CN102124706A - 用于使用软导频符号来处理无线电信号的方法和接收器 - Google Patents

Abstract

用于接收和处理利用软导频符号的数字通信系统中传送的符号序列的方法和接收器。通过以诸如BPSK或QPSK等更低阶调制来调制软导频符号，而以诸如16QAM或64QAM等更高阶调制来调制剩余符号，从而相比序列中的剩余符号以更高的可靠性来传送软导频符号的集合。接收器知道软导频符号的调制类型和位置(时间/频率/码)，并先将它们解调。接收器利用解调的软导频符号作为已知符号来估计接收无线电信号的参数。不像传统固定导频，软导频仍携带一些数据。另外，软导频对于建立在解调更高阶调制符号中必需的振幅参考特别有用。

Description

用于使用软导频符号来处理无线电信号的方法和接收器

对相关申请的交叉引用

本申请要求2008年6月17日提交的美国临时申请61/073264的权益，该申请的公开通过引用以其整体结合于本文中。

技术领域

本发明涉及数字无线电通信系统。更具体但非限制地说，本发明涉及用于接收和处理利用软导频符号的数字通信系统中传送的符号序列的接收器和方法。

背景技术

在数字通信系统中，接收器必须估计一些参数以便正确地将传送的数据解调。接收器还可能需要估计信号质量的度量以反馈到传送器。参数/信号质量的估计一般分成三个类别：

(1)盲估计。通常，此方案依赖是已知的先验或者在缓慢方式(例如，二阶统计)中学习到的某一信号或信道属性/特性。盲估计有关的最大问题是性能。盲估计通常表现不如其它方案，有相当大的差距。此外，盲估计算法可能更复杂。

(2)导频辅助。此方案包括传送的信号中的已知(即，导频)符号。只要导频符号经历与数据相同效应的衰落信道，导频符号便能够嵌在数据序列(例如，GSM的中同步码(midamble))中，或者分配有单独的资源，如WCDMA中的导频码。导频辅助方案通常提供最佳性能。然而，导频符号消耗可能在其它情况下专用于传送有用数据的资源。一般情况下，在具有足够导频以实现良好估计与使数据吞吐量最大化之间存在折衷。

(3)数据辅助。此方案使用解调的数据符号作为“额外”导频符号。通常，此方案连同盲估计或导频辅助方案一起使用。存在数据辅助方案相关联的两个问题。首先，盲估计或导频辅助估计(或两者)一般要求作为第一接收器步骤。因此，数据辅助方案要求额外的接收器复杂性。其次，由于解调数据中错误的效应，数据辅助方案能降低接收器性能。在数据辅助方案中，解调的数据符号被假设是正确的，并且用作另外的导频符号。然而，如果数据符号错误，则参数/信号质量估计算法能够产生错误的结果。错误符号判决的效应能持续多于一个估计间隔，因此，数据辅助方案可能需要特殊机制以避免错误传播的效应。

数据辅助方案已经在多个现有通信系统中利用。例如，在宽带码分多址(WCDMA)系统中，上行链路上的控制信道被解调/解码，并且符号判决用作有效导频。这已提议在下行链路上用于WCDMA控制信道。在数字高级移动电话系统(D-AMPS)中，信道首先在同步字上估计，然后在均衡期间在数据上被跟踪。在均衡器中，早期临时不可靠判决被馈入跟踪器，并且延迟的更佳判决被馈入解码器。此外，在D-AMPS和GSM中，多通(multi-pass)(涡轮(turbo))解调/解码使用解码/重新编码的符号作为第二通中的有效导频。

发明内容

本发明通过将一些符号相比其它符号以更高的可靠性来传送而克服了现有技术的缺点。这些所谓的“软导频”先被解调，随后用作已知符号以便在更高阶调制符号的解调和信道估计中使用(振幅参考)。

因此，本发明的一个实施例针对一种在无线电接收器中用于估计包括传送的符号的序列的接收无线电信号的参数的方法。该方法包括以下步骤：首先解调以更高可靠性传送的符号以形成软导频符号，并且利用软导频符号作为已知符号以估计接收无线电信号的参数。这些软导频符号比周围符号更健壮，由此能够实现可靠判决指导的参数估计。另外，在更高阶调制符号中插入“恒定包络”调制符号对于建立解调更高阶调制符号中必需的振幅参考特别有用。

在一个实施例中，软导频符号与符号序列的其它符号相比用更简单、更低阶的调制(例如，BPSK或QPSK)进行调制，其它符号可能使用更高阶调制(例如，16正交调幅(16QAM)或64QAM)。通过使用这些软导频，符号仍能携带一些数据，而不同于不允许符号的数据吞吐量的固定导频符号。接收器已知这些指定的软符号位置(时间/频率/码)和调制类型。接收器可先验地或通过信令知道该信息。软导频为WCDMA的将来发行版提供了显式数据导频的备选。利用软导频符号，显式导频符号不是必需的。由于知道时间、频率和码中软导频的位置和调制类型，接收器能够最大化性能。与在其它情况下使用显式导频符号可能实现的数据率相比，这允许更佳数据率。

在一特定实施例中，本发明在两通通用Rake(G-Rake)接收器中实现。G-Rake接收器的性能得到改进，使得它的表现几乎像理想接收器一样好。因此，本发明提供了在线性均衡方案中给出的最佳性能。两通G-Rake接收器包括：用于计算第一通中近似组合权重的集合的部件；用于识别序列中软导频符号的集合的部件，其中软导频符号相比序列中的剩余符号用更低阶调制来进行调制；以及用于利用近似组合权重来相干组合对应于软导频符号的解扩值以创建符号估计的部件。接收器还包括用于重新缩放符号估计的部件；用于在给定用于传送的星座时在重新缩放的符号估计上做出硬符号判决而无解码器参与的部件；用于将硬符号判决作为解调导频以便以非参数方式估计损害协方差矩阵的部件。接收器还包括用于利用估计的损害协方差矩阵来计算第二通中改善的组合权重的集合的部件；以及用于利用改善的组合权重来组合所有业务数据的部件。

