用的术语“eNB”或“接入节点”将指无线网络中任何能够创建接收和发送覆盖的地理区域的组件，例如传统基站、无线接入点、或者LTE或LTE-A eNB，其中接收和发送覆盖使得UE或中继节点能够接入电信系统中的其他组件。接入节点可以包括许多硬件和软件。
附图说明
为了更加全面地理解本公开的内容，结合附图和具体实施方式进行如下简要说明，其中相同的附图标记表示相同的部分。
图1是根据现有技术，多天线传输方案的图。
图2是根据现有技术，天线虚拟化的图。
图3是根据现有技术，PUCCH(物理上行控制信道)格式2结构和扩频的图。
图4是根据现有技术，接收机结构的图。
图5是根据现有技术，被分为两个五比特路径的编码器的图。
图6是根据现有技术，SORTD(空间正交发送分集)的图。
图7是根据现有技术，对SORTD的简单重复的图。
图8是根据现有技术，对SORTD的联合编码的图。
图9是根据现有技术，对PUCCH格式2的STBC(空时分组码)的图。
图10是根据本公开的实施例，低编码速率空间分集的图。
图11是根据本公开的实施例，可变正交低编码速率空间分集的图。
图12a-12e描述了根据本公开的实施例，在低编码速率空间复用中可以用到的等式。
图13描述了根据本公开的实施例，在低编码速率空间复用中可以用到的表格。
图14是根据本公开的实施例，针对重复和扩频的扩展里德-穆勒码的接收机结构的图。
图15是根据本公开的实施例，针对低秩的扩展里德-穆勒码的接收机结构的图。
图16是根据本公开的实施例，虚拟化的可变正交低编码速率空间分集的图。
图17示出了根据本公开的备选的实施例，无线电信系统中用于通信的方法的实施例。
图18示出了适用于实现本公开的多个实施例的处理器以及相关组件。
具体实施方式
首先应了解，尽管如下提供的本公开给出了一个或更多实施例的示例性实现方式，但所公开的系统和/或方法可使用任何数目的现在已知或 已经存在的技术来实现。本公开不应被限制在下文所示意的示例性实现方式、附图和技术，包括这里图示和说明的示例性设计和实现方式，而是可以在所附权利要求及其所有等同方式范围内进行修改。
多天线UE传输是第三代合作伙伴计划(3GPP)当前的LTE-A工作中的重要组成部分。本公开提出了一种适用于LTE-A物理上行控制信道(PUCCH)的灵活的发送分集技术，该技术能避免针对PUCCH提出的现有技术的缺陷，能够利用与现有的LTE PUCCH码后向兼容的信道编码，并能提供与使用多达两倍的正交资源(因此仅允许一半用户共享同样的PUCCH资源)的技术相当的性能。
已针对多天线传输开发出两种一般的方案：发送分集和空间复用。一般认为这两种技术是相互排斥的，因为发送分集用于提高较差信道条件下的鲁棒性，而空间分集用于提高较好信道条件下的吞吐量。
图1的上部分110示出了一种常用的时空分组码(STBC)：“Alamouti”码，其可以被用于发送分集。典型地还会使用前向纠错码(FEC)，然后对编码后的符号进行调制以形成符号流“s”120。一次采用两个这样的符号，在第一时刻，在第一天线130a上传输第一符号，同时在第二天线130b上传输第二符号。在第二时刻瞬间，对第二符号取反和取共轭并在第一天线130a上传输，同时对第一符号取共轭并在第二天线130b上传输。因为符号同时在两个天线130上传输，并且也在两个时隙上传输，在天线130上传输的符号数与调制和编码产生的符号数相同(也就是说，这是“速率1的STBC”)。由于STBC的特性，接收机能够恢复出这两个被传输的符号，使得两个天线130上的功率被有效合并，并获得显著的分集增益。这种分集增益降低了错误接收的几率，提高了困难信道条件下的性能。然而，与空间复用不同，这种方法并没有增加信道中所能传输的符号数。
图1的下部分140示出了一种简单的空间复用方案。这里，将循环冗余校验(CRC)与FEC和调制一起使用。然后，在两个天线150之间简单划分已调制的符号，并在两根天线150上进行同时发送。如果无线传播过程中有足够的散射以及足够高的信噪比(SNR)，具有两根天线的接收设备(未示出)就可以对合并信号进行独立的测量，并且可以对它们 进行分离并成功地解码传输。这里，每个天线150的符号数是CRC+FEC+Mod模块160输出符号数的一半。这样就使得相同带宽上的信息数据速率倍增。
因为空间复用要求相对高的SNR和足够的散射，其鲁棒性不如其他传输送技术。这种鲁棒性的缺乏意味着其趋于以(至少在初始传输中)较高的误块率进行操作。因为数据传输系统首要地要求低误差率，因此使用诸如混合自动重传请求(HARQ)之类的额外机制来降低误差率。这些机制需要一些误差检测方法来判断数据块是否出错，从而可以要求重传，和/或将该传输与后续传输进行组合。最常用的误差检测方法是附加的奇偶校验位(通常使用CRC码)，该奇偶校验位是对数据进行计算然后以FEC方式编码的。
使用两个以上天线与使用两个天线相比可获得附加的发送分集增益，随着从其他来源(例如更多的接收天线)而来的分集、多径带来的频率分集、HARQ或交织带来的时间分集等等的增加，该增益减少。然而，如果UE具有两个以上发送天线，为了最有效地利用UE的功率放大器，通过所有天线进行发射仍然可以是重要的。因此，将两天线发送分集扩展到多天线的方案仍然能引起人们的兴趣。
扩展发送分集的一种简单方法是使用天线虚拟化。这在图2中示出。可以将天线虚拟化定义为：从多根天线进行的发射在接收机看来像是从单个天线进行的。可以将虚拟化天线定义为，共同进行发射并且表现得像单个天线的天线组中的一根天线。可以虚拟天线定义为所述表现得像单个天线的天线组。如果采用相干解调，典型地，则需要采用单个的参考信号(图中标识为RS1)作为通过虚拟化天线进行发射的物理信道的相位参考。并且，如果进行扩频(例如用图中的序列cm(k))，则要求在所有虚拟化天线上使用同一个扩频序列。这样，以相同的复合信道响应来接收调制符号和参考信号，并且该参考信号可以作为该调制符号的相位参考。
图2中在虚拟化天线的220的第二个220b上使用了复数权重序列w1(k)210。复数权重序列w1(k)210可以应用在时间和/或频率中，因此可以按照载波和/或正交频分复用OFDM符号来变化。为了从虚拟化天线 获得分集增益，必须变换其之间发送的信号，使得针对不同时频单元，有效的天线模式是不同的。(可以将时频单元定义为物理层的最小数据或信号携带单元。例如，对LTE而言，资源要素就是时频单元。对CDMA系统而言，时间片就是时频单元)。在图2中，通过将第二天线220b上的信号与复数权重序列w1(k)210相乘来对此进行实现。该复数权重序列210使得虚拟化天线的有效天线模式在信息比特的单个编码块的传输期间是变化的，并因此提供分集。如果w1(k)210是不变的，以使得OFDM符号的所有频域分量都应用相同的权重值，而在时域中针对包含一个编码块的不同OFDM符号或时隙使用不同的权重值，这对应于预编码矢量切换(PVS)。如果(这里，N为快速傅里叶变换(FFT)中的抽样数，D为时域抽样的延迟)不变，这将使得包含一个编码块的OFDM符号(例如，OFDM符号或时隙)的所有时域分量应用相同的权重值，而在频域(针对不同的子载波或者子载波组)则使用不同的权重值，这对应于循环延迟分集(CDD)。(当然CDD可以在时域实现。)在后文中将本段引用为“注1”。
