CN102113257A - 多输入多输出发送装置和多输入多输出发送方法 - Google Patents

Abstract

公开了提高响应信号的接收质量的MIMO发送装置和MIMO发送方法。作为MIMO发送装置的终端(100)将根据ACK/NACK信号形成的ACK/NACK信号矢量的第1元素和第2元素分别映射到第1流和第2流，并且将其包含在1时隙中的2SC-FDMA码元中发送。在该终端(100)中，响应信号矢量形成单元(140)形成(a·S_ack，0)作为第1SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量，形成(0，a·S_ack)作为第2SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量，预编码单元(165)将由响应信号矢量形成单元140形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵进行预编码。

Description

多输入多输出发送装置和多输入多输出发送方法

技术领域

本发明特别地涉及发送SC-FDMA信号的MIMO(多输入多输出)发送装置和MIMO发送方法。

背景技术

在3GPP-LTE(3rd Generation Partnership Project-Long Term Evolution，第三代合作伙伴计划长期演进)中，采用SC-FDMA(Single-Carrier Frequency Division Multiple Access，单载波频分多址)作为上行线路的通信方式(参照非专利文献1)。在SC-FDMA中，通过规定的调制方式(例如，QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相移相键控))调制的时间轴上的N码元分别被分离为多个频率分量，每个频率分量被映射到不同的副载波上，进而通过在恢复为时间轴上的波形后附加CP(Cyclic Prefix，循环前缀)，形成SC-FDMA码元。也就是说，1SC-FDMA码元中包含N个时间连续信号(Time continuous signal)和CP。

另外，在3GPP-LTE中，无线通信基站装置(以下，有时简称为“基站”)对于无线通信终端装置(以下，有时简称为“终端”)通过物理信道(例如，PDCCH(Physical Downlink Control Channel，物理下行控制信道))分配上行数据线路用资源。

终端在从基站接收上行数据线路用资源的分配信息后，对该基站使用上述资源发送在终端的缓冲器(buffer)中积存的数据。

另外，在3GPP-LTE中，对于从基站到终端的下行线路数据适用ARQ(Automatic Repeat Request，自动重发请求)。也就是说，终端将表示下行线路数据的差错检测结果的响应信号反馈给基站。终端对下行线路数据进行CRC(Cyclic Redundancy Check，循环冗余校验)，在CRC＝OK(无差错)时向基站反馈ACK(Acknowledgment，肯定确认)，而在CRC＝NG(有差错)时向基站反馈NACK(Negative Acknowledgment，否定确认)作为响应信号。

因此，发生以下的情况：在发送在缓冲器中积存的数据的同时，终端还必须发送在4子帧前接收到的对下行线路数据的响应信号(也就是ACK/NACK信号)。在这种情况下，在终端侧，ACK/NACK信号被配置在原本应配置上行数据的资源上(参照非专利文献2)。

图1是表示配置了ACK/NACK信号的时隙的图。在图1中，上述N为12，为了便于说明而未图示CP。另外，1时隙由七个SC-FDMA码元构成。另外，通常在上行发送的ACK/NACK信号，每1子帧最大为1码元，而为了增大接收端的基站的ACK/NACK信号的接收功率，在图1中，每1时隙反复发送八次(也就是8码元)ACK/NACK信号。也就是说，以参照信号(Reference signal)的前一SC-FDMA码元反复发送四次，以参照信号的后一SC-FDMA码元反复发送四次ACK/NACK信号。

另外，开始了实现比3GPP LTE更进一步的通信的高速化的3GPPLTE-advanced的标准化。在3GPP LTE-advanced中，为了实现最大为500Mbps程度的上行传输速度，有望采用上行空分复用(也就是MIMO：Multiple Input Multiple Output，多输入多输出)技术。

图2是表示MIMO发送装置的结构例的方框图。在图2中，要被空分复用的数据信号与3GPP-LTE同样地，在保持单载波(Single Carrier)特性的同时，被输入到预编码(Precoding)单元。预编码单元对于输入的两个流式数据进行预编码运算，将其结果输出到与各个天线对应的DFT电路。再者，将同时发送两个流式数据定义为RANK2发送。相对于此，在图1所示的3GPP-LTE中，进行一个流的RANK1发送。另外，在3GPP-LTE中，假设终端的发送天线为一个，因此，在3GPP-LTE中也不进行预编码处理。

然后，DFT单元将所输入的信号变换到频率轴上的信号，将获得的多个频率分量输出到频率映射单元。该多个频率分量由频率映射单元映射到相应的频率位置，由IFFT单元形成时间轴波形。这样获得的时间轴波形经由RF电路和天线被发送。

在先技术文献

非专利文献

非专利文献1：3GPP TS 36.211V8.3.0，“Physical Channels and Modulation(Release 8)，”May 2008

非专利文献2：3GPP TS 36.212V8.3.0，“Multiplexing and channel coding (Release 8)，”May 2008

发明内容

发明要解决的问题

这里，当要在RANK2发送中发送ACK/NACK信号时，首先可考虑仅将ACK/NACK信号映射到一方的流的方法，其次可考虑将ACK/NACK信号映射到两个流两方的方法。

图3是用于说明仅将ACK/NACK信号映射到一方的流的方法的图。在RANK2的情况下，表示调制后的数据序列的S_data以2行1列(2×1)的矢量表示。另外，通常，假设终端的发送天线为两个的情况，因此，预编码矩阵Φ_data以2×2的矩阵表示。

另外，ACK/NACK信号矢量也以2×1的矩阵表示。其中，这里ACK/NACK信号仅被映射到一方的流，并且为了避免流间干扰，另一方的流被映射零。也就是说，在将调制后的ACK/NACK信号设为S_ack时，ACK/NACK信号矢量以(S_ack，0)表示。

这里，在设预编码矩阵Φ_data＝1/2×(1，1；1，-1)时，预编码后的ACK/NACK信号矢量X_ack用式(1)表示。

$x_{\mathrm{ack}}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)...\left(1\right)$

并且，如上所述，该ACK信号矢量X_ack包含在1时隙中的两个SC-FDMA码元中，被合计发送8次。

这样，ACK/NACK信号不进行空分复用地被发送，因此，能够降低ACK/NACK信号受到的干扰。因此，提高了ACK/NACK信号的接收精度。

然而，由于在ACK信号矢量X_ack中包含每个发送天线的加权，因此，ACK/NACK信号发生波束赋形(beam forming)效应。因此，根据形成的波束的方向，存在ACK/NACK信号无法以所希望的功率到达终端的可能性。也就是说，由于波束赋形效应，存在ACK/NACK信号的接收质量发生劣化的问题。

另外，图4是用于说明将ACK/NACK信号映射到两个流两方的方法的图。为了在防止流间干扰的同时，增加ACK/NACK信号的功率，同一ACK/NACK信号被映射到两个流。也就是说，这里的ACK/NACK信号矢量以(S_ack，S_ack)表示。

这里，在使用相同的预编码矩阵时，预编码后的ACK/NACK信号矢量X_ack用式(2)表示。

$x_{\mathrm{ack}}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)...\left(2\right)$

观察式(2)可知，预编码后的ACK/NACK信号矢量X_ack的一方的元素(element)为零。也就是说，在这种情况下，ACK/NACK信号只从一方的天线发送。因此，根据传播路径状况，存在ACK/NACK信号的接收质量发生劣化的问题。

本发明的目的在于，提供在将基于响应信号形成的响应信号矢量的第1元素和第2元素包含在相同子帧中发送的情况下，提高响应信号的接收质量的MIMO发送装置和MIMO发送方法。