在另一实施例中，本发明针对一种包括用于执行如下面具体实施方式中描述的方法的接收器和传送器的系统。

附图说明

在以下部分中，将参照图中所示的示范实施例来描述本发明，其中：

图1是流程图，其示出本发明的方法的一示范实施例的步骤；

图2示出本发明的一个示范实施例中数据比特映射到用于16QAM的星座中的点；

图3示出本发明的另一示范实施例中数据比特映射到用于16QAM的星座中的点；

图4(现有技术)示出用于HS-DSCH的现有信道编码链；

图5示出本发明的一示范实施例中用于HS-DSCH的信道编码链；

图6是流程图，其示出本发明的一示范实施例中软导频生成过程的概观；

图7是流程图，其示出本发明的一示范实施例中用于HS-DSCH的软导频生成过程；

图8是流程图，其示出本发明的一示范实施例中用于E-DCH的软导频生成过程；

图9是用于E-DCH的交织器结构的一示范实施例的功能框图；

图10示出软导频符号位置的第一示范实施例；

图11示出软导频符号位置的第二示范实施例；

图12是本发明的两通G-Rake接收器的一示范实施例的功能框图；以及

图13是流程图，其示出由本发明的两通G-Rake接收器执行的处理方法的一示范实施例。

具体实施方式

对于高数据率通信，利用诸如16QAM和64QAM等更高阶调制来增大谱效率。根据本发明的第一实施例，通过对数据序列中的某些符号使用特定备选调制，传送器将这些符号指定为所谓的“软导频”符号。这些符号的特定调制阶和位置(在时间、码和/或频率方面)为接收器所知或者用信号通知到接收器。接收器利用软导频符号来获得诸如信道抽头和相关矩阵等信号参数的初始估计。在第一次解调后，判决的符号可用作第二通参数估计中的有效导频。通过将判决的软导频符号限制为比序列中剩余符号更低的调制，其判决是可靠的，足以使它们成为有用的导频。软导频不同于传统的固定导频，因为这些软导频符号携带一些数据吞吐量。因此，将传统固定导频替代为软导频提高了数据吞吐量。

图1是流程图，示出本发明的方法的一示范实施例的步骤。在步骤11，传送无线电信号，一些符号比其它传送的符号具有更高可靠性(例如，带有更低阶调制)。在步骤12，接收无线电信号，并且先将更高可靠性符号解调以形成软导频符号。在步骤13，将软导频利用为用于更高阶调制符号的解调和信道估计的已知符号。在步骤14，从软导频符号和更高阶调制符号两者中提取数据。

本发明的一示范实施例指定数据序列内软导频符号的调制类型和位置(时间/频率/码)。根据本发明的一个实施例，软导频的星座点被取作诸如16QAM或64QAM等用于数据传送的更高阶调制星座的子集。传送器可将指定更低阶调制利用于导频符号，如二进制相移键控(BPSK)或正交相移键控(QPSK)。对于符号序列的其它符号，传送器可利用更高阶调制(例如，16QAM或64QAM)。接收器已知这些指定的软符号位置和调制类型。接收器可先验地或通过信令知道该信息。

因此，本发明传送更高阶调制符号中插入的更低阶调制符号，并且接收器执行相关联的动作以利用更低阶调制符号作为有效导频。符号能携带一定范围的数量的比特m：m＝0比特对应于纯导频；m＝1比特对应于BPSK；m＝2比特对应于QPSK；等等，最多到最大数量M(对于64QAM等于6)。如果为简明起见，假设所有符号具有相同能量，则比特能量和比特可靠性随m而降低。因此，符号能用作各种级别可靠度的导频，并且接收器能在多通中执行参数估计。

图2示出本发明的一个示范实施例中数据比特映射到用于16QAM的星座中的点。16QAM星座的四个角点(在图中示为星点)取作软导频的星座。此实施例的两个特征能容易识别。首先，软导频星座相当于缩放的QPSK星座。它因此提供恒定包络和更高平均功率的优点。其次，通过保持比特标记(bit label)的子集固定，能够在更高阶星座内容易对软导频星座点寻址。在图2所示的示例中，软导频星座点是最后两个比特标记固定在“11”的那些点。

如所述的，软导频符号的使用使传送的16QAM或64QAM符号具有更高平均功率。例如，一个信道化码的10个符号中的一个符号是软导频符号，则平均功率对于16QAM增大0.15dB，对于64QAM增大0.54dB。备选的是，如果有15个信道化码，并且15个信道化码之一的10个符号之一是软导频符号，则平均功率对于16QAM增大0.02dB，对于64QAM增大0.04dB。实际上，在利用软导频时，传送的功率可能必须降低这些量。然而，已看到，通过使用软导频，改进了净系统性能。

图3示出本发明的另一示范实施例中数据比特映射到用于16QAM的星座中的点。在此实施例中，软导频星座大小被放大以允许用于携带数据的更高容量。然而，软导频星座提供恒定正交振幅特征，这可用于得出振幅参考。通过使最后的比特标记固定为“1”，在更高阶星座内对软导频星座点寻址。本领域技术人员明白，通过将第三比特标记固定为“1”，提供恒定同相振幅，可指定备选软导频星座。