为使得通过功率放大器进行有效传输，期望仅改变发送信号的相位，这可以通过对第i个虚拟天线设置来完成。因为很可能只需要少数几种不同的天线模式，针对所有的虚拟化天线，可以将wi(k)设置为{+1，-1，+j，-j}中的项，以实现简单的相位偏移。进一步，当参考信号如在LTE上行链路中那样以占据整个OFDM符号的时分复用(TDM)的方式传输时，则期望在整个时隙上保持wi(k)恒定，以使得用与该时隙中所有其他OFDM符号相同的有效天线模式对该参考信号进行传输。
LTE PUCCH有两种主要的格式集合：1，1a和1b，以及2，2a和2b。格式1集合携带最多2个比特，并用于HARQ的肯定应答/否定应答(ACK/NACK)以及调度请求信令。格式2集合携带最多13个信息比特，包括信道质量信息(CQI)，秩指示(RI)以及预编码矩阵指示(PMI)。本公开重点关注格式2，因为本文实施例最大的益处是针对具有较多比特的控制信道，如格式2。
PUCCH格式2，2a和2b的时隙2的结构如图3所示。对于格式2， 2a和2b，第一时隙具有相同的结构，但携带着符号d(0)到d(4)。格式2与格式2a和2b的唯一区别在于，格式2a和2b的第二个RS 310b被修改为在两个时隙都携带ACK/NACK。因此，本公开重点关注格式2。
对于格式2而言，每个PUCCH时隙由5个携带数据的OFDM符号320和两个仅携带参考信号的OFDM符号310组成。每个承载数据的OFDM符号320与一个正交相移键控(QPSK)调制符号d(n)330相关，其中QPSK调制符号代表两个编码比特。用序列将每个d(n)330扩频为12个抽样的长度(这是LTE资源块中的子载波数目)。可以用等式 来表示该扩频。在LTE中有12个正交扩频序列，因此允许多达12个UE以PUCCH格式2，2a和2b在相同的OFDM子载波上进行传输。接下来，将扩频抽样映射到PUCCH要占据的12个子载波上，并采用离散傅里叶逆变换(IDFT)将其变换到时域以创建每个OFDM符号。(由于当前在LTE中PUCCH不与其他物理信道同时传输，因此将不与PUCCH相对应的子载波设置为零)。
比起如今的块长度有几千比特的许多解码间题而言，PUCCH的解码并没有那么有挑战性。PUCCH CQI的传输只有多至13个信息比特，因此即使采用强力搜索对所有可能的码字进行搜索，在计算上也并非不可实现的。然而，基于快速哈达马变换(FHT)的方案可以用来显著提高最大似然(ML)接收的速度，这可能引起设备商的兴趣。
在LTE中采用的关于PUCCH格式2，2a和2b的信道码属于里德-穆勒(RM)码族，可以用FHT来构建众所周知的高性能ML接收机。这些码的不同变形很可能被用于LTE-A，本公开提供了一些变形。如下讨论，FHT的使用可以显著降低解码复杂度。接下来的讨论简要解释FHT如何被用于里德-穆勒码的解码，但不说明该方法的推导。
使用基于FHT解码的接收机结构如图4所示。在该图中，粗体大写符号为矩阵，粗体小写符号为矢量，°表示按项相乘。同时，为了具体化，在本文的讨论中采取a(32，10)码。也就是说，10个信息比特输入到编码器，然后该编码器产生32信道比特(或信道编码比特)的输出。这带来了10/32或者大约1/3的编码速率。
首先，将接收信号矢量r 410的每项与(信道依赖的)合并权重矢 量h 420的对应项相乘。简单的OFDM接收机可以使用匹配滤波接收机，其中，h 420的项是与接收信号通过的子载波和时隙相对应的信道估计的复共轭。这时，将项430假设为全1的并且忽略不计。一旦应用该合并权重矢量420，解码器将根据对应于每个可能的信息比特序列的每个可能的码字，合并已加权的接收信号项。在图4中，以与(32行，32列)的矩阵G 440相乘的方式完成这种合并。结果显示，n阶哈达马矩阵是n阶里德-穆勒码的子集，因此用哈达马矩阵G 440，或者等价地通过采用FHT，可以(至少部分地)完成解码器的合并。采用FHT在计算上是更优选的，并且在任何实现中都是要被使用的候选方案。
LTE PUCCH格式2，2a和2b码在5阶里德-穆勒码族中，因此将5阶FHT用于解码。FHT的25＝32个输出的每一个都对应于一个假定的码字，因此使用FHT可以解码log2(32)＝5个信息比特。因为需要解码10个信息比特，需要一种方法来处理其余的5比特。
如图5所示，因为里德-穆勒码是线性分组码，二进制相移键控(BPSK)调制编码器的输出可以被表示为两个经过调制和编码的信息比特序列的乘积，其中，每个序列由5个0和信息比特中的5位组成。因此，如果已知5个信息比特序列中的一个，则可以使用对应于已知的5信息比特序列的调制编码序列来对调制编码10信息比特序列进行相乘(或掩蔽)，以产生仅由5个未知信息比特唯一决定的序列。
回到图4上来，如果将430设置为与信息比特中的5位相对应的32个调制编码序列中的一个，则该5信息比特的效果被掩蔽，可以使用FHT对剩余的5信息比特进行解码。因此，解码过程的核心过程包括，假定具有5个信息比特的序列，用调制编码序列来掩蔽合并加权接收信号，对已掩蔽的序列做FHT，存储具有最大相关性的值以及产生该值的10个信息比特。该核心过程对32个假定序列的每一个进行迭代，选择最后解码的10信息比特序列作为为所有迭代中具有最大相关性的一个。
针对合并权重，该基于FHT的方法需要进行32次复数乘法运算，而对于FHT，针对每次迭代，需要Nlog2N＝32×5次实数加减运算。因此，总的运算量为32次复数乘法+32×(32×5)＝5120次加法。针对合并权重， 强力解码则需要32次复数乘法，而对于1024个码字中的每个码字，需要32次加减，总共为32×1024＝32768次加法。因此，通过采用基于FHT的技术，加法的数量可以减小6倍以上。