解决问题的方案

本发明的MIMO发送装置将基于响应信号形成的响应信号矢量的第1元素和第2元素分别映射到第1流和第2流，并且将其包含在1子帧中的2FDMA码元中发送，该MIMO发送装置所采用的结构包括：形成单元，基于所述响应信号形成响应信号矢量，并且使第1FDMA码元中的响应信号矢量与第2FDMA码元中的响应信号矢量正交；以及预编码单元，将所述形成的响应信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码。

本发明的MIMO发送方法为将基于响应信号形成的响应信号矢量的第1元素和第2元素分别映射到第1流和第2流，并且将其包含在1子帧中的2FDMA码元中发送，该MIMO发送方法包括以下步骤：基于所述响应信号形成响应信号矢量；以及将所述形成的响应信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码，第1FDMA码元中的响应信号矢量与第2FDMA码元中的响应信号矢量正交。

发明的效果

根据本发明，能够提供提高响应信号的接收质量的MIMO发送装置和MIMO发送方法。

附图说明

图1是表示现有技术的配置了ACK/NACK信号的时隙的图。

图2是表示现有技术的MIMO发送装置的结构例的方框图。

图3是用于说明仅将ACK/NACK信号映射到一方的流的方法(关联技术)的图。

图4是用于说明将ACK/NACK信号映射到两个流两方的方法(关联技术)的图。

图5是表示本发明的实施方式1的终端的结构的方框图。

图6是表示本发明的实施方式1的基站的结构的方框图。

图7是表示在一个SC-FDMA码元内反复配置ACK/NACK信号矢量的反复次数为4时的、占用1时隙的SC-FDMA信号的图。

图8是表示实施方式2中在一个SC-FDMA码元内反复配置ACK/NACK信号矢量的反复次数为4时的、占用1时隙的SC-FDMA信号的图。

图9是表示实施方式3中在一个SC-FDMA码元内反复配置ACK/NACK信号矢量的反复次数为4时的、占用1时隙的SC-FDMA信号的图。

图10是表示将图9对于预编码矩阵进行了广义化的图。

图11是表示本发明的实施方式4的终端的结构的方框图。

图12是表示本发明的实施方式4的基站的结构的方框图。

图13是表示实施方式4中上行线路数据与上行响应信号配置在同一子帧时的、占用2时隙的OFDM信号的图。

图14是表示实施方式5中上行线路数据与上行响应信号配置在同一子帧时的、占用2时隙的OFDM信号的图。

图15是表示实施方式6中上行线路数据与上行响应信号配置在同一子帧时的、占用2时隙的OFDM信号的图。

图16是用于说明图5所示的终端的结构变形的图。

图17是用于说明图5所示的终端的结构变形的图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。另外，在实施方式中，对相同的结构要素附加相同的标号，由于重复省略其说明。

(实施方式1)

[终端的结构]

图5是表示本发明的实施方式1的终端100的结构的方框图。在图5中，终端100具有RF接收单元105-1、2；OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple，正交频分复用)信号解调单元110；分离单元115、控制信号接收单元120；控制单元125；数据接收单元130；接收差错判定单元135；响应信号矢量形成单元140；响应信号映射单元145；分配单元150；调制单元155-1、2；复用单元160-1、2；预编码单元165；SC-FDMA信号形成单元170-1、2；以及RF发送单元175-1、2。另外，在图5中，作为MIMO发送装置的终端100具有多个天线，标号的尾号为1的功能块对应于第1天线，尾号为2的功能块对应于第2天线。

RF接收单元105-1、2对于经由各自对应的天线接收到的无线接收信号进行无线接收处理(下变频、模拟数字(A/D)变换等)，将获得的接收信号输出到OFDM信号解调单元110。

OFDM信号解调单元110具有CP(Cyclic Prefix，循环前缀)去除单元111-1、2；快速傅立叶变换(FFT)单元112-1、2；以及信号合成单元113。OFDM信号解调单元110分别从RF接收单元105-1、2接受接收OFDM信号。在OFDM信号解调单元110中，CP去除单元111-1、2从接收OFDM信号中去除CP，FFT单元112-1、2将去除CP后的接收OFDM信号分别变换为频域信号。然后，信号合成单元113通过对每个频率分量合成通过FFT单元112-1、2获得的频域信号，从而获得并行信号。进而，信号合成单元113将并行信号进行并串变换，将获得的串行信号作为接收信号输出到分离单元115。

分离单元115将从OFDM信号解调单元110接收的接收信号分离为在该接收信号中包含的控制信号和数据信号。控制信号输出到控制信号接收单元120，数据信号输出到数据接收单元130。

控制信号接收单元120从分离单元115接收控制信号。在该控制信号中包含有上行分配信息和下行分配信息。控制信号接收单元120提取上行分配信息和下行分配信息，输出到控制单元125。

控制单元125基于从控制信号接收单元120接收的下行分配信息，生成数据接收控制信号，并输出到数据接收单元130。

另外，控制单元125基于上行分配信息，确定数据信号的MCS(Modulation and Coding Scheme，调制编码方式)。另外，控制单元125根据确定出的MCS，确定在一个SC-FDMA码元内反复配置ACK/NACK信号矢量的反复次数。

数据接收单元130从分离单元115接收数据信号。然后，数据接收单元130基于从控制单元125接收的数据接收控制信号，将发往本机的数据信号解码。

接收差错判定单元135基于数据接收单元130的解码结果判定解码是否成功，生成对应于判定结果的响应信号、也就是ACK/NACK信号。也就是说，在解码成功时，生成ACK，在解码失败时，生成NACK。该ACK/NACK信号输出到响应信号矢量形成单元140。

响应信号矢量形成单元140根据ACK/NACK信号形成ACK/NACK信号矢量。响应信号矢量形成单元140形成相互正交的第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量。

响应信号映射单元145将由响应信号矢量形成单元140形成的第1ACK/NACK信号矢量(第2ACK/NACK信号矢量)的第1元素和第2元素，分别映射到第1流和第2流。响应信号映射单元145将第1ACK/NACK信号矢量映射到与第1SC-FDMA码元对应的码元，将第2ACK/NACK信号矢量映射到与第2SC-FDMA码元对应的码元，第2SC-FDMA码元与第1SC-FDMA码元在同一时隙。响应信号映射单元145将第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量，分别反复映射由控制单元125确定的反复次数。

分配单元150将发送数据串作为输入，将输入发送数据串分配给两个数据流。这是为了终端100将发送数据通过空分复用发送。

调制单元155-1、2基于来自控制单元125的指示，将两个数据流进行调制，输出到复用单元160-1、2。

复用单元160-1、2对从调制单元155-1、2接收的数据信号、以及从响应信号映射单元145接收的ACK/NACK信号矢量，根据来自控制单元125的指示进行时分复用。

预编码单元165将ACK/NACK信号矢量由复用单元160-1、2进行了时分复用的第1流和第2流作为输入，对于第1流和第2流，根据控制单元125的指示进行预编码处理。预编码单元165使用2×2的酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码处理。预编码处理后的第1流和第2流分别被输出到SC-FDMA信号形成单元170-1、2。

SC-FDMA信号形成单元170-1、2分别将预编码处理后的第1流和第2流作为输入，从输入流形成SC-FDMA信号。SC-FDMA信号形成单元170-1具有离散傅立叶变换(DFT)单元171-1、频率映射单元172-1、IFFT单元173-1、以及CP附加单元174-1。SC-FDMA信号形成单元170-2具有DFT单元171-2、频率映射单元172-2、快速傅立叶逆变换(IFFT)单元173-2、以及CP附加单元174-2。SC-FDMA信号形成单元170-1、2的处理与在图2中说明的处理相同。