HSPA中的软导频生成：

软导频的引入减少了传送信号能够携带的信道编码比特的数量。信道编码比特的减少能够通过下述两种不同方案实现。

图4示出用于高速下行链路共享信道(HS-DSCH)的现有信道编码链。在用于实现信道编码比特减少的第一方案中，整个信道编码链的行为以类似于用于HS-DSCH的信道编码链的方式更改。然而，影响不只是“物理层HARQ功能性”输出不同数量的编码比特，而是在“物理层HARQ功能性”、“物理信道分段”、“HS-DSCH交织”及“星座重新布置”中几个互连和复杂物理层过程的相当大的重新设计和重新定义。关键信道编码链的此类相当大的重新设计将使大多数现有实现过时，并且将难以与网络中的新设备和遗留设备共存。

图5示出本发明的一示范实施例中用于HS-DSCH的信道编码链。在用于实现信道编码比特减少的第二优选方案中，优选通过在信道编码链的“物理信道映射”级之前信道编码比特的低级打孔(puncturing)，生成软导频符号。该优选实施例因此使得软导频符号的存在对“物理层HARQ功能性”、“物理信道分段”、“HS-DSCH交织”及“星座重新布置”级是透明的。

图6是流程图，其示出本发明的一示范实施例中软导频生成过程的概观。在HSDPA中，物理层HARQ功能性和HS-DSCH信道交织中的比特收集过程设计成将存在的系统涡轮编码的比特尽可能多地映射到16QAM或64QAM的第一比特标记。此设计的目的是确保重要的系统涡轮编码的比特通过带有更高可靠性的信道来传送。如图6所示，这通过利用逐对比特复用和独立矩形交织器在信道交织器中实现。在数据调制基于QPSK时，只有第一个矩形交织器分支是活动的。在数据调制基于16QAM时，第一和第二矩形交织器分支是活动的。在数据由64QAM携带时，所有三个分支是活动的。与3GPP“Technical Specification Group Radio Access Network；Spreading and Modulation(FDD)，”TS 25.213 v8中指定的星座标记耦合，第一分支中的比特通过带有最高可靠性的信道来传送。第三分支中的比特以最低可靠性传送。因此，在初始传送中，系统比特通常尽可能多地通过第一分支传送。对于初始传送，通常设置HARQ参数以便有效绕过“星座重新布置”。本领域技术人员应明白，软导频符号能够正好在信道交织后插入。对于重新传送，HARQ参数能用于指示“星座重新布置”以便有效地以不同可靠性重新传送信道编码比特。软导频符号可在“星座重新布置”过程后插入信号中。

图7是流程图，其示出本发明的一示范实施例中用于HS-DSCH的软导频生成过程。编码比特输入表示为r_p，k，并且输出表示为r′_p，k。通常，输入比特传递到输出而无修改：r′_p，k＝r_p，k。如果插入缩放的QPSK软导频符号(如图2中所示的软导频符号)以替代16QAM数据符号，则r’_p，k＝r_p，k，r’_p，k+1＝r_p，k+1，r’_p，k+2＝1，以及r′_p，k+3＝1。如果插入缩放的QPSK软导频符号以替代64QAM数据符号，则r’_p，k＝r_p，k，r’_p，k+1＝r_p，k+1，r’_p，k+2＝1，r’_p，k+3＝1，r’_p，k+4＝1，以及r′_p，k+5＝1。

如果插入带有恒定正交振幅的软导频符号(如图3中所示的软导频符号)以替代16QAM数据符号，则r′_p，k＝r_p，k，r′_p，k+1＝r_p，k+1，r′_p，k+2＝r_p，k+2，以及r′_p，k+3＝1。如果插入带有恒定正交振幅的软导频符号以替代64QAM数据符号，则r′_p，k＝r_p，k，r′_p，k+1＝r_p，k+1，r′_p，k+2＝r_p，k+2，r′_p，k+3＝1，r’_p，k+4＝r_p，k+4，以及r′_p，k+5＝1。如果插入带有恒定同相振幅的软导频符号以替代16QAM数据符号，则r’_p，k＝r_p，k，r’_p，k+1＝r_p，k+1，r’_p，k+2＝1，以及r’_p，k+3＝r_p，k+3。如果插入带有恒定同相振幅的软导频符号以替代64QAM数据符号，则r’_p，k＝r_p，k，r’_p，k+1＝r_p，k+1，r’_p，k+2＝1，r’_p，k+3＝r_p，k+3，r’_p，k+4＝1，以及r’_p，k+5＝r_p，k+5。

用于增强专用信道(E-DCH)的软导频生成：

图8是流程图，其示出本发明的一示范实施例中用于E-DCH的软导频生成过程。为实现类似于HS-DSCH中识别的可靠性识别，物理层HARQ功能性和信道交织中的比特收集过程设计成将存在的系统涡轮编码的比特尽可能多地映射到4PAM的第一比特标记。根据优选实施例，在E-DCH信道交织后生成软导频符号。

图9是用于E-DCH的交织器结构的一示范实施例的功能框图。在数据由4PAM携带时通过两个矩阵交织器分支来促进信道交织。到“软导频生成”的编码比特输入表示为v_p，k，并且输出表示为v′_p，k。通常，输入比特传递到输出而无修改：v′_p，k＝v_p，k。如果插入缩放的BPSK软导频符号以替代4PAM数据符号，则v’_p，k＝v_p，k，v’_p，k+1＝1。

根据优选实施例，通过在固定位置(在时间和码/频率方面)对信道编码比特打孔，生成软导频符号。在接收器侧，对应于打孔的比特的软值设为0。通过此设置，软导频符号的使用对核心解速率匹配(de-rate-matching)和信道解码器实现未带来改变。

还要注意，根据此实施例，通过对映射到最不可靠的比特标记的信道编码比特打孔，生成软导频符号。由于对应于这些低可靠性比特的软值通常极小，因此，将它们设为0对总体信道编码性能带来的影响可忽略不计。