上行空间复用已经是3GPP当前的LTE-A工作中的协定部分，而上行发送分集技术也被纳入标准化的考虑。已经提出了许多上行发送分集方案，但是每个都有一个或多个缺陷。例如，这些被提出的方案可能使用了额外的上行时频资源，例如在不同的正交资源上传输相同的符号。(时频资源可以定义为物理信道的最小单元，当在单天线上传输时其可以携带完整的调制符号。对于LTE PUSCH而言，资源要素是时频资源。因为LTE PUCCH在子载波上采用正交序列进行扩频，对PUCCH而言，时频资源包括使用该扩频序列进行扩频的多个子载波。对CDMA系统而言，时频资源包括使用扩频序列进行扩频的多个码片时间。正交资源可以定义为由正交扩频序列来识别的物理信道的一部分，该正交扩频序列用于在包括多个时频单元的正交资源上扩频调制符号。对LTE PUCCH格式2，2a和2b而言，正交资源就是PUCCH的一部分，其由用于对其进行扩频的长为12的扩频序列来识别。类似地，对于UTRA HS-DPCCH而言，正交资源就是HS-DPCCH的一部分，其由用于对其进行扩频的长为256的序列来识别)。这些方案同时可以增加峰均发送功率比(或者称为“立方度量”)，导致UE功率放大器更高的峰值功率需求。另外，因为要求在不同子载波上有几乎相同的信道响应，这些方案可能削减对多径的鲁棒性。同时，这些方案可能需要偶数个OFDM符号，而这种要求不是总能满足。
在3GPP中对于LTE-A PUCCH的传输分集方案主要有两类。第一类方法是空间正交发送分集或SORTD(也被称为空间-码字发送分集或SCTD)。由图6的两天线示例可见，在这种方案中，每个天线610在携带了PUCCH的信道编码控制信息的不同的正交资源上进行发送。
SORTD有两种变种。在第一种变种中，在使用与每个天线相关联的正交序列进行扩频前，信道编码比特被复制。如图7所示。这种方法在平坦衰落信道上能获得最大分集增益，因为可以使用两个正交扩频序列将信道编码比特完全分离开。这个方案的缺点是使用了两个正交资源， 这就意味着比起每个UE只使用一个PUCCH正交资源的情况，只有一半数量的用户可以共享同一PUCCH。
在第二种变种中，被称为空间-正交空间复用或SORSM并在图8中示出，采用一种更低速率编码器，并且在正交资源和天线上发送不同的信道编码比特。这种变种比那种简单重复的方案的性能更好，因为R/2速率的编码具有更高的编码增益。然而，其与第一种变种具有相同的缺点：每次PUCCH的传输需要两个正交资源。下面描述的实施例以克服该缺陷为目标。
第二类方法是已经提到的空时分组码。因为STBC通常作用于成对的符号，因此将其直接应用于PUCCH格式2是困难的，因为PUCCH传输的每个时隙有5个符号。如图9所示，这意味着每时隙有两个STBC对910(例如符号1和3以及符合5和7)和“孤立”符号920(符号4)。(第一个时隙的孤立符号920a不能与第二时隙中的孤立符号920b配对，因为典型地，这两个时隙在完全分离的频带上传输。大的频率间隔意味着符号将通过完全不同的信道响应，使得它们不适于STBC。)虽然对于“孤立”符号的编码间题有许多解决方案，但比起正常的成对STBC，这些解决方案的性能更差，其接收也会更复杂。
上面讨论的虚拟化天线方案，例如CDD和PVS方案，也被考虑用于LTE-A。虽然它们没有明确的标准也能经常被采用，但比起空间正交或STBC方案，它们趋向于具有更差的性能。
本发明内容的实施例采用低编码速率空间复用的方法克服了这些现存解决方案的缺点。下面将通过与现有技术多天线传输技术比较的方式，来解释低编码速率空间复用(或LCRSM)的操作。后文仅说明了LCRSM在UE中应用的情况，然而在接入节点中使用LCRSM的其它实施例也是可能的。
图10示出了低编码速率空间复用方案。与图1所示的发送分集和空间复用相比，这种方案采用了具有半信道编码速率的FEC，其可用于具有相同数量的信息比特的单天线传输。如上文所述，一般来说空间复用会提高信息比特速率，因此这种相比于单天线传输码率减半的LCRSM方案似乎与直观印象相反，因为LCRSM传输更多的信道编码比特而不 是传输更多信息比特。这里，使用扩频序列cm(k)1010来示出对每个天线路径的扩频，所使用的扩频序列与经过扩频的第k个时间-频率单元上的第m个正交资源相关联。与空间复用中一样，调制符号在天线1020间被平均地分开，一个正交序列(例如，下标为m的那个)用于两个天线1020，扩频调制符号被同时发送。这促使每个天线1020的编码速率与STBC编码的速率一样高。因此，不同于空间复用，这种方法没有增加信息比特速率。然而，更低的编码速率具有更强的传输鲁棒性以及更高的编码增益。而更强的传输鲁棒性使得LCRSM可以用于低误差率的传输。
相对于具有相同数目的信息比特的单天线传输，LCRSM不要求编码速率减半。然而，因为LCRSM被设计为以分集方法执行，对于两个发送天线LCRSM，信息比特的数目应该小于或等于用于携带信息比特的时频资源所包含的信道编码比特的数目。如果信息比特的数目大于时频资源包含的信道编码比特的数目，则不能通过天线中的一根来发送所有的信息，因此至少一部分信息将不经历发送天线分集。从另一方面来说，相比于在天线上需要对信息进行冗余传输的发送天线分集，这种情况下在天线之间至少一部分信息是独立的。
类似地，为获得发送分集，信道编码比特应该比信息比特多，以使得一些从信息比特而来的信道编码比特能出现在多根天线上。针对具有任意天线数目的LCRSM，这可以要求信道编码比特与信息比特之比大于1。
这种低编码速率空间复用方案特别适用于PUCCH，因为如上所述，具有高计算效率的算法的高性能ML接收机是可能的。众所周知，ML接收机通常可以提高空间复用性能，因而其与PUCCH一同使用使得LCRSM更可行。
LCRSM的优点是它优雅地回退到单天线传输，并且相同的纠错编码和解码器结构可用于单天线和LCRSM两者。因为使用N-天线LCRSM产生N倍的更多奇偶校验位，可以构建LCRSM信道编码以使得单天线传输的编码是LCRSM的子集。对于N-天线LCRSM，这可以通过对于给定的信息比特集，将LCRSM中信道编码比特的1/N设置为与单天线 传输中的信道编码比特相同来实现。
应该注意，eNB估计对应于每个UE天线的信道。对此典型的方案是在每个天线发送不同的参考信号，这可以使用附加的正交资源。对于本实施例的目的，假设将附加的正交资源用于数据而非参考信号限制了可用的正交资源。作出这种假设是因为有许多方法可以创建附加的正交参考信号。例如，更多地在频率和/或时间上扩频参考信号以创建更多正交参考信号是可能的。
LCRSM提供好的性能，同时对于UE的所有发送天线仅需要单个正交资源。然而，至少在一些情况下，对UE的发送天线使用不同正交资源的方案(例如SORSM)可以比LCRSM需要的发送功率更低。因此，允许UE使用各种数目的正交资源进行传输，并且在更多正交资源可用时可以使用更多正交资源，这种做法有好处的。
因此，LCRSM可以扩展到使用可变的正交资源。这在图11中示出。这里，使用扩频序列ci(k)1110来示出每个天线路径扩频，所使用的扩频序列与被扩频的第k个时频单元上的第i正交资源相关联。当将独一的资源用于所有天线上的PUCCH数据时(也就是，在图11中，对于所有单元k，m≠n)，发射机以SORSM模式操作；当仅有一个资源使用时(对于所有单元k，m＝n)，发射机以LCRSM模式操作；而当一些天线在相同的资源上发送而一些不是时(也就是，仅对于一些单元k，或者在图中未示出的多天线情况下，m≠n)，发射机在混合LCRSM-SORSM模式下操作。