RF发送单元175-1、2分别对于由SC-FDMA信号形成单元170-1、2形成的SC-FDMA信号进行无线发送处理，并经由天线将其发送。

[基站的结构]

图6是表示本发明的实施方式1的基站200的结构的方框图。在图6中，基站200具有重发控制单元205；控制单元210；调制单元215、220；复用单元225；OFDM信号形成单元230；RF发送单元235-1、2；RF接收单元240-1、2；SC-FDMA信号解调单元245-1、2；空间信号处理单元250；响应信号接收单元255；数据接收单元260-1、2；以及接收信号合成单元265。另外，在图6中，作为MIMO接收装置的基站200具有多个天线，标号的尾号为1的功能块对应于第1天线，尾号为2的功能块对应于第2天线。

重发控制单元205将新的发送数据作为输入，保持新的发送数据，并且以之前的发送数据的ACK信号作为触发信号而将其输出到调制单元215。另外，重发控制单元205在从响应信号接收单元255接收NACK信号后，为了重发保持着的发送数据而将其输出到调制单元215。

控制单元210生成经由PDCCH(Physical Downlink Control Channel，物理下行控制信道)发送的分配信息(包含上行分配信息和下行分配信息)，并将该分配信息输出到调制单元220。另外，控制单元210将对分配信息的发送对象终端100分配的频率的频率分配信息(包含上行的频率分配信息和下行的频率分配信息)输出到复用单元225和SC-FDMA信号解调单元245。

调制单元215调制从重发控制单元205接收的发送数据，将调制信号输出到复用单元225。

调制单元220调制从控制单元210接收的分配信息，将调制信号输出到复用单元225。

复用单元225将从调制单元215接收的发送数据的调制信号、以及从调制单元220接收的控制数据的调制信号，基于频率分配信息分别配置到对应于PDSCH(Physical Downlink Shared Channel，物理下行共享信道)和PDCCH的资源上，并且进行时分复用，将获得的复用信号输出到OFDM信号形成单元230。

OFDM信号形成单元230从复用单元225接收复用信号，使该复用信号成为多个流信号，并从该多个流信号的各个信号形成OFDM信号。

具体而言，OFDM信号形成单元230具有：天线映射单元231；IFFT单元232-1、2；以及CP附加单元233-1、2。在OFDM信号形成单元230中，天线映射单元231通过将输入复用信号进行串并变换而形成多个流信号。然后，IFFT单元232-1、2通过分别对流信号进行快速傅立叶逆变换而形成OFDM信号。该OFDM信号由CP附加单元233-1、2附加CP。

RF发送单元235-1、2对由OFDM信号形成单元230形成的OFDM信号进行无线发送处理，并经由天线发送获得的无线信号。

RF接收单元240-1、2分别经由不同的天线接收从终端100发送的上行无线信号。RF接收单元240-1、2对无线接收信号进行无线接收处理，将获得的基带信号输出到SC-FDMA信号解调单元245-1、2。再者，在上行中，如上所述，发送SC-FDMA信号。

SC-FDMA信号解调单元245-1、2将从RF接收单元240-1、2接收的接收SC-FDMA信号解调。具体而言，CP去除单元246-1、2从接收SC-FDMA信号中去除CP，FFT单元247-1、2将去除CP后的接收SC-FDMA信号变换成频域信号。然后，信号提取单元248-1、2在该频域信号中，提取对应于从控制单元210接收的频率分配信息的频率分量，IDFT单元249-1、2将提取出的频率分量变换成时间轴上的单载波信号。

空间信号处理单元250对于对每个终端100取出的单载波信号，例如通过MMSE等算法执行均衡处理。由此，去除了流间干扰的两个流信息被输出到数据接收单元260-1、2。另外，在ACK/NACK信号被复用到上行信号时，该ACK/NACK信号从空间信号处理单元250被输出到响应信号接收单元255。

响应信号接收单元255例如以最大比合成来合成在1时隙内反复两次的ACK/NACK信号(也就是在1时隙内的两个SC-FDMA码元中包含的ACK/NACK信号)。然后，响应信号接收单元255基于合成信号，判定ACK/NACK信号是表示ACK还是表示NACK，根据判定结果将ACK信号或者NACK信号输出到重发控制单元205。

数据接收单元260-1、2分别解调和解码由空间信号处理单元250分离的两个单载波信号。

接收信号合成单元265将由数据接收单元260-1、2获得的解码数据汇总为一个上行数据，将获得的数据串传送到例如MAC等高层。

[终端100的动作]

终端100在从基站接收到以应发送对下行线路数据的响应信号的定时通过RANK2发送上行线路数据的指示时(也就是接收到与上行分配有关的控制信号时)，终端100在将数据信号配置了时隙后，通过以ACK/NACK信号重写数据信号部分，以相同的时隙发送数据信号和ACK/NACK信号。此时上行数据信号被稀疏(puncture，删截)，导致实质上数据信号的编码率(Coding Rate)有些提高。

首先，在终端100中，控制单元125基于上行分配信息，确定数据信号的MCS(Modulation and Coding Scheme，调制编码方式)。另外，控制单元125根据确定了的MCS，确定在一个SC-FDMA码元内反复配置ACK/NACK信号矢量的反复次数。这里，ACK/NACK信号被配置为每1时隙两个SC-FDMA码元，并且，发送上行数据信号的1子帧由2时隙构成。因此，每1子帧中反复配置ACK/NACK信号的次数为4的整数倍。

另外，在响应信号矢量形成单元140中，根据ACK/NACK信号，形成相互正交的第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量。

然后，响应信号映射单元145将第1ACK/NACK信号矢量，在与第1SC-FDMA码元对应的码元上反复映射由控制单元125确定的次数，将第2ACK/NACK信号矢量，在与第2SC-FDMA码元对应的码元上反复映射由控制单元125确定的次数，该第2SC-FDMA码元与第1SC-FDMA码元在同一时隙。再者，如上所述，第1ACK/NACK信号矢量(或者第2ACK/NACK信号矢量)的第1元素和第2元素分别被映射到第1流和第2流。

然后，在预编码单元165中，输入的第1流和第2流，被乘以预编码矩阵。该预编码矩阵使用2×2的酉矩阵的常数倍的矩阵。另外，用于数据信号的预编码矩阵与用于ACK/NACK信号的预编码矩阵相同。

然后，在SC-FDMA信号形成单元170-1、2中，从预编码后的第1流和第2流，分别形成SC-FDMA信号。

图7表示在一个SC-FDMA码元内反复配置ACK/NACK信号矢量的反复次数为4时的、占用1时隙的SC-FDMA信号。

这里，如图7所示，在实施方式1中，第1ACK/NACK信号矢量为(aS_ack，0)，第2ACK/NACK信号矢量为(0，aS_ack)。进而，a不是1，而是

。

也就是说，在复用单元160-1中，通过作为第1ACK/NACK信号矢量的第1元素的aS_ack重写与第1SC-FDMA码元对应的码元的数据信号，通过作为第2ACK/NACK信号矢量的第1元素的0重写与第2SC-FDMA码元对应的码元的数据信号。在复用单元160-2中，通过作为第1ACK/NACK信号矢量的第2元素的0重写与第1SC-FDMA码元对应的码元的数据信号，通过作为第2ACK/NACK信号矢量的第2元素的aS_ack重写与第2SC-FDMA码元对应的码元的数据信号。