软导频符号的位置：

软导频符号可嵌在相同码上，在单个单独码上，在多输入多输出(MIMO)系统中的不同天线上及诸如此类。可协调布局，使得软导频符号在不同码和/或天线上一致或不一致。

软导频符号能够以几种可行方式插入信号中：

1.HSPA-指派到HSPA用户的一个码利用软导频符号，而指派到相同用户的其它码利用更高阶调制。

2.HSPA-指派到HSPA用户的每个码内的某些数据符号是软导频符号，而码中的剩余符号是常规数据符号。例如，码A上的符号0到N-1、码B上的符号N到2N-1等等可以是软导频符号。

3.HSPA-指派到HSPA用户的所有码上的符号N到2N是软导频符号，而指派到相同用户的码中的剩余符号是常规数据符号。

4.长期演进(LTE)-对于一些(或所有)嵌入的解调导频，将解调导频替代为软导频符号。

下面的实施例在设计时进一步考虑了(a)支持时变信道，(b)将编码性能影响降到最低，以及(c)降低对峰值对平均比(PAR)的影响。

图10示出软导频符号位置的第一示范实施例。软导频符号在时间中分散以便为时变信道提供更可靠的参考。符号的确切位置可通过定期模式来指定。为允许对估计噪声减少进行平均，软导频符号可在多于一个码中在相同分散位置存在。与将软导频符号集中到仅一个码(或很少的码)中不同，跨码的分散模式将对总体信道解码性能的影响降到最低。

图11示出软导频符号位置的第二示范实施例。仅在软导频符号不造成PAR的大量增加时，前面在图10中所示的实施例才适合。如果PAR增加受关注，则能够采纳图11的实施例。不同码之间的软导频符号位置经偏移以减少PAR增加。

软导频符号的使用提供了几个优点。首先，这些软导频符号比周围符号更健壮，由此提供可靠判决指导的参数估计。其次，软导频符号仍可携带一些数据，而不同于不允许符号的数据吞吐量的固定导频符号。第三，通过做出更高阶调制符号中插入的软导频符号“恒定包络”调制符号，软导频符号变得对建立解调更高阶调制符号必需的振幅参考特别有用。

软导频符号的使用适用于任何有线或无线通信系统。软导频提供比传统导频辅助方案更高的数据吞吐量，并且不会像大多数盲估计方案一样牺牲性能。软导频方案要求接收器使用数据辅助方案。然而，与传统数据辅助方案不同，本发明指定软导频符号的调制和位置(在时间/码/频率中)，以便接收器将知道存在能够在数据辅助方案中使用的某些高质量符号。基于此类符号的接收器估计算法更不易于出错，并且提供持续良好的参数和/或信号质量估计。

下面在由数据辅助的通用Rake(G-Rake)接收器的一示范实施例中全面描述了能利用此类软导频的HSPA接收器。作为背景，G-Rake接收器接收和处理在色散信道中遇到干扰的WCDMA信号。此干扰由自干扰(符号间干扰)、多个接入干扰(由于非零码互相关造成的干扰)及其它小区(下行链路)或其它用户(上行链路)干扰组成。此干扰必须被抑制以便实现良好的HSDPA吞吐量。另外，在无干扰抑制的情况下，不能满足由3GPP为类型2(单天线端子)和类型3(双天线端子)接收器所设置的增强吞吐量要求。

用于抑制干扰的线性方法通常属于码片级或符号级均衡的类别。符号级均衡遵循传统Rake架构，其中，在多个延迟解扩接收的码片级数据，并随后组合多个图像。码片级均衡将这些操作的次序倒转；接收的码片数据先使用线性滤波器组合，并随后在单个延迟解扩。这些技术从性能角度而言一般是相当的。

图12是可修改以利用本发明的G-Rake接收器20的功能框图。该接收器例如可在移动终端或其它无线通信装置中实现。扩频信号通过无线电信道传送，并且在接收器的一个或多个天线接收。无线电处理器(未示出)从接收的信号生成一系列数字化基带信号样本21，并将它们输入G-RAKE接收器。G-Rake接收器20又将接收的信号样本解调以产生软值或比特估计22。这些估计提供到一个或多个另外的处理电路(未示出)以做进一步处理，如前向纠错(FEC)解码和转换成语音、文本或图形图像及诸如此类。本领域技术人员将认识到，接收信号携带的特定信息类型和接收器20应用的特定处理步骤是其预期使用和类型的函数。

共同拥有的美国专利申请公布2005/0201447中提供了适合与本发明的软导频符号一起使用的G-Rake接收器的完整描述，该申请的公开通过引用以其整体结合于本文中。

先转到符号级均衡，G-Rake组合权重执行相干组合及干扰抑制。组合权重给出为：

$w=R_u^{-1}h,---\left(1\right)$

其中，R_u是损害协方差矩阵，并且h是净信道系数的向量。应注意的是，术语“损害”包括干扰和噪声，而术语“净信道系数”指包括衰落信道以及传送和接收滤波器的效应的信道系数。

实现G-Rake接收器有两种一般方法。这些方法一般称为非参数的和参数的。此处的术语关注于用于获得损害协方差矩阵的方案。非参数的方法是盲的，直接从观测的数据估计R_u。参数的方法假设一个基础模型，并从模型参数计算R_u。下面提供了两种方法的示例。

有两种方式能够获得损害协方差矩阵的非参数的估计。第一方案使用导频信道来估计基于时隙的量：

$\hat{h}=\frac{1}{N_p}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p\left(k\right)s^{*}---\left(2\right)$

${\hat{R}}_{u,\mathrm{slot}}=\frac{1}{N_p-1}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}(x_p\left(k\right)s^{*}-\hat{h}){(x_p\left(k\right)s^{*}-\hat{h})}^H$

使用这些量，能从以下等式获得损害协方差矩阵：

${\hat{R}}_u\left(n\right)=\mathrm{\λ}{\hat{R}}_u(n-1)+(1-\mathrm{\λ}){\hat{R}}_{u,\mathrm{slot}}.---\left(3\right)$