N天线的LCRSM最直接的版本是使用单天线情况下所使用奇偶校验位的N倍的奇偶校验位对每个信息比特进行编码，并在天线间复用这些奇偶校验位，使得每个天线携带这些奇偶校验位的1/N。这意味着每个信息比特必须用至少N个奇偶校验位来进行编码。
这种处理方式与空时分组编码形成对比，在空时分组编码中，相同的编码比特在不同符号中重复，而这些符号可以在不同的时间或频率资源上发送，并且这些符号可以进行了正负变换和/或取共轭。LCRSM将信道编码比特简单地在多根天线间分开而不进行复制、正负变换、或者取共轭。正是这种低编码速率与复用行为的结合，使得它具有“空间复 用”发送分集。
与现有技术中的空间复用对比，由于LCRSM方案具有改进的鲁棒性，没有加入使得能够使用链路自适应的误差检测比特(典型地，CRC比特)。这使得空间复用在衰落信道中能起作用。这种在没有误差检测比特情况下操作的能力，对于如PUCCH等的控制信道格外重要，这些控制信道具有小负荷而误差检测比特带来的负载可能使得传输的效率低。
因为LCRSM在低SNR条件下可以产生低误块率，它适合用于控制信道(如LTE的PUCCH格式2，2a和2b)。该信道携带较小的负荷，包括上行信道信息(UCI)，UCI可以是信道质量信息(CQI)，预编码矩阵指示(PMI)，和/或秩指示(RI)。(20，A)分组码用于对多达A＝13个比特进行编码。期望提出一种与(20，A)码相似的(因为该(20，A)码具有好的性能)、易于解码、并且可与LTE后向兼容的码。需要一种具有半速率，因此具有两倍的信道比特数目的码。实际上，也可以在物理上行共享信道(PUSCH)携带PUCCH格式2，2a和2b数据，该信道采用可以对多达A＝11个比特进行编码的(32，A)码。因此，这种码仅需要扩展8信道比特并加长2信息比特，以得到具有A＝13比特的(40，A)码。
有许多对所述码进行扩展和加长的方法。这些方法均可以通过扩张码字生成矩阵的大小来表示。(40，A)码的生成矩阵H在图12a中示出。每个fi，j和gi，j为一个比特。包括条目fi，j的32行×11列矩阵F是(32，A)原始码的重组版本。(这种重组使得标准FHT矩阵可以用于解码。这个重组版本在图13表格1的1310中给出。)扩频的部分为包括条目gi，j的最后两列和最后8行。
扩频该码的最简单方法之一是将每个gi，j设为随机比特。然后可以检测该码字的性能，例如当A＝13时编码所有的213个码字，并检测它们的汉明权重(Hamming weight)。可以创建大量的扩展码，选出具有最优性能的一个(例如具有最大的最小汉明权重的一个)作为扩展码。
虽然随机扩展并加长的码将很可能有合理的性能，然而这种码与其原始码将不具有相同的结构。LTE(32，A)码可以采用快速哈达马变换(FHT)被软解码。如果H增加的行是随机的，这种方法将不再可行，接收机也将比现在需要的更加复杂。因此需要考虑另一种扩展码的方法。
首先通过对F添加两个32项长度的列的方式将码加长。这可以通过对F的最后一列进行2和8项的循环移位实现，得到图12b所示的两个新的列。这时，该扩频码H12可以以图12c所示方式被构造。
从结构的观点来说，对于码设计更关键的方面在于如何进行扩展。在实施例中，通过拷贝H12的前8行并在GF(2)(伽罗瓦域Galois Field(2))将其与对角扩频矩阵S相乘，生成H的最后8行。也就是说，根据sj为“1”或“0”，H12(1∶8，：)的每一行分别或者不变或者全部设为0。这在图12d的等式中示出，其中，符号H12(1∶8，：)表示H12的前8行及其所有列。
因为S中有8比特，由选择的这种H12也就能构造256种可能的码。对这些码的搜索显示，序列[s1 s2 ... s8]＝[1010011]生成的码具有优良的码距特性。
另一种加长和扩展码的可选方法是采用具有低秩子矩阵的G21。例如，H能以图12e所示的方式构造，其中：
S是8×8对角矩阵(与上述具有相同的结构)。这种情况下，序列[s1 s2 ... s8]＝[01110111]生成具有优良码距特性的码。
Z5是8×5的全0矩阵。
E6是8×5截短单位矩阵，其中，第n列的第n行为1，矩阵的其他项为0。
M1≡[10101010]T
O1是8×1的全1矩阵。
如下所述，因为Z5的秩为1，解码其列相应的5个信息比特更容易。
显然采用这些或类似的技术扩展里德-穆勒码还有许多其他方法。然而，通过重复基码的行以及扩频或使用具有低秩子矩阵的扩展码来进行扩展，这种基本思路提供两种相当宽泛的具有计算上高解码效率的方案。应该注意，对H12的行进行简单重复的情形，是重复和扩频方法的一种子方案，其中S是单位矩阵。
更一般的，其他适于短分组大小的码，例如截尾卷积码也可以用于LCRSM。这种码仅需要支持足够低的速率，以使得信道编码比特能在天线间复用。
现在说明如何对采用该重复和扩频的以及低秩的扩展方法得到 LCRSM码进行解码。虽然这些方法集中关注在单天线上传输的BPSK的解码方案，但它们也阐明了采用更高级调制(如QPSK)的多天线传输中解码过程的关键方面，并且可以被直接扩展到用于解码这些传输。
用FHT对重复和扩频的扩展码进行解码，是上面讨论的基于FHT的解码器一种相对直接的外延。在图14示出。其思路为，通过合并重复和扩频符号以及它们重复的符号，来减少信道编码符号的数目以与基本分组码匹配。为此，将加权重复符号与扩频符号的BPSK映射版本相乘以去掉该扩频，然后得到的结果加上其重复的对应的加权符号。调整该合并权重，使得合并重复符号的功率与合并未重复符号的相同，从而保持正交性。该调整比例在图中用因数1/2表示。这留下一些与原始情形相同的接收符号，可以应用对码的原始版本采用的相同的流程：用各个假设进行屏蔽，应用FHT，等等。
对该重复和扩频的扩展码进行解码的计算复杂度与原始码的非常接近。假设解扩与接收的合并权重聚合，整个解码过程仅需要8次附加的复数乘法。
低秩的扩展码的解码稍微复杂一些。这种情况下，相关d如图4中那样被初始化，然而接下来由于最后9信道编码比特的原因要加上修正项。对每个假定，通过将该扩频与该掩蔽、加权接收符号进行相关来计算修正项δ，如图15所示。然后，如果i具有奇数汉明权重，则将δ与di相加；如果i具有偶数汉明权重，则将δ与di相减。
与重复扩展的例子一样，也需要8次附加的复数乘法。然而，计算δ要做8次加法，加上对于每个假定累加di的32次加法，使得修订码的解码需要(40*32)＝1280次附加的加法运算。这样加法运算总共有1280+5120＝6400次。这比起对码进行强力搜索所需的40*1024＝40960次加法运算是非常有利的。如果采用随机码，则需要对最后8比特进行穷尽搜索，这样总运算量为8*1024*5120＝13312，这是低秩扩展码计算上消耗的大约两倍。相对于低秩和重复扩展码，当信息比特的数目增多时，随机码的消耗会变得更大。