进而，在响应信号矢量形成单元140中，形成在元素中具有振幅值已被形成为原来的

倍的ACK/NACK信号的ACK/NACK信号矢量。

另外，在本实施方式1中使用的预编码矩阵是作为酉矩阵的常数倍的矩阵的Φ_data＝1/2×(1，1；1，-1)。

另外，第1SC-FDMA码元是从配置参照信号(Reference Signal)的时隙开头起第4SC-FDMA码元的前一SC-FDMA码元，第2SC-FDMA码元是从时隙开头起第4SC-FDMA码元的后一SC-FDMA码元。

另外，第1ACK/NACK信号矢量被反复映射到与第1SC-FDMA码元对应的码元串的末尾4码元上。也就是说，第1ACK/NACK信号矢量为第1SC-FDMA码元中的末尾四个时间连续信号(Time continuous Signal)。另外，第2ACK/NACK信号矢量被反复映射到与第2SC-FDMA码元对应的码元串的末尾4码元上。也就是说，第2ACK/NACK信号矢量为第2SC-FDMA码元中的末尾四个时间连续信号(Time continuous Signal)。

在以上的条件下，第1SC-FDMA码元中包含的、预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1用以下的式(3)表示。

$x_{\mathrm{ack}1}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}\sqrt{2}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\sqrt{2}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)...\left(3\right)$

另外，第2SC-FDMA码元中包含的、预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2用以下的式(4)表示。

$x_{\mathrm{ack}2}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}0\\ \sqrt{2}{s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}0\\ \sqrt{2}{s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ -s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)...\left(4\right)$

从式(3)和式(4)可知，预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2正交，所以能够获得空间分集效果。也就是说，由于具有X_ack1与X_ack2正交的波束带来的波束赋形效应，所以在基站端能够以高质量接收任意的ACK/NACK信号矢量。因此，能够防止波束赋形效应造成的接收质量的劣化。

另外，通过将具有与映射到各个流的数据信号相同的功率的ACK/NACK信号形成为原来的

倍，即使ACK/NACK信号矢量的元素的一方为0，也能够将数据信号矢量的发送功率与ACK/NACK信号矢量的发送功率保持为相同。

如上所述，根据本实施方式，作为MIMO发送装置的终端100将根据ACK/NACK信号形成的ACK/NACK信号矢量的第1元素和第2元素，分别映射到第1流和第2流，并且包含在1时隙中的2SC-FDMA码元中发送。在该终端100中，根据ACK/NACK信号形成ACK/NACK信号矢量的响应信号矢量形成单元140，形成(a·S_ack，0)作为第1SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量，形成(0，a·S_ack)作为第2SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量，预编码单元165将由响应信号矢量形成单元140形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码。

这样，能够防止波束赋形效应造成的接收质量的劣化，并且能够获得理想的空间分集效果。再者，相反地，即使将第1SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量设为(0，a·S_ack)，将第2SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量设为(a·S_ack，0)，也能够获得同样的效果。

这里，这些效果通过将与构成行矢量正交的酉矩阵的常数倍的矩阵用作预编码矩阵、以及第1SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量与第2SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量正交而获得。

也就是说，为了获得这些效果，总之，只要使第1SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量与第2SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量正交，并且将形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码即可。

另外，在终端100中，响应信号矢量形成单元140将ACK/NACK信号形成为原来的

倍。

由此，即使ACK/NACK信号矢量的元素的一方为0，也能够将数据信号矢量的发送功率和ACK/NACK信号矢量的发送功率保持为相同。

另外，在以上的说明中，说明了RANK2发送的情况，但空分复用数并不限于此。例如，上行发送也可以为RANK4、也就是4空分复用发送。在这种情况下，将时隙1的参照信号(Reference Signal)的前一SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量设为(a·S_ack，0，0，0)。也就是说，将对应于流1的元素之外的元素设为0。并且，将时隙1的参照信号的后一SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量设为(0，a·S_ack，0，0)，时隙2的参照信号的前一SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量设为(0，0，a·S_ack，0)，时隙2的参照信号的SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量设为(0，0，0，a·S_ack)。由此，能够获得与RANK2发送同样的效果。但是，在这种情况下，为了将数据信号矢量的发送功率和ACK/NACK信号矢量的发送功率保持为相同，需要将a设为2。

(实施方式2)

实施方式2的终端与实施方式1的终端100同样地，使第1SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量与第2SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量正交，并且将形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码。但是，在实施方式2的终端与实施方式1的终端100中，形成的ACK/NACK信号矢量不同。再者，本实施方式的终端的基本结构与在实施方式1中说明的终端的结构相同。因此，也使用图5说明本实施方式的终端。

在实施方式2的终端100中，响应信号矢量形成单元140根据ACK/NACK信号形成ACK/NACK信号矢量。响应信号矢量形成单元140形成相互正交的第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量。

图8表示实施方式2中在一个SC-FDMA码元内反复配置ACK/NACK信号矢量的反复次数为4时的、占用1时隙的SC-FDMA信号。

如图8所示，在实施方式2中，第1ACK/NACK信号矢量为(S_ack，S_ack)，第2ACK/NACK信号矢量为(S_ack，-S_ack)。也就是说，在实施方式2的终端100中，响应信号矢量形成单元140通过使第1ACK/NACK信号矢量的第2元素的星座图(constellation)旋转180°，从而形成第2ACK/NACK信号矢量。

也就是说，第1SC-FDMA码元中包含的、预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1用以下的式(5)表示。

$x_{\mathrm{ack}1}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)...\left(5\right)$

另外，第2SC-FDMA码元中包含的、预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2用以下的式(6)表示。

$x_{\mathrm{ack}2}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ {-s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ {-s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}0\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)...\left(6\right)$

从式(5)和式(6)可知，预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2正交，因此，能够获得空间分集效果。

再者，相反地，即使将第1SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量设为(S_ack，-S_ack)，将第2SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量设为(S_ack，S_ack)，也可获得同样的效果。

(实施方式3)

实施方式3的终端与实施方式1的终端100同样地，使第1SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量与第2SC-FDMA码元中的ACK/NACK信号矢量正交，并且将形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码。但是，在实施方式3的终端与实施方式1的终端100中，形成的ACK/NACK信号矢量不同。再者，本实施方式的终端的基本结构与在实施方式1中说明的终端的结构相同。因此，也使用图5说明本实施方式的终端。

在实施方式3的终端100中，响应信号矢量形成单元140根据ACK/NACK信号形成ACK/NACK信号矢量。响应信号矢量形成单元140形成相互正交的第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量。

图9表示实施方式3中在一个SC-FDMA码元内反复配置ACK/NACK信号矢量的反复次数为4时的、占用1时隙的SC-FDMA信号。

如图9所示，在实施方式3中，第1ACK/NACK信号矢量为(j·S_ack，S_ack)，第2ACK/NACK信号矢量为(S_ack，j·S_ack)。也就是说，在实施方式3的终端100中，响应信号矢量形成单元140通过使ACK/NACK信号矢量(S_ack，S_ack)的第1元素的星座图旋转90°，从而形成第1ACK/NACK信号矢量。另外，响应信号矢量形成单元140通过使ACK/NACK信号矢量(S_ack，S_ack)的第2元素的星座图旋转90°，从而形成第2ACK/NACK信号矢量。再者，构成ACK/NACK信号的码元通过BPSK或者QPSK被调制。因此，使星座图旋转90°的处理能够仅通过I分量与Q分量的调换、以及正与负的交替而实现。该处理不需要乘法器，处理量少。