如2008年6月9日提交的共同拥有且共同未决的美国专利申请12/135268所述，用于生成损害协方差矩阵的非参数的估计的另一方案涉及使用未占用的业务码。用于这些码的解扩值只包含损害样本。这些损害样本能用于如下直接估计R_u：

${\hat{R}}_u=\frac{1}{N_c{N}_T}\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{\mathrm{traffic}}^q\left(k\right){\left(x_{\mathrm{traffic}}^q\left(k\right)\right)}^H---\left(4\right)$

此处，

是在第k个符号间隔期间用于第q个码的业务符号的解扩向量，N_T是每码符号的数量，以及N_c是码的数量。

如共同拥有的美国专利申请公布2005/0201447中所述，用于生成损害协方差矩阵的参数的方案取决于用于干扰的模型。此模型取决于UE与建模的基站之间的无线电信道。假设有单个服务基站和J个干扰基站，则用于损害协方差矩阵的模型给出为：

$R_u=E_c\left(0\right)R_I^{\mathrm{own}}\left(g_0\right)+\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{E}_c\left(j\right)R_I^{\mathrm{other}}\left(g_j\right)+N_0{R}_n---\left(5\right)$

其中：

$R_I^{\mathrm{own}}(g_j;d_1,d_2)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j\left(l\right)g_j^{*}\left(n\right)\underset{m\≠0}{\overset{\∞}{\underset{m=-\∞}{\mathrm{\Σ}}}}{R}_p(d_1-m{T}_c-{\mathrm{\τ}}_k\left(l\right))R_p^{*}(d_2-m{T}_c-{\mathrm{\τ}}_k\left(n\right))$

$R_I^{\mathrm{other}}(g_j;d_1,d_2)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j\left(l\right)g_j^{*}\left(n\right)\underset{m=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{R}_p(d_1-m{T}_c-{\mathrm{\τ}}_k\left(l\right))R_p^{*}(d_2-m{T}_c-{\mathrm{\τ}}_k\left(n\right))$

$R_n(d_1,d_2)=R_p(d_1-d_2)---\left(6\right)$

此处，E_c(j)是用于基站j的总码片能量，g_j是用于UE与第j个基站之间信道的无线电信道(媒体)系数的向量，R_p(θ)表示在θ评估的传送和接收脉冲形状滤波器的卷积，τ_j是对应于UE与第j个基站之间信道的L个信道延迟的向量，T_c是码片时间，以及d_k是UE采用的第k个支路的延迟。

在G.Kutz等人的“Sparse Chip Equalizer for DS-CDMA Downlink Receivers”(IEEE Communication Letters，vol.9，no.1，pp.10-12，2005)中讨论了码片均衡。根据Kutz所述，在码片级接收的信号给出为：

r＝Hc+v.                    (7)

此处，r是接收的码片的N+L-1块，H是(N+L-1)xN)大小的Toeplitz卷积矩阵，其列是信道脉冲响应h的时移版本，带有延迟扩展L(净信道系数的码片或子码片间隔版本)，v表示由于相邻基站造成的白高斯噪声和热噪声，以及c是传送的码片序列。抑制等式(7)中干扰的码片均衡器滤波器f是以下等式的解：

f＝A^-1b，                   (8)

其中

A＝E{X^HX}

$b=E\left\{X^H{C}_p^{H}p\right\}$

$X=C_p^{H}R$

C_p＝NxS大小的导频加扰和扩展矩阵

p＝导频码片序列

注意，假设每个数据块有S个导频符号，并且矩阵R的列是码片级接收信号r的时移版本。

类似于G-Rake，有几种方式来生成码片均衡器滤波器。可使用参数的方案、非参数的方案及直接自适应方案。参数和非参数的形式(主要)在如何计算A矩阵方面不同。非参数的形式直接使用接收的码片数据，经以下等式计算A矩阵：

$A\≈\frac{1}{N+L-1}{R}^{H}R.---\left(9\right)$

与此相反，参数的形式却用信道脉冲响应和白高斯噪声及服务基站的功率来工作。用于参数的形式的A矩阵的元素能写为：

$A(i,j)=I_{\mathrm{or}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{h}^{*}\left(n\right)h(n+{\mathrm{\τ}}_i-{\mathrm{\τ}}_j)+I_{\mathrm{oc}}\mathrm{\δ}(i-j),---\left(10\right)$

其中，τ_k是第k个码片均衡器抽头延迟，I_or是服务基站功率，以及I_oc是白高斯噪声功率。直接自适应方案将均衡问题视为自适应滤波问题。它使用公共导频信号作为已知参考，以使用任何公共自适应滤波器算法(LMS、RLS等)来训练滤波器抽头。

现有参数的和非参数的均衡方案具有不同的长处和不足。下面讨论G-Rake参数的/非参数的方案的长处和不足。假设这些长处/不足对码片均衡也成立。

参数的方案的长处是性能(BER、BLER或吞吐量)对UE速度相对不敏感。参数的方案的主要不足是它依赖搜索器/延迟估计器形成的信道信息。如果此信息不正确，则损害的有效色(effective color)将误建模，导致性能降低。

非参数的方案的长处是它是盲技术。没有干扰的特定模型，因此，所有干扰通过估计方案来捕获。然而，此盲方案也间接是一个不足。盲方案通常需要大量的“训练”数据才表现良好。导频信道只具有每时隙10个符号，因此，基于导频进行协方差估计的方案要求相当大的平滑(滤波)才工作良好。平滑将方案的有效性限制到低速度。如果能够识别未使用码的集合，则未使用码方案高度有效。然而，在下行链路中识别未使用码很有问题。