因为eNB将基本控制正交资源的分配，实现VO-LCRSM所需的方面包括，在时频单元的部分天线上采用不同的扩频序列，以及将分配到 天线的正交资源指配给用户。该分配可以是不变的或者可变的。如果可变，该分配可以以半静态或者更快的方式变化，在子帧、时隙、甚至OFDM符号速率上改变。基于接下来的分析，考虑一个实施例，该实施例中分配给每个天线的正交资源被设置为使用较高层信令。
如上讨论，VO-LCRSM下的每个天线用正交资源进行扩频，该正交资源由eNB选择，并且可以但并不总是与其他天线上使用的不同。该正交资源在基于LTE或LTE-A的实施例中为目前用于LTE版本8的频域循环移位扩频，但在通常情况下可以为在时间和/或频率上对符号进行扩频的任何序列，其与在同一物理信道上使用的其他扩频序列具有低相关性，并因此使得接收机能够将天线上的传输内容线性分离。
一种很合适基于LTE的系统的实施例为，基于每个时隙改变正交性。在一个时隙，部分或全部天线可以使用一定数目的正交资源发送，而在另一时隙可以使用不同数目的正交资源。
现在考虑两天线的实施例。图13中表2中的1320表示在两个时隙中9个用户中的每个所使用的正交资源的索引。在第一时隙1330，用户1、2和3在每个天线上用不同的正交资源发送，而在第二个时隙1340，他们在两个天线上使用相同的正交资源发送。类似的，用户4、5和6在第一时隙1330用一个资源发送，但第二个时隙1340用两个资源。最后，用户7、8和9在两个时隙都用一个资源发送。相反，如果所有用户必须在两个时隙都用两个资源发送，则得到的配置只能支持更少的用户，如图13中表3中的1350所示。
因此，该方案的一个优点为，其取得了性能-复用的折中：比起在两个时隙每个用户都使用两个正交资源来说，更多用户可以在相同的时频资源上发送，同时与在两个时隙都仅用一个正交资源相比，一个时隙使用两个正交资源可以获得性能增益。
PUCCH格式2、2a和2b携带周期性发送的CQI，因此，一种实用的方案是，通过较高层信令使用这些格式将正交资源分配给UE(如LTE版本8中那样)。一种用信令指示资源的方法是，向每个UE指示UE特定的正交资源集，以及每个正交资源占用的时间-频率资源。在LTE或LTE-A系统中，天线的正交资源的分配应通过较高层信令，例如无线资 源控制(RRC)信令或者媒体接入控制(MAC)控制单元。
在两天线实施例中，对于两个正交资源和两比特指示(每个时隙一个)，该指示可被简化为两个整数，以指示第二个正交资源在每个时隙是否被使用。当采用该信令方案时，第一资源是该UE的“首要”资源，并且不太可能被分配给共享同一时频资源的其他UE，因为这将导致UE间的干扰。然而，第二个正交资源更可能被分配给多于一个UE，因为它并不总是在给定的时隙被使用(正如可以从图13中表2中的1320看到的那样)。
正如本领域众所周知的，UE可以通过较高层信令(RRC)被配置为使用特定PUCCH资源并以特定的周期周期性地报告CQI。出于简化的目的，示例性的例子为，假设有两个UE，其中UE 1以周期P报告CQI，UE 2以周期2P(或者P的其他整数倍)报告CQI。可以分配两个正交PUCCH资源给这两个UE共享。在UE 2报告CQI的时间点(这时UE 1也在报告CQI)，UE 2将使用一个正交PUCCH资源而UE 1将使用另一个正交PUCCH资源。在UE 1报告CQI而UE 2没有报告CQI的时间点期间，UE 1可以使用两个正交PUCCH资源以获得更可靠的信令。
在对CQI报告以及相关联PUCCH资源的较高层配置期间，对每个UE应被指示周期性和相对子帧偏移，及其可以使用的PUCCH资源。在上一段的例子中，将作出如下配置。UE 2将可以以周期2P和相对子帧偏移0使用正交PUCCH资源B。UE 1将可以以周期P和相对子帧偏移0使用正交PUCCH资源A。UE 1也可以以周期2P和相对子帧偏移P使用正交PUCCH资源B。这将避免与UE 2的资源冲突。
当然，上述仅为示例性的例子，并且这种正交PUCCH资源的时间共享可能发生在有两个或更多UE的组内，有多于两个正交PUCCH资源，不同UE具有不同周期(假设所有周期都是某个常数基值的倍数)。
更可取的是使用尽可能多的发送天线，以有效利用功率放大器。如上所述，通过对每个信息比特使用至少N个奇偶校验位并将这些奇偶校验位在N个天线间均匀地复用，LCRSM能支持多根天线。这将使得编码增益随着天线的数目的增加而提高。然而，编码增益的提高将随着编 码速率的下降而降低，这使得在某一点，重复该奇偶校验位的方式与具有相同信道编码比特数目的更低速率编码具有相似的性能。由于采用重复的方式使得可以使用更简单的解码器，因而从实现的观点其具有吸引力。
由于通常只将一个参考信号用于天线虚拟化，因而eNB与UE天线对之间的独立信道不能用该参考信号进行单独估计。对于天线对的独立信道估计的缺乏，妨碍了每个虚拟天线上不同奇偶校验位的相干解调。这使得对N个虚拟天线的N个奇偶校验位采用LCRSM的直接方案不可行。
因为不同的奇偶校验位对于天线虚拟化没有吸引力，重复的方式可以更好。图16示出了采用两对虚拟化天线1610的VO-LCRSM的一种虚拟化版本。图中上部的两个天线1610a和1610b具有常规的VO-LCRSM传输：每个天线携带奇偶校验位的不同集合，使用与其他天线所使用的的序列相同或不同的序列对这些校验位进行扩频。同时示出了对每个天线1610都插入不同的参考信号，这使得能够对天线1610进行信道估计。(虽然在前面的图中没有对不同的参考信号进行说明，对于LCRSM的所有版本来说，在每个发送天线上都使用不同的参考信号)。因为天线1610上的参考信号1620彼此具有不同的扩频，参考信号1620在扩频之后被插入，反之VO-LCRSM中的扩频调制符号通常具有相同的扩频。
图16中天线1610a和1610c一起被虚拟化以形成一个虚拟天线，而天线1610b和1610d一起被虚拟化以形成第二虚拟天线。调制符号序列s1和s2都各自重复并分别分配到天线3和4上。然后，使用和该调制符号序列对应的虚拟天线相同的扩频和参考信号对该调制符号序列扩频并附加上参考信号。因此，到此处为止，天线1和3上的信号是相同的，天线2和4上的信号也相同。如果信号在该处就被简单地发送(也就是，设置w1(k)＝w2(k)＝1)，则从虚拟化天线对上将不能获得分集增益：从每对天线接收的信号将是它们的信道的线性叠加，与其原始信道具有相同的统计特性。