也就是说，第1SC-FDMA码元中包含的、预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1用以下的式(7)表示。

$x_{\mathrm{ack}1}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{js}}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\mathrm{js}}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{c}1+j\\ -1+j\end{array}\right)s_{\mathrm{ack}}=\frac{1+j}{2}\left(\begin{array}{c}1\\ j\end{array}\right)s_{\mathrm{ack}}...\left(7\right)$

另外，第2SC-FDMA码元中包含的、预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2用以下的式(8)表示。

$x_{\mathrm{ack}2}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ {\mathrm{js}}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ j{s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{c}1+j\\ 1-j\end{array}\right)s_{\mathrm{ack}}=\frac{1+j}{2}\left(\begin{array}{c}1\\ -j\end{array}\right)s_{\mathrm{ack}}...\left(8\right)$

从式(7)和式(8)可知，预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2正交，所以能够获得空间分集效果。因此，能够防止波束赋形效应造成的接收质量的劣化。

这里，与实施方式1的情况进行比较。在实施方式1的情况下，输入到预编码单元165的ACK/NACK信号矢量的元素，其振幅被形成为原来的

倍。相对于此，在实施方式3的终端100中，输入到预编码单元165之前的信号也满足单载波特性，所以，能够抑制预编码单元165的动态范围。因此，对实施方式3的终端100而言，与实施方式1的终端100相比，能够缩小预编码单元165的电路规模。

接下来，与实施方式2的情况进行比较。在实施方式2的情况下，在预编码后的ACK/NACK信号矢量中，某个元素为0。相对于此，在实施方式3的终端100中，预编码后的ACK/NACK信号矢量的元素都不为0。因此，即使在预编码单元165的输出端设置对剧烈的振幅变动无抵抗力的模拟电路(例如，RF发送单元235具有的放大器等)，也能够使该模拟电路的动作稳定。

另外，这里，将本实施方式3对于预编码矩阵进行广义化。图10是将图9对于预编码矩阵进行了广义化的图。

也就是说，首先，预编码矩阵Φ_unitary用式(9)表示。

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{unitary}}=\left(\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\α}}& 0\\ 0& e^{\mathrm{j\β}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& a\\ a& -1\end{array}\right)...\left(9\right)$

其中，a为实数。

另外，在参照信号(Reference Signal)的前一SC-FDMA码元中，重写流1的、第1ACK/NACK信号矢量的第1元素的星座图对于第2元素，相对地旋转90°。

并且，在参照信号(Reference Signal)的后一SC-FDMA码元中，重写流2的、第2ACK/NACK信号矢量的第2元素的星座图对于第1元素，相对地旋转90°。

通过进行这样的处理，在参照信号(Reference Signal)的前一SC-FDMA码元中，ACK/NACK信号被乘以了用式(10)表示的系数1。

而在参照信号(Reference Signal)的后一SC-FDMA码元中，ACK/NACK信号被乘以了用式(11)表示的系数2。

这些系数1与系数2相互正交。因此，通过对ACK/NACK信号进行上述处理，从而赋予分集效果。

再者，相反地，也可以在参照信号(Reference Signal)的前一SC-FDMA码元中，重写流2的、第1ACK/NACK信号矢量的第2元素的星座图对于第1元素，相对地旋转90°，并且，在参照信号(Reference Signal)的后一SC-FDMA码元中，重写流1的、第2ACK/NACK信号矢量的第1元素的星座图对于第2元素，相对地旋转90°。

(实施方式4)

[终端的结构]

图11是表示本发明的实施方式4的终端300的结构的方框图。在图11中，对与图5具有相同功能的块附加相同的标号，省略说明。终端300具有：响应信号矢量形成单元340；响应信号映射单元345；调制单元355-1、2；预编码单元365；以及OFDM信号形成单元370-1、2。另外，在图11中，与图5同样地，作为MIMO发送装置的终端300具有多个天线，标号的尾号为1的功能块对应于第1天线，尾号为2的功能块对应于第2天线。

控制信号接收单元120从分离单元115接收控制信号。该控制信号中包含有上行分配信息和下行分配信息。控制信号接收单元120提取上行分配信息和下行分配信息，输出到控制单元325。另外，控制信号接收单元120确定包含了发往本终端的控制信号的物理资源号，并将其输出到控制单元325。

控制单元325基于从控制信号接收单元120接收的下行分配信息，生成数据接收控制信号，并输出到数据接收单元130。

另外，控制单元325基于上行分配信息，确定数据信号的MCS(Modulation and Coding Scheme，调制编码方式)。另外，控制单元325从包含了发往本终端的控制信号的物理资源号，确定应发送ACK/NACK信号的时间、频率资源、以及代码资源。这些信息被输出到频率映射单元。

响应信号矢量形成单元340根据ACK/NACK信号，形成ACK/NACK信号矢量。响应信号矢量形成单元340形成相互正交的第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量，并输出到响应信号映射单元345。

响应信号映射单元345将由响应信号矢量形成单元340形成的第1ACK/NACK信号矢量(第2ACK/NACK信号矢量)的第1元素和第2元素，分别映射到第1流和第2流。响应信号映射单元345将第1ACK/NACK信号矢量映射到第1时隙，将第2ACK/NACK信号矢量映射到第2时隙。

调制单元355-1、2基于来自控制单元325的指示，将两个数据流进行调制，并输出到预编码单元365。

预编码单元365将来自调制单元355-1、2的两个数据流和来自响应信号映射单元345的映射了ACK/NACK信号矢量的元素的两个流作为输入，根据控制单元325的指示对第1流和第2流进行预编码处理。预编码单元365使用2×2的酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码处理。预编码处理后的第1流和第2流分别被输出到OFDM信号形成单元370-1、2。

OFDM信号形成单元370-1、2分别将预编码处理后的第1流和第2流作为输入，从输入流形成OFDM信号。OFDM信号形成单元370-1具有频率映射单元372-1、快速傅立叶逆变换(IFFT)单元173-1、以及CP附加单元174-1。OFDM信号形成单元370-2具有频率映射单元372-2、IFFT单元173-2、以及CP附加单元174-2。

频率映射单元372-1、2将从预编码单元365输入的包含数据信号的两个流和包含响应信号的两个流，根据来自控制单元325的指示映射到频率。此时，包含数据的两个流和包含响应信号的两个流分别映射到不同的频率位置。也就是说，OFDM信号形成单元370-1、2用不同的副载波发送ACK/NACK信号矢量被进行了预编码处理后的第1流和第2流。也就是说，这里，ACK/NACK信号矢量预编码处理后的第1流和第2流被频分复用。

[基站的结构]

图12是表示本发明的实施方式4的基站400的结构的方框图。在图12中，基站400具有：控制单元410；OFDM信号解调单元445-1、2；空间信号处理单元450；响应信号接收单元455；以及数据接收单元460-1、2。另外，在图12中，作为MIMO接收装置的基站400具有多个天线，标号的尾号为1的功能块对应于第1天线，尾号为2的功能块对应于第2天线。

控制单元410生成经由PDCCH(Physical Downlink Control Channel，物理下行控制信道)发送的分配信息(包含上行分配信息和下行分配信息)，并将该分配信息输出到调制单元220。另外，控制单元410将对分配信息的发送对象终端300分配的频率的频率分配信息(包含上行线路数据的频率分配信息、上行响应信号的频率分配信息、以及下行的频率分配信息)输出到复用单元225和OFDM信号解调单元445。