要注意的是，在现有均衡技术中存在固有的另外不足。对于基于现有标准的实际接收器实现，似乎有不可征服的错误底(error floor)(即，性能顶)。对于genie接收器不发生此类现象。为增大实际提供的峰值数据率，实际接收器必须更密切模仿genie接收器的性能。预期WCDMA发行版9将添加更多导频符号，以便非参数的和/或直接的自适应接收器表现更佳。本发明提供了对此方案的一种备选方案，该备选方案仅少量降低峰值吞吐量，但仍实现接近genie接收器的性能。

在本发明的两通G-Rake接收器中，第一通计算“近似”或“粗略”组合权重的集合。这些组合权重用于相干组合一个或多个业务码的符号。组合值被重新缩放到某一目标星座功率，并且硬符号判决得以做出(即，无解码器参与)。随后，硬符号判决用作解调导频，并且损害协方差矩阵使用这些解调导频以非参数方式重新计算得出。从重新计算的损害协方差矩阵来计算第二通组合权重的集合。这些组合权重用于相干组合所有业务数据。在利用软导频符号时，除第一通组合权重只应用到软导频符号外，接收器操作是相同的。

图13是流程图，其示出由本发明的两通G-Rake接收器执行的处理方法的一示范实施例。在步骤31，创建第一通组合权重。在步骤32a，使用第一通组合权重，相干组合用于一个或多个码的解扩值。备选的是，过程可转移到步骤32b，在该步骤中，相干组合对应于软导频符号的解扩值以创建符号估计。在步骤33，重新缩放符号估计到某一目标星座功率。在步骤34，给定用于传送的星座，在重新缩放的符号估计上做出硬符号判决。在步骤35，利用硬符号判决以非参数方式估计损害协方差矩阵。在步骤36，利用估计的损害协方差矩阵来计算第二通组合权重。在步骤37，利用第二通组合权重，组合所有业务数据。

此过程能够根据情形，以不同方式实现。对于单流SISO/SIMO/MIMO情形，有两种变型。类似地，对于双流MIMO情形，有至少两种变型。下面在一备选实施例中描述每种变型。

首先，将描述单流SISO/SIMO符号级实施例。对于第一通解调，经以下等式来计算组合权重：

$w_{\mathrm{first}}={\hat{R}}_{u,\mathrm{first}}^{-1}\hat{h},---\left(11\right)$

其中

$\hat{h}=\frac{1}{N_p}\underset{m=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p(n,m)s^{*}---\left(12\right)$

${\hat{R}}_{u,\mathrm{first}}\≈\frac{1}{N_{c}K}\underset{c=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_t-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_t^c(n,k){\left(x_t^c(n,k)\right)}^H$

在上述等式中，x_p(n，m)表示对应于第n个时隙期间第m个导频符号间隔的解扩公共导频值的向量，表示对应于第c个码的第n个时隙期间第k个业务符号间隔的解扩业务值的向量，N_p是每时隙公共导频符号的数量，N_c是用于估计的业务码的数量，以及N_t是每时隙的数据符号的数量。

假设单个业务码用于创建符号估计(注意，下面所述能够轻松地延伸到多个业务码)。第一通组合权重w_first应用到业务码f以便经以下等式来创建符号估计：

$\hat{z}\left(k\right)=w_{\mathrm{first}}^H{x}_t^f(n,k).---\left(13\right)$

通过将符号估计的能量归一化为某一目标星座功率(例如，单位(unity))，然后选择最接近每个符号估计的星座点，将这些符号估计转换为硬符号判决。此过程能够以数学方式描述为：

$\mathrm{\Δ}=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{z}\left(k\right)\right|}^2$

$\tilde{z}\left(k\right)=\frac{\hat{z}\left(k\right)}{\sqrt{\mathrm{\Δ}}}--\left(14\right)$

$j_{\min }=\underset{j}{\arg \min }{|\tilde{z}\left(k\right)-\mathrm{\κ}\left(j\right)|}^2\∀\mathrm{\κ}\left(j\right)\∈S$

$\hat{s}\left(k\right)=\mathrm{\κ}\left(j_{\min }\right)$

其中，κ(j)是从星座点的集合S所取的第j个星座点的值。随后，硬判决用于经以下等式构造损害协方差矩阵的更准确估计：

${\hat{h}}_t=\frac{1}{N_t}\stackrel{N_t-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}{x}_t^f(n,k){\hat{s}}^{*}\left(k\right)$

${\hat{R}}_d=\frac{1}{N_t}\stackrel{N_t-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}{x}_t^f(n,k){\left(x_t^f(n,k)\right)}^H---\left(15\right)$

${\hat{R}}_{u,\sec \mathrm{ond}}={\hat{R}}_d-{\hat{h}}_t{\hat{h}}_t^H$

损害协方差矩阵的更准确估计随后用于计算第二通组合权重：

$w_{\sec \mathrm{ond}}={\hat{R}}_{u,\sec \mathrm{ond}}^{-1}\hat{h},---\left(16\right)$

并且第二通组合权重用于相干组合所有解扩的业务数据。

另一实施例是单流SISO/SIMO码片级/符号级实施例。除用于计算第一通组合权重的矩阵

$w_{\mathrm{first}}={\hat{R}}_{u,\mathrm{first}}^{-1}\hat{h}---\left(17\right)$

是从码片级数据计算得出外，此实施例与符号级实施例相同。上面在现有技术部分中描述了用于实现此的非参数的方法。具体而言，采用等式(9)的方法，其中，矩阵R的列是码片级接收信号r的时移版本。进行设置

并且随后计算第一通组合权重。实施例的剩余部分在符号级发生，并且与单流SISO/SIMO符号级实施例相同。

另一实施例是双流MIMO符号级实施例。此描述假设利用WCDMA发行版7中标准化的D-TxAA MIMO传送方案，但本发明是通用的，足以覆盖其它2x2 MIMO方案。对于第一通解调，经以下等式来计算组合权重：