如上所述，为从虚拟化天线对获得分集增益，必须改变天线对间发 送的信号，使得对不同的时频单元其有效天线模式是不同的。在图16中这通过将天线3和4上的信号分别与复数权重序列w1(k)1630a和w2(k)1630b相乘实现。这些复数权重序列1630使得在信息比特的单个编码块的传输期间，虚拟化天线对的有效天线模式是变化的，并因此获得分集。为了在相关联的环境下获得最佳分集增益，w1(k)1630a和w2(k)1630b应为不同的序列，针对每个时间-频率单元k，该不同的序列创建尽可能正交的有效天线模式。因此，适用于基于LTE的上行链路的实施例应为，从{+1，-1，+j，-j}中选择w1(k)1630a和w2(k)1630b以使得w1(k)≠w2(k)，在整个时隙中使用w1(k)1630a和w2(k)1630b各自的单个取值，并在各个时隙中使用w1(k)1630a和w2(k)1630b的不同取值。对此，一种实现方法是设置w1(k)＝js以及w2(s)＝j(s+C)，其中s为整数时隙数目，C为固定整数，并且C＝1，2或3。
如上文注1所述，有多种方法可以改变天线对间发送的信号，以使得有效天线模式对于不同的时频单元是不同的，包括对一个或更多虚拟化天线应用延迟。因此，可以将与w1(k)和/或w2(k)的相乘替代为任意能够使得天线模式在时频单元间充分变化的合适变换。
本文所述的LCRSM实施例规定将每个编码信道比特都映射到调制符号。这与现有技术中的空时编码方案形成对比，所述方案中，通过对信道编码比特所映射到的调制信号进行重复、取反和/或取共轭，使得信道编码比特映射到天线上。LCRSM不需要使用多个正交PUCCH资源，并以此允许更多UE复用和在相同的PUCCH资源上操作。并且，比起使用多个正交资源的发送分集方法(如SORTD)LCRSM具有更好的性能。由于可以将用于LTE PUCCH的现存的前向纠错码扩展到用于LCRSM，因此LCRSM是后向兼容的。并且，应用了与用于LTE PUCCH相同的快速ML解码方法，因此解码器的计算复杂度低并且适用于eNB。另外，由于LCRSM采用了更长的码，PUCCH信息比特的数目可以增加。该更长的PUCCH负荷在LTE-A中尤其有益。与基于空时分组的编码方案相比，LCRSM容易推广到4天线：可以增加码的长度以支持更多天线，或者如上所述，采用相同的编码速率并采用天线虚拟化来支持更多天线。LCRSM同时避免了其他方案的缺点，例如功率放大器峰值功率 增加的需求。
图17图示出了分集发送方法1700的一个实施例，该方法在多根天线上发送低编码速率空间复用信道。在步骤1710，接收到一个扩频序列的指示。在步骤1720，编码信息比特块以形成信道编码比特。信道编码比特的数目与信息比特的数目之比大于1。在步骤1730，将所述信道编码比特映射到调制符号。将每个信道编码比特一次映射到调制符号。在步骤1740，将调制符号复用到多个天线上。在步骤1750，用扩频序列在该多个天线中的第一天线上扩频将要发送的调制符号。在步骤1760，用该扩频序列来扩频要在多个天线中的第二天线上发送的调制符号。在步骤1770，在这些符号所复用到的天线上发送所述扩频的调制符号。
上文所述的UE、接入节点，以及其他组件可以包括能够执行与上述动作相关联的指令的处理组件。图18示出了系统1800的例子，该系统包括适于实现这里所述的一个或多个实施例的处理组件1810。除了处理器1810(其也可以被称作中央处理单元或CPU)，系统1800还可以包括网络连通性设备1820，随机存取存储器(RAM)1830，只读存储器(ROM)1840，辅助存储器1850，以及输入/输出(I/O)设备1860。这些组件可以通过总线1870相互通信。一些情况下，其中的一些组件可以没有，也可以相互之间或与其他未示出的组件以各种方式合并。这些组件可以位于单个物理实体或者多个物理实体中。本文所述由处理器1810执行的动作，可以由处理器1810单独执行，也可以由处理器1810与一个或多个图中示出或未示出的组件联合执行，如数字信号处理器(DSP)1880。虽然DSP 1880以单独组件示出，DSP 1880也可以合并到处理器1810中。
处理器1810执行指令、代码、计算机程序、或脚本，处理器1810可以从网络连通性设备1820、RAM 1830、ROM 1840或辅助存储器1850(其可以包括各种基于磁盘的系统，例如硬盘、软盘，或光盘)存取。虽然仅示出了一个CUP 1810，但也可以有多个处理器。因此，虽然指令可以按所述的由一个处理器执行，但这些指令也可以由一个或多个处理器同时地、串行地，或者以其他方式执行。处理器1810可以由一个或多个CPU芯片实现。
网络连通性设备1820可以是调制解调器、调制解调器库、以太网设备、通用串行总线(USB)接口设备、串行接口、令牌环网设备、光纤分布式数据接口(FDDI)设备、无线本地网络(WLAN)设备、无线收发设备如码分多址(CDMA)设备、全球移动通信系统(GSM)无线收发设备、全球微波互通(WiMAX)设备、数字用户线(xDSL)设备、电路数据业务接口规范(DOCSIS)设备，和/或其他众所周知的用于连接到网络的设备。这些网络连通性设备1820使得处理器1810能与因特网或者一个或多个典型网络或其他网络进行通信，处理器1810从这些网络能接收信息或者输出信息。
该网络连通性设备1820还可以包括一个或多个收发组件1825，其能够在许多天线上以电磁波的形式(如无线电频率信号或微波频率信号)无线地发送和/或接收数据。可选地，数据可以在电导体内部或表面、同轴电缆、波导、光学媒介如光纤、或其他媒介内传播。该收发组件1825可以包括分离的接收和发送单元或单个的收发器。收发组件1825发送或接收的信息可以包括已经由处理器1810处理过的数据或要由处理器1810执行的指令。这类信息可以以例如计算机基带数据信号或载波携带的信号的形式，从网络接收或者输出到网络。根据处理或创建数据或发送或接收数据的需要，根据不同的序列组织数据。基带信号、载波携带的信号、或现有或以后发明的其他类型的信号可以作为传输媒介被提及，并且可以根据本领域技术人员公知的多种方法产生。
RAM 1830可用于存储易失性数据并且可以存储由处理器1810执行的指令。ROM 1840为非易失性存储设备，通常其存储能力小于辅助存储器1850的存储能力。ROM 1840可以用于存储指令以及执行指令期间读取的数据。RAM 1830和ROM 1840的存取速度一般比辅助存储器1850快。辅助存储器1850通常包括一个或多个磁盘驱动器或磁带驱动器，并可以用于数据的非易失性存储，或如果RAM1830不够大而不能保存全部工作数据时作为溢出数据存储设备。辅助存储器1850可以用于存储程序，当该程序被选出用于执行时将加载到RAM 1830中。
I/O设备1860可以包括液晶显示器(LCD)、触摸屏显示器、键盘、袖珍键盘、开关、拨号盘、鼠标、跟踪球、语音识别器、读卡器、纸带 读出器、打印机、视频监控器，或其他众所周知的输入/输出设备。另外，收发器1825除了作为网络连通性设备1820的组件，也可被作为I/O设备1860的组件。