RF接收单元240-1、2分别经由不同的天线接收从终端300发送的上行无线信号。RF接收单元240-1、2对无线接收信号进行无线接收处理，将获得的基带信号输出到OFDM信号解调单元445-1、2。再者，在上行中，如上所述，发送OFDM信号。

OFDM信号解调单元445-1、2解调从RF接收单元240-1、2接收的接收OFDM信号。信号提取单元448-1、2在频域信号中，提取与从控制单元410接收的上行线路数据的频率分配信息对应的频率分量，并输出到空间信号处理单元450。另外，信号提取单元448-1、2在频域信号中，提取与从控制单元410接收的上行响应信号的频率分配信息对应的频率分量，并输出到响应信号接收单元455。

空间信号处理单元450对于对每个终端300取出的上行线路数据的频域信号，例如通过MMSE等算法执行均衡处理。由此，去除了流间干扰的两个流信息被输出到数据接收单元460-1、2。

响应信号接收单元455例如通过最大比合成来合成跨越2时隙而反复两次的ACK/NACK信号。然后，响应信号接收单元455基于合成信号，判定ACK/NACK信号是表示ACK还是表示NACK，根据判定结果将ACK信号或者NACK信号输出到重发控制单元205。

数据接收单元460-1、2将由空间信号处理单元450分离出的两个上行线路数据流分别解调和解码。

[终端100的动作]

终端300在从基站接收到以应发送对下行线路数据的响应信号的子帧定时通过RANK2发送上行线路数据的指示时(也就是接收到与上行分配有关的控制信号时)，终端300根据数据信号的频率分配信息和响应信号的频率分配信息，将上行线路数据的频域分量、以及上行响应信号的频域分量映射到频率轴上。再者，发送响应信号的时间、频率资源、以及代码资源与下行控制信号占用的资源相关联地确定。

首先，在终端300中，控制单元325基于上行分配信息，确定数据信号的MCS(Modulation and Coding Scheme，调制编码方式)。另外，控制单元325对应于控制信号占用了的物理资源号，确定发送上行响应信号的物理资源，上述控制信号指示了与下行响应信号对应的下行线路数据的分配。这里，ACK/NACK信号占用2时隙，被反复(repetition)配置。

另外，在响应信号矢量形成单元340中，根据ACK/NACK信号，形成相互正交的第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量。

然后，响应信号映射单元345将第1ACK/NACK信号矢量映射到第1时隙，将第2ACK/NACK信号矢量映射到第2时隙。再者，如上所述，第1ACK/NACK信号矢量(或者第2ACK/NACK信号矢量)的第1元素和第2元素分别映射到第1流和第2流。

然后，在预编码单元365中，输入的第1流和第2流被乘以预编码矩阵。对于该预编码矩阵使用2×2的酉矩阵的常数倍的矩阵。另外，用于数据信号的预编码矩阵与用于ACK/NACK信号的预编码矩阵相同。

然后，在OFDM信号形成单元370-1、2中，从预编码后的第1流和第2流，分别形成OFDM信号。

图13表示实施方式4中上行线路数据和上行响应信号配置在同一子帧时的、占用2时隙的OFDM信号。

这里，如图13所示，在实施方式4中，第1ACK/NACK信号矢量为(aS_ack，0)，第2ACK/NACK信号矢量为(0，aS_ack)。进而，a不是1，而是

也就是说，从响应信号映射单元345输出到预编码单元365的第1ACK/NACK信号矢量的第1元素为aS_ack，第2ACK/NACK信号矢量的第1元素为0。另外，从响应信号映射单元345输出到预编码单元365的第1ACK/NACK信号矢量的第2元素为0，第2ACK/NACK信号矢量的第2元素为aS_ack。

进而，在响应信号矢量形成单元340中，形成在元素中具有振幅值成为了原来的

倍的ACK/NACK信号的ACK/NACK信号矢量。

另外，在本实施方式4中使用的预编码矩阵是作为酉矩阵的常数倍的矩阵的Φ_data＝1/2×(1，1；1，-1)。

在以上的条件下，第1时隙中包含的、预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与实施方式1同样地计算，用以下的式(12)表示。

$x_{\mathrm{ack}1}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}\sqrt{2}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\sqrt{2}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)...\left(12\right)$

另外，第2时隙中包含的、预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2与实施方式1同样地计算，用以下的式(13)表示。

$x_{\mathrm{ack}2}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}0\\ \sqrt{2}{s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}0\\ \sqrt{2}{s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ -s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)...\left(13\right)$

从式(12)和式(13)可知，与实施方式1同样地，预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2正交，因此，能够获得空间分集效果。也就是说，由于具有X_ack1与X_ack2正交的波束带来的波束赋形效应，所以，在基站端能够以高质量接收任意的ACK/NACK信号矢量。因此，能够防止波束赋形效应造成的接收质量的劣化。

另外，通过将具有与映射到各个流的数据信号相同的功率的ACK/NACK信号成为原来的

倍，即使ACK/NACK信号矢量的元素的一方为0，也能够将数据信号矢量的发送功率与ACK/NACK信号矢量的发送功率保持为相同。

如上所述，根据本实施方式，作为MIMO发送装置的终端300将根据ACK/NACK信号形成的ACK/NACK信号矢量的第1元素和第2元素，分别映射到第1流和第2流，并且占用两个时隙反复发送。在该终端300中，根据ACK/NACK信号形成ACK/NACK信号矢量的响应信号矢量形成单元340，形成(a·S_ack，0)作为第1时隙中的ACK/NACK信号矢量，形成(0，a·S_ack)作为第2时隙中的ACK/NACK信号矢量，预编码单元365将由响应信号矢量形成单元340形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码。

由此，能够防止波束赋形效应造成的接收质量的劣化，并且能够获得理想的空间分集效果。再者，相反地，即使将第1时隙中的ACK/NACK信号矢量设为(0，a·S_ack)，将第2时隙中的ACK/NACK信号矢量设为(a·S_ack，0)，也可获得同样的效果。

这里，这些效果通过将与构成行矢量正交的酉矩阵的常数倍的矩阵用作预编码矩阵、以及第1时隙中的ACK/NACK信号矢量与第2时隙中的ACK/NACK信号矢量正交而获得。

也就是说，为了获得这些效果，总之，只要使第1时隙中的ACK/NACK信号矢量与第2时隙中的ACK/NACK信号矢量正交，并且将形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码即可。

另外，在终端300中，响应信号矢量形成单元340将ACK/NACK信号成为原来的

倍。

由此，即使ACK/NACK信号矢量的元素的一方为0，也能够将数据信号矢量的发送功率与ACK/NACK信号矢量的发送功率保持为相同。

另外，在终端300中，OFDM信号形成单元370-1、2用不同的副载波发送由预编码单元365进行了预编码处理后的ACK/NACK信号矢量和进行了预编码处理后的数据流。也就是说，ACK/NACK信号矢量和数据流通过频分复用被发送。

并且，OFDM信号形成单元370-1、2也可以使配置由预编码单元365进行了预编码处理后的ACK/NACK信号矢量的副载波在第1时隙和在第2时隙中不同。

(实施方式5)

实施方式5的终端与实施方式4的终端300同样地，使第1时隙中的ACK/NACK信号矢量与第2时隙中的ACK/NACK信号矢量正交，并且将形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码。但是，在实施方式5的终端与实施方式4的终端300中，形成的ACK/NACK信号矢量不同。再者，本实施方式的终端的基本结构与在实施方式4中说明的终端的结构相同。因此，也使用图11说明本实施方式的终端。

在实施方式5的终端300中，响应信号矢量形成单元340根据ACK/NACK信号，形成ACK/NACK信号矢量。响应信号矢量形成单元340形成相互正交的第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量。