$w_{\mathrm{first},1}={\hat{R}}_x^{-1}{\hat{h}}_{\mathrm{eff}}\left(b_1\right)---\left(18\right)$

$w_{\mathrm{first},2}={\hat{R}}_x^{-1}{\hat{h}}_{\mathrm{eff}}\left(b_2\right).$

其中

${\hat{h}}_1=\frac{1}{N_p}\underset{m=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p(n,m)s_1^{*}\left(m\right)$

${\hat{h}}_2=\frac{1}{N_p}\underset{m=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_p(n,m)s_2^{*}\left(m\right)---\left(19\right)$

$h_{\mathrm{eff}}\left(b_1\right)=b_{11}{\hat{h}}_1+b_{21}{\hat{h}}_2$

${\hat{h}}_{\mathrm{eff}}\left(b_2\right)=b_{12}{\hat{h}}_1+b_{22}{\hat{h}}_2$

${\hat{R}}_x\≈\frac{1}{N_{c}K}\underset{c=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_t-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_t^c(n,k){\left(x_t^c(n,k)\right)}^H$

在上述等式中，x_p(n，m)表示对应于第n个时隙期间第m个导频符号间隔的解扩的公共导频值的向量，

表示对应于用于第c个码的第n个时隙期间第k个业务符号间隔的解扩业务值的向量，N_p是每时隙公共导频符号的数量，N_c是用于估计的业务码的数量，N_t是每时隙的数据符号的数量，s₁(m)是从天线1传送的第m个导频符号，s₂(m)是从天线2传送的第m个导频符号，以及b₁和b₂是用于传送流1和2的预编码矩阵B的列(即，B＝[b₁ b₂])。

我们假设单个业务码用于创建符号估计(注意，下面所述能够轻松地延伸到多个业务码)。第一通组合权重w_first，1和w_first，2应用到业务码f以便经以下等式来创建符号估计：

${\hat{z}}_1\left(k\right)=w_{\mathrm{first},1}^H{x}_t^f(n,k)$

${\hat{z}}_2\left(k\right)=w_{\mathrm{first},2}^H{x}_t^f(n,k).---\left(20\right)$

通过将符号估计的能量归一化为某一目标星座功率，然后选择最接近每个符号估计的星座点，将这些符号估计转换为硬符号判决。此过程能够以数学方式描述为：

${\mathrm{\Δ}}_1=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{z}}_1\left(k\right)\right|}^2$

${\tilde{z}}_1\left(k\right)=\frac{{\hat{z}}_1\left(k\right)}{\sqrt{{\mathrm{\Δ}}_1}}$

$j_{\min }=\underset{j}{\arg \min }{|{\tilde{z}}_1\left(k\right)-\mathrm{\κ}\left(j\right)|}^2\∀\mathrm{\κ}\left(j\right)\∈S$

${\hat{s}}_1\left(k\right)=\mathrm{\κ}\left(j_{\min }\right),---\left(21\right)$

${\mathrm{\Δ}}_2=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{z}}_2\left(k\right)\right|}^2$

${\tilde{z}}_2\left(k\right)=\frac{{\hat{z}}_2\left(k\right)}{{\sqrt{\mathrm{\Δ}}}_2}$

$j_{\min }=\underset{j}{\arg \min }{|{\tilde{z}}_2\left(k\right)-\mathrm{\κ}\left(j\right)|}^2\∀\mathrm{\κ}\left(j\right)\∈S$

${\hat{s}}_2\left(k\right)=\mathrm{\κ}\left(j_{\min }\right)$

其中，κ(j)是从星座点的集合S所取的第j个星座点的值。

随后，硬判决用于经以下等式来构造损害协方差矩阵的更准确估计：

${\hat{h}}_{t,1}=\frac{1}{N_t}\underset{k=0}{\overset{N_t-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_t^f(n,k){\hat{s}}_1^{*}\left(k\right)$

${\hat{h}}_{t,2}=\frac{1}{N_t}\underset{k=0}{\overset{N_t-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_t^f(n,k){\hat{s}}_2^{*}\left(k\right)$

${\hat{R}}_d=\frac{1}{N_t}\underset{k=0}{\overset{N_t-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_t^f(n,k){\left(x_t^f(n,k)\right)}^H.---\left(22\right)$

${\hat{R}}_{x,1}={\hat{R}}_d-{\hat{h}}_{t,1}{\hat{h}}_{t,1}^H$

${\hat{R}}_{x,2}={\hat{R}}_d-{\hat{h}}_{t,2}{\hat{h}}_{t,2}^H$

损害协方差矩阵的更准确估计随后用于计算第二通组合权重

$w_{\sec \mathrm{ond},1}={\hat{R}}_{x,1}^{-1}{\hat{h}}_{\mathrm{eff}}\left(b_1\right),$

$w_{\sec \mathrm{ond},2}={\hat{R}}_{x,2}^{-1}{\hat{h}}_{\mathrm{eff}}\left(b_2\right)---\left(23\right)$

并且第二通组合权重用于相干组合两个流的所有解扩业务数据。

注意：对于第一接收器通，

可使用参数的G-Rake公式化来获得。如果采用QAM调制，则存在对此方案的显著优势。

另一实施例是双流MIMO码片级/符号级实施例。除用于计算第一通组合权重的矩阵

$w_{\mathrm{first},1}={\hat{R}}_x^{-1}{\hat{h}}_{\mathrm{eff}}\left(b_1\right)$

$w_{\mathrm{first},2}={\hat{R}}_x^{-1}{\hat{h}}_{\mathrm{eff}}\left(b_2\right)---\left(24\right)$

是从码片级数据计算得出外，此实施例与符号级实施例相同。上面描述了用于实现此的非参数的方法。具体而言，采用等式(9)的方法，其中，矩阵R的列是码片级接收信号r的时移版本。进行设置并且随后计算第一通组合权重。实施例的剩余部分在符号级发生，并且与双流MIMO符号级实施例相同。