以下在本文均纳入参考：3GPP TS 36.211，3GPP TS 36.212，和3GPP TS 36.814。
在实施例中，提供一种在多根天线上发送低编码速率空间复用信道的分集发送方法。所述的方法包括接收扩频序列的指示；对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比大于1；将所述信道编码比特映射到调制符号，其中，一次将每个信道编码比特映射到调制符号；将所述调制符号复用到所述多根天线上；用所述扩频序列来扩频要在所述多根天线中的第一天线上发送的调制符号；用所述扩频序列来扩频要在所述多根天线中的第二天线上发送的调制符号；以及在已扩频符号所复用到的所述天线上发送所扩频的调制符号。
在备选的实施例中，提供一种在多根天线上发送可变正交低编码速率空间复用信道的分集发送方法。所述的方法包括接收多个扩频序列的指示；对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比大于1；将所述信道编码比特映射到调制符号，其中，一次将每个信道编码比特映射到调制符号；将所述调制符号复用到所述多根天线上；用所指示的扩频序列中的一个扩频序列来扩频要在所述多根天线中的第一天线上发送的所述调制符号；用所述指示的扩频序列中的第二扩频序列来扩频要在所述多根天线中的第二天线上发送的所述调制符号，其中，其中，所指示的扩频序列中的所述第二扩频序列与第一扩频序列相同；以及在已扩频的符号所复用到的所述天线上发送所述扩频的调制符号。
在备选的实施例中，提供一种以多天线发送模式在多根天线上发送低编码速率空间复用信道的系统。所述的系统包括处理器和发射机。被配置为使得所述处理器对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比大于1；以及所述处理器将所述信道编码比特映射到调制符号，以及每个信道编码比特被一次 映射到调制符号；以及；。所述发射机被配置为被配置为使用扩频序列在所述多根天线中的第一天线上发送所述调制符号的第一部分，并且使用所述扩频序列在所述多根天线中的第二天线上发送所述调制符号的第二部分。
在备选的实施例中，提供一种以多天线发送模式在多根天线上发送低编码速率空间复用信道的系统。该系统包括处理器和发射机。所述处理器被配置被配置为使得所述处理器对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比R2大于1；以及所述处理器将所述信道编码比特映射到调制符号，以及每个信道编码比特被一次映射到调制符号。所述发射机被配置为在时频资源中在所述多根天线中的第一天线上发送所述调制符号的第一部分，并且在所述时频资源中在所述多根天线中的第二天线上发送所述调制符号的第二部分。
在可选的实施例中，提供一种在多根天线上发送可变正交低编码速率空间复用信道的系统。所述的系统包括处理器和发射机。所述处理器被配置为使得在接收多个扩频序列的指示后，所述处理器对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比大于1，所述信息比特的数目总是小于或等于信道编码比特的第二数目，所述信道编码比特的第二数目是映射到将在所述多根天线中的一根天线上发送的调制符号的比特的数目；所述处理器将所述信道编码比特映射到调制符号，以及每个信道编码比特被一次映射到调制符号；所述处理器用所指示的扩频序列中的第一扩频序列来扩频要在所述多根天线中的第一天线上发送的调制符号；所述处理器用所指示的扩频序列中的第二扩频序列来扩频要在所述多根天线中的第二天线上发送的调制符号，其中，所指示的扩频序列中的所述第二扩频序列与所述第一扩频序列相同。所述发射机被配置为在天线上发送所扩频的调制符号。
在可选的实施例中，提供一种在多根天线上发送可变正交低编码速率空间复用信道的系统。所述的系统包括处理器和发射机。所述处理器被配置为使得所述处理器对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比R2大于1；所述处理 器将所述信道编码比特映射到调制符号，以及每个信道编码比特被一次映射到调制符号。所述发射机被配置为使用第一扩频序列在所述多根天线中的第一天线上发送所述调制符号的第一部分，使用所述第一扩频序列在所述多根天线中的第二天线上发送所述调制符号的第二部分，以及，使用第二扩频序列在所述多根天线中的第一天线上发送所述调制符号的第三部分。
在可选的实施例中，提供一种在多根天线上发送虚拟化可变正交低编码速率空间复用信道的分集发送方法。所述的方法包括：接收多个扩频序列的指示；对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比R2大于1；将所述信道编码比特映射到调制符号，其中，每个信道编码比特被一次映射到调制符号；重复所述调制符号的一部分以形成重复调制符号；在第一天线上发送第一参考信号和所述调制符号；在第二天线上发送第二参考信号和所述调制符号；对所述重复调制符号进行变换以形成变换重复符号；对所述第一参考信号进行所述变换以形成变换参考信号；以及在所述多根天线中所选择的天线上发送所述变换重复符号和所述变换参考信号。
本公开中提供了多种实施例，然而应当理解，该公开的系统和方法可以在许多特定情况下可以具体实现而不偏离本公开的精神和范围。给出的例子应当看做示例性的而非限制性的，其意图并非将其限制在本文给出的细节内。例如，许多要素或组件可以合并或集成到另系统，也可以省略或者不具体化特定特征。
另外，在各种实施例中所述和所示的离散或者分离的技术、系统、子系统以及方法，也可以与其他系统、模块、技术、或方法合并或者集成而不偏离本公开的范围。以耦合或直接耦合或者相互通信的方式示出或讨论的其他项目，可以是非直接耦合的或通过某个接口、设备或中间媒介组件通信，不论以电、磁，或者其他方式。其他改变、置换和更改的例子可以由本领域技术人员确定并且在不偏离本文的精神和范围的情况下做出。

Claims (18)

1.一种用于在多根天线上发送低编码速率空间复用信道的分集发送方法，包括：
接收扩频序列的指示；
对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比R2大于1，所述信道编码比特包含在用于携带所述信息比特的时频资源中；
将所述信道编码比特映射到调制符号，其中，每个信道编码比特被一次映射到调制符号；
将所述调制符号复用到所述多根天线上；
使用所述扩频序列来扩频要在所述多根天线中的第一天线上发送的调制符号；
使用所述扩频序列来扩频要在所述多根天线中的第二天线上发送的调制符号；以及