图14表示实施方式5中上行线路数据和上行响应信号配置在同一子帧时的、占用2时隙的OFDM信号。

如图14所示，在实施方式2中，第1ACK/NACK信号矢量为(S_ack，S_ack)，第2ACK/NACK信号矢量为(S_ack，-S_ack)。也就是说，在实施方式5的终端300中，响应信号矢量形成单元340通过使第1ACK/NACK信号矢量的第2元素的星座图旋转180°，从而形成第2ACK/NACK信号矢量。

也就是说，第1时隙中的、预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与实施方式2同样地计算，用以下的式(14)表示。

$x_{\mathrm{ack}1}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ 0\end{array}\right)...\left(14\right)$

另外，第2时隙中的、预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2与实施方式2同样地计算，用以下的式(15)表示。

$x_{\mathrm{ack}2}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ {-s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ {-s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}0\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)...\left(15\right)$

从式(14)和式(15)可知，与实施方式2同样地，预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2正交，所以能够获得空间分集效果。

再者，相反地，将第1时隙中的ACK/NACK信号矢量设为(S_ack，-S_ack)，将第2时隙中的ACK/NACK信号矢量设为(S_ack，S_ack)，也可获得同样的效果。

(实施方式6)

实施方式6的终端与实施方式4的终端300同样地，使第1时隙中的ACK/NACK信号矢量与第2时隙中的ACK/NACK信号矢量正交，并且将形成的ACK/NACK信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码。但是，在实施方式6的终端与实施方式4的终端300中，形成的ACK/NACK信号矢量不同。再者，本实施方式的终端的基本结构与在实施方式4中说明的终端的结构相同。因此，也使用图11说明本实施方式的终端。

在实施方式6的终端300中，响应信号矢量形成单元340根据ACK/NACK信号，形成ACK/NACK信号矢量。响应信号矢量形成单元340形成相互正交的第1ACK/NACK信号矢量和第2ACK/NACK信号矢量。

图15表示实施方式6中上行线路数据和上行响应信号配置在同一子帧时的、占用2时隙的OFDM信号。

如图15所示，在实施方式6中，第1ACK/NACK信号矢量为(j·S_ack，S_ack)，第2ACK/NACK信号矢量为(S_ack，j·S_ack)。也就是说，在实施方式6的终端300中，响应信号矢量形成单元340通过使ACK/NACK信号矢量(S_ack，S_ack)的第1元素的星座图旋转90°，从而形成第1ACK/NACK信号矢量。另外，响应信号矢量形成单元340通过使ACK/NACK信号矢量(S_ack，S_ack)的第2元素的星座图旋转90°，从而形成第2ACK/NACK信号矢量。再者，构成ACK/NACK信号的码元通过BPSK或者QPSK调制。因此，使星座图旋转90°的处理能够仅通过I分量与Q分量的调换、以及正与负的交替而实现。该处理不需要乘法器，处理量少。

也就是说，第1时隙中的、预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与实施方式3同样地计算，用以下的式(16)表示。

$x_{\mathrm{ack}1}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{js}}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\mathrm{js}}_{\mathrm{ack}}\\ s_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{c}1+j\\ -1+j\end{array}\right)s_{\mathrm{ack}}=\frac{1+j}{2}\left(\begin{array}{c}1\\ j\end{array}\right)s_{\mathrm{ack}}...\left(16\right)$

另外，第2时隙中的、预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2与实施方式3同样地计算，用以下的式(17)表示。

$x_{\mathrm{ack}2}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{data}}\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ {\mathrm{js}}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ack}}\\ j{s}_{\mathrm{ack}}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{c}1+j\\ 1-j\end{array}\right)s_{\mathrm{ack}}=\frac{1+j}{2}\left(\begin{array}{c}1\\ -j\end{array}\right)s_{\mathrm{ack}}...\left(17\right)$

从式(16)和式(17)可知，与实施方式3同样地，预编码后的第1ACK/NACK信号矢量X_ack1与预编码后的第2ACK/NACK信号矢量X_ack2正交，所以能够获得空间分集效果。因此，能够防止波束赋形效应造成的接收质量的劣化。

这里，与实施方式4的情况进行比较。在实施方式4的情况下，与数据部分相同的预编码还与响应信号相乘，所以在第1时隙中获得与第1数据流同样的波束赋形增益，在第2时隙中获得与第2数据流同样的波束赋形增益，而这两个波束赋形增益一般控制为不同。例如，在公知的固有模式传输中的波束赋形控制中，对于第1流赋予相当于传播路径矩阵的第1固有值的波束赋形增益，对于第2流赋予相当于传播路径矩阵的第2固有值的波束赋形增益。也就是说，存在第1时隙的基站端的响应信号的接收功率与第2时隙的基站端的响应信号接收功率相差很大的可能性。对此，在实施方式6中，能够将第1时隙的响应信号与第2时隙的响应信号的功率差保持得小，并能够获得与实施方式1同样的分集效果。来自多个终端300的响应信号使用同一时间和频率资源而被码分复用发送，因此，时隙间的功率差小，不容易对码分复用的发送功率控制造成不良影响，能够简便地进行基站的发送功率控制。

再者，与实施方式5的情况相比较，也在实施方式5中，对于第1时隙的响应信号的接收功率、以及第2时隙的响应信号的接收功率，受从终端的天线到基站的传播路径之差和发送天线的增益本身的影响，存在接收功率差容易变大的倾向，而在实施方式6中，能够使时隙间的功率差小。

再者，对于本实施方式6的预编码矩阵，也能够与实施方式3同样地广义化。

也就是说，首先，预编码矩阵Φ_unitary用式(18)表示。

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{unitary}}=\left(\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\α}}& 0\\ 0& e^{\mathrm{j\β}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& a\\ a& -1\end{array}\right)...\left(18\right)$

其中，a为实数。

另外，使在第1时隙中重写流1的、第1ACK/NACK信号矢量的第1元素的星座图对于第2元素，相对地旋转90°。

并且，使在第2时隙中重写流2的、第2ACK/NACK信号矢量的第2元素的星座图对于第1元素，相对地旋转90°。

通过进行这样的处理，在第1时隙中，ACK/NACK信号被乘以了用式(19)表示的系数1。

而在第2时隙中，ACK/NACK信号被乘以了用式(20)表示的系数2。

这些系数1与系数2相互正交。因此，通过对ACK/NACK信号进行上述处理，从而赋予分集效果。

再者，相反地，也可以使在第1时隙中重写流2的、第1ACK/NACK信号矢量的第2元素的星座图对于第1元素，相对地旋转90°，并且使在第2时隙中重写流1的、第2ACK/NACK信号矢量的第1元素的星座图对于第2元素，相对地旋转90°。

(其他实施方式)

(1)在实施方式1～实施方式3中，叙述了上行数据信号为RANK2发送的情况。然而，上行数据也可以是RANK1发送，也就是在上行未进行空分复用发送的形式。在该形式中，只需直接通过ACK/NACK信号重写RANK1发送的数据信号部分即可。在这种情况下，对ACK/NACK信号也能够赋予与数据信号部分同样的波束赋形效应。在RANK1发送的情况下，对数据部分适用最适宜于数据发送的波束赋形，因此，通过将相同的波束赋形效应赋予ACK/NACK信号，能够使ACK/NACK的性能稳定。

(2)另外，在实施方式1～实施方式3中，说明了预编码单元165设置在DFT单元171的前级的情况。然而，本发明并不限于此，无论是如图16所示预编码单元设置在DFT单元与IFFT单元之间的结构、还是如图17所示预编码单元设置在IFFT单元的后级的结构，都能够期待同样的效果。