正如本领域的技术人员可认识到的，本申请中描述的创新概念可在多个应用内修改和改变。因此，可取得专利的主题的范围不应限于任何上面讨论的特定示范教导，而是相反由随附权利要求来定义。

Claims (20)

1.一种在无线电接收器中用于估计包括传送的符号的序列的接收无线电信号的参数的方法，所述方法包括以下步骤：

首先解调以更高可靠性传送的符号以形成软导频符号；以及

利用所述软导频符号作为已知符号来估计所述接收无线电信号的参数。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述软导频符号具有与用于所述序列中剩余符号的更高阶调制相比更低阶的调制。

3.如权利要求2所述的方法，其中利用所述软导频符号作为已知符号的步骤还包括利用所述软导频符号作为已知符号来解调所述更高阶调制符号。

4.如权利要求3所述的方法，其中所述导频符号是恒定包络调制符号，并且利用所述软导频符号作为已知符号的步骤还包括利用所述软导频符号来建立用于解调所述更高阶调制符号的振幅参考。

5.如权利要求4所述的方法，其中所述软导频符号用正交相移键控(QPSK)或二进制相移键控(BPSK)来调制，并且所述序列中的剩余符号用16正交调幅(16QAM)或64QAM来调制。

6.如权利要求1所述的方法，还包括在所述接收器中预存储指示所述序列中所述软导频符号的预定义位置的信息，所述位置根据时间、频率和码来定义。

7.如权利要求6所述的方法，还包括在所述接收器中预存储指示所述软导频符号的调制类型的信息。

8.如权利要求1所述的方法，还包括从传送器接收指示所述序列中所述软导频符号的位置的信令，所述位置根据时间、频率和码来定义。

9.如权利要求8所述的方法，还包括从所述传送器接收指示所述软导频符号的调制类型的信令。

10.如权利要求1所述的方法，还包括从所述软导频符号和所述更高阶调制符号两者来提取数据。

11.一种在通用Rake(G-Rake)接收器中用于处理包括传送的符号的序列的接收无线电信号的方法，所述方法包括以下步骤：

计算第一通中近似组合权重的集合；

识别所述序列中软导频符号的集合，其中所述软导频符号相比所述序列中的剩余符号用更低阶调制来调制；

利用所述近似组合权重来相干组合对应于所述软导频符号的解扩值以创建符号估计；

给定用于传送的星座，在所述符号估计上做出硬符号判决而无解码器参与；

利用所述硬符号判决作为解调导频以便以非参数方式估计损害协方差矩阵；

利用所估计的损害协方差矩阵，计算第二通中改善的组合权重的集合；以及

利用所述改善的组合权重，组合所有业务数据。

12.一种用于估计包括传送的符号的序列的接收无线电信号的参数的无线电接收器，所述接收器包括：

用于识别所述序列中相比所述序列中的剩余符号以更高可靠性传送的符号的集合的部件；

用于首先解调所识别的符号的集合以形成软导频符号的部件；以及

用于利用所述软导频符号作为已知符号来估计所述接收无线电信号的参数的部件。

13.如权利要求12所述的无线电接收器，其中所述软导频符号用正交相移键控(QPSK)或二进制相移键控(BPSK)来调制，并且所述序列中的剩余符号用16正交调幅(16QAM)或64QAM来调制。

14.如权利要求13所述的无线电接收器，其中所述导频符号是恒定包络调制符号，并且用于利用所述软导频符号作为已知符号的部件包括用于利用所述软导频符号来建立用于解调所述更高阶调制符号的振幅参考的部件。

15.如权利要求12所述的无线电接收器，还包括用于预存储指示所述软导频符号的调制类型和所述序列中所述软导频符号的预定义位置的信息的存储部件，所述位置根据时间、频率和码来定义。

16.如权利要求12所述的无线电接收器，还包括用于从传送器接收指示所述序列中所述软导频符号的位置的信令的部件，所述位置根据时间、频率和码来定义。

17.如权利要求12所述的无线电接收器，还包括用于从传送器接收指示所述软导频符号的调制类型和所述序列中所述软导频符号的预定义位置的信令的部件，所述位置根据时间、频率和码来定义。

18.如权利要求12所述的无线电接收器，还包括用于从所述软导频符号和所述更高阶调制符号两者来提取数据的部件。

19.一种用于处理包括传送的符号的序列的接收无线电信号的两通通用Rake(G-Rake)接收器，所述接收器包括：

用于计算第一通中近似组合权重的集合的部件；

用于识别所述序列中软导频符号的集合的部件，其中所述软导频符号相比所述序列中的剩余符号用更低阶调制来调制；

用于利用所述近似组合权重来相干组合对应于所述软导频符号的解扩值以创建符号估计的部件；

用于在给定用于传送的星座时在所述符号估计上做出硬符号判决而无解码器参与的部件；

用于利用所述硬符号判决作为解调导频以便以非参数方式估计损害协方差矩阵的部件；

用于利用所估计的损害协方差矩阵来计算第二通中改善的组合权重的集合的部件；以及

用于利用所述改善的组合权重来组合所有业务数据的部件。

20.一种用于无线电通信的系统，包括：

用于传送包括传送的符号的序列的无线电信号的传送器，所述传送器包括：

用于通过信道编码比特的低级打孔来插入软导频符号的集合并替换为已知比特模式的部件；以及

用于调制所述序列和传送所述无线电信号的部件；以及

用于接收和处理所述无线电信号的无线电接收器，所述接收器包括：

用于接收所述无线电信号的部件；

用于识别软导频符号的所述集合的部件；

用于首先解调所述软导频符号的部件，以及

用于利用所述软导频符号作为已知符号来估计所接收的无线电信号的参数的部件。

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