在已扩频的调制符号所复用到的天线上发送所述已扩频的调制符号；
其中，还支持单天线发送模式，所述方法包括：
在一根天线上采用单天线发送模式，产生第二组信道编码比特，其中，在单天线发送模式下的信息比特的第二数目与多天线发送模式下的信息比特的数目相同，并产生信道编码比特的第三数目，所述信道编码比特的第三数目与所述信息比特的数目之比是R1，R2与R1之比大于1，所有的第三数目的信道编码比特与多天线发送模式下的信道编码比特的一部分相同。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，多天线发送模式下的信息比特的数目总是小于或等于信道编码比特的第二数目，所述信道编码比特的第二数目是映射到被复用至所述多根天线中的一根天线的调制符号的比特的数目。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述信息比特块不包含从信息比特导出的误差检测比特。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，对信息比特块进行编码的步骤还包括使用从信道码导出的扩展信道码对所述信息比特进行编码，其中，通过以下方式产生信道编码比特的一部分：
使用所述信道码对所述信息比特编码以形成信道编码比特；
对使用信道码产生的信道编码比特的一部分进行重复，以形成重复的信道编码比特；以及
根据序列来复用所重复的信道编码比特，以形成所述信道编码比特的一部分。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，对信息比特块进行编码的步骤进一步包括：使用从分组码导出的扩展分组码对所述信息比特进行编码，其中，通过使用所述分组码的扩展部分对所述信息比特进行编码，来产生信道编码比特的一部分，所述分组码包括K行的矩阵，以及所述分组码的所述扩展部分包括L行矩阵，所述L行矩阵具有L行M列的第一子矩以及L行N列的第二子矩阵，使得M+N等于所述分组码的列数，以及所述第一子矩阵的秩小于L与M的最小值。
6.根据权利要求3所述的方法，其中，所述信息比特块不包含循环冗余校验比特。
7.一种以多天线发送模式在多根天线上发送低编码速率空间复用信道的系统，包括：
处理器，被配置为使得所述处理器对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比R2大于1，所述信道编码比特包含在用于携带所述信息比特的时频资源中；以及所述处理器将所述信道编码比特映射到调制符号，以及每个信道编码比特被一次映射到调制符号；以及
发射机，被配置为使用扩频序列在所述多根天线中的第一天线上发送所述调制符号的第一部分，并且使用所述扩频序列在所述多根天线中的第二天线上发送所述调制符号的第二部分；
其中，还支持单天线发送模式，所述发射机被配置为在一根天线上采用单天线发送模式，产生第二组信道编码比特，其中，在单天线发送模式下的信息比特的第二数目与多天线发送模式下的信息比特的数目相同，并产生信道编码比特的第三数目，所述信道编码比特的第三数目与所述信息比特的数目之比是R1，R2与R1之比大于1，所有的第三数目的信道编码比特与多天线发送模式下的信道编码比特的一部分相同。
8.根据权利要求7所述的系统，其中，多天线发送模式下的信息比特的数目总是小于或等于信道编码比特的第二数目，所述信道编码比特的第二数目是映射到在所述多根天线中的一根天线上发送的调制符号的比特的数目。
9.根据权利要求7所述的系统，其中，所述信息比特块不包含从信息比特导出的误差检测比特。
10.根据权利要求7所述的系统，其中，所述信道编码比特的数目与信息比特的数目之比至少是要在其上进行发送的发射天线的数目。
11.根据权利要求7所述的系统，其中，所述的系统接收所述扩频序列的指示。
12.一种以多天线发送模式在多根天线上发送低编码速率空间复用信道的系统，包括：
处理器，被配置为使得所述处理器对信息比特块进行编码以形成信道编码比特，其中，信道编码比特的数目与信息比特的数目之比R2大于1，所述信道编码比特包含在用于携带所述信息比特的时频资源中；以及所述处理器将所述信道编码比特映射到调制符号，以及每个信道编码比特被一次映射到调制符号；以及
发射机，被配置为在时频资源中在所述多根天线中的第一天线上发送所述调制符号的第一部分，并且在所述时频资源中在所述多根天线中的第二天线上发送所述调制符号的第二部分；
其中，还支持单天线发送模式，所述发射机被配置为在一根天线上采用单天线发送模式，产生第二组信道编码比特，其中，在单天线发送模式下的信息比特的第二数目与多天线发送模式下的信息比特的数目相同，并产生信道编码比特的第三数目，所述信道编码比特的第三数目与所述信息比特的数目之比是R1，R2与R1之比大于1，所有的第三数目的信道编码比特与多天线发送模式下的信道编码比特的一部分相同。
13.根据权利要求12所述的系统，其中，多天线发送模式下的信息比特的数目总是小于或等于信道编码比特的第二数目，所述信道编码比特的第二数目是映射到在所述多根天线中的一根天线上发送的调制符号的比特的数目。
14.根据权利要求12所述的系统，其中，所述信息比特块不包含从信息比特导出的误差检测比特。
15.根据权利要求12所述的系统，其中，所述处理器将所述调制符号复用到所述多根天线上以形成所述调制符号的所述第一部分和第二部分，所述第一部分和第二部分中的符号数目相等。
16.根据权利要求12所述的系统，其中，对信息比特块进行编码的步骤还包括使用从信道码导出的扩展信道码对所述信息比特进行编码，其中，通过以下方式产生信道编码比特的一部分：
使用所述信道码对所述信息比特编码以形成信道编码比特；
对使用信道码产生的信道编码比特的一部分进行重复，以形成重复的信道编码比特；以及
根据序列来复用所重复的信道编码比特，以形成所述信道编码比特的一部分。
17.根据权利要求12所述的系统，其中，对信息比特块进行编码的步骤进一步包括：使用从分组码导出的扩展分组码对所述信息比特进行编码，其中，通过使用所述分组码的扩展部分对所述信息比特进行编码，来产生信道编码比特的一部分，所述分组码包括K行的矩阵，以及所述分组码的所述扩展部分包括L行矩阵，所述L行矩阵具有L行M列的第一子矩以及L行N列的第二子矩阵，使得M+N等于所述分组码的列数，以及所述第一子矩阵的秩小于L与M的最小值。
18.根据权利要求12所述的系统，其中，所述系统是用户设备的组件，所述用户设备被配置为从演进的节点B接收以下信息中的至少一个：
扩频序列的指示；以及
用于指示所述用户设备以单天线发送模式或多天线发送模式之一进行发送的指示。
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