(3)在实施方式1～实施方式3中，对于1SC-FDMA码元内包含的多个时间连续信号，反复配置将相同的响应信号矢量进行了预编码处理所得的信号，但也可以在对1SC-FDMA码元内的多个时间连续信号配置响应信号时，在将响应信号输入预编码单元前，对响应信号进行加扰。在这种情况下，响应信号在加扰后被输入到预编码单元，所以由各自的SC-FDMA码元形成的波束的方向不改变，能够期待与实施方式1～实施方式3同样的效果。

(4)另外，在实施方式4～实施方式6中，叙述了上行数据信号为RANK2发送的情况。然而，上行数据也可以是RANK1发送，也就是在上行未进行空分复用发送的形式。在该形式中，只需直接通过ACK/NACK信号重写RANK1发送的数据信号部分即可。在这种情况下，对ACK/NACK信号也能够赋予与数据信号部分同样的波束赋形效应。在RANK1发送的情况下，对数据部分适用最适宜于数据发送的波束赋形，因此，通过将相同的波束赋形效应赋予ACK/NACK信号，能够使ACK/NACK的性能稳定。

(5)另外，在实施方式4～实施方式6中，说明了上行线路数据为OFDM的情况，而本发明并不限于此。例如，即使上行线路数据例如为SC-FDMA信号，对于将上行线路数据信号和上行响应信号在频域复用并在同一副载波内发送的情况，也能够适用本发明。也就是说，本发明不依赖于数据部分的发送方式或复用方式，而能够一般性地适用于对上行线路数据和上行响应信号进行频分复用的情况。

(6)另外，在实施方式4～实施方式6中，在存在多个应映射响应信号的副载波的情况下，既可以直接反复映射将响应信号矢量进行了预编码处理所得的信号，也可以将对响应信号乘以了每个副载波不同的加扰码所得的信号进行预编码处理，并映射到副载波。在这些情况下，也能够期待与实施方式4～实施方式6同样的效果。

(7)另外，在实施方式1～实施方式6中，作为响应信号的例子，使用ACK/NACK信号进行了说明。然而，本发明并不限于此，本发明也能够适用于ACK/NACK信号之外的响应信号。

并且，本发明也能适用于反馈响应信号之外的控制信号的情况。作为响应信号之外的控制信号，例如存在用于将下行通信中的最佳RANK数传递给基站的RANK指示符(indicator(RI))信号、表示下行传播路径的质量的信道质量指示符(Channel Quality Indicator(CQI))信号等。

(8)另外，在实施方式1～实施方式6中，作为天线进行了说明，而本发明也同样能够适用天线端口(antenna port)。所谓天线端口，是指由一个或者多个物理天线构成的逻辑天线。也就是说，天线端口并不仅限于指一个物理天线，有时指由多个天线构成的阵列天线等。例如，在3GPP LTE中，未规定天线端口由几个物理天线构成，规定为基站能够发送不同的参照信号(Reference signal)的最小单位。另外，天线端口有时也被规定为与预编码矢量(Precoding vector)的权重相乘的最小单位。

(9)另外，在上述实施方式中，以通过硬件来构成本发明的情况为例进行了说明，但是本发明还可以通过软件来实现。

另外，在上述实施方式的说明中所使用的各个功能模块，典型的被实现为由集成电路构成的LSI(大规模集成电路)。这些既可以分别实行单芯片化，也可以包含其中一部分或者是全部而实行单芯片化。这里表示为LSI，但根据集成度的不同也可以表示为“IC”、“系统LSI”、“超大LSI”、“特大LSI”等。

另外，集成电路化的技术不限于LSI，也可以使用专用电路或通用处理器来实现。也可以利用LSI制造后能够编程的FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程门矩阵)，或可以利用对LSI内部的电路块的连接或设定进行重新构置的可重构置处理器(Reconfigurable Processor)。

再有，如果随着半导体技术的进步或者其他技术的派生，出现了代替LSI集成电路化的技术，当然也可以利用该技术来实现功能块的集成化。还有适用生物技术等的可能性。

在2008年7月29日提交的特愿第2008-195361号和2009年1月15日提交的特愿第2009-006967号的日本专利申请所包含的说明书、附图和说明书摘要的公开内容，全部引用于本申请。

工业实用性

本发明的MIMO发送装置和MIMO发送方法作为提高响应信号的接收质量的MIMO发送装置和MIMO发送方法是有用的。

Claims (7)

1.多输入多输出发送装置，将基于响应信号形成的响应信号矢量的第1元素和第2元素分别映射到第1流和第2流，并且将其包含在1子帧中的2频分多址码元中发送，该多输入多输出发送装置包括：

形成单元，基于所述响应信号形成响应信号矢量，并且使第1频分多址码元中的响应信号矢量与第2频分多址码元中的响应信号矢量正交；以及

预编码单元，将所述形成的响应信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码。

2.如权利要求1所述的多输入多输出发送装置，

所述频分多址码元为单载波-频分多址码元，

所述第1频分多址码元和所述第2频分多址码元包含在同一时隙中，

所述第1频分多址码元中的响应信号矢量为(

·S，0)，

所述第2频分多址码元中的响应信号矢量为(0，

·S)，

其中，S为所述响应信号。

3.如权利要求1所述的多输入多输出发送装置，

所述频分多址码元为单载波-频分多址码元，

所述第1频分多址码元和所述第2频分多址码元包含在同一时隙中，

所述第1单载波-频分多址码元中的响应信号矢量为(S，S)，

所述第2单载波-频分多址码元中的响应信号矢量为(S，-S)，

其中，S为所述响应信号。

4.如权利要求1所述的多输入多输出发送装置，

所述频分多址码元为单载波-频分多址码元，

所述第1频分多址码元和所述第2频分多址码元包含在同一时隙中，

所述第1单载波-频分多址码元中的响应信号矢量为(jS，S)，

所述第2单载波-频分多址码元中的响应信号矢量为(S，jS)，

其中，S为所述响应信号，j为虚数。

5.如权利要求1所述的多输入多输出发送装置，

所述频分多址码元为单载波-频分多址码元，

所述第1频分多址码元和所述第2频分多址码元包含在同一时隙中，

所述第1单载波-频分多址码元中的响应信号矢量为(jS，S)，

所述第2单载波-频分多址码元中的响应信号矢量为(S，jS)，

所述酉矩阵的常数倍的矩阵Φ_unitary用式(1)表示，

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{unitary}}=\left(\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{j\α}}& 0\\ 0& e^{\mathrm{j\β}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}1& a\\ a& -1\end{array}\right)...\left(1\right)$

其中，S为所述响应信号，j为虚数，a为实数。

6.如权利要求1所述的多输入多输出发送装置，

所述频分多址码元为正交频分多址码元，

所述第1频分多址码元和所述第2频分多址码元包含在不同的时隙中，

所述第1频分多址码元中的响应信号矢量为

所述第2频分多址码元中的响应信号矢量为

7.多输入多输出发送方法，将基于响应信号形成的响应信号矢量的第1元素和第2元素分别映射到第1流和第2流，并且将其包含在1子帧中的2频分多址码元中发送，该多输入多输出发送方法包括以下步骤：

基于所述响应信号形成响应信号矢量；以及

将所述形成的响应信号矢量用酉矩阵的常数倍的矩阵进行预编码，

第1频分多址码元中的响应信号矢量与第2频分多址码元中的响应信号矢量正交。

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