CN102097928B - 一种应用于ac/dc转换器的高压启动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种应用于AC/DC转换器的高压启动电路，所述高压启动电路包括：恒流电路和恒流关断电路，其中所述恒流电路，用于通过负反馈的控制方式设定恒定电流，利用所述恒定电流为所述AC/DC转换器的电源电压(VCC)的外接电容(Cext)充电；所述恒流关断电路，用于在所述电源电压(VCC)上升到启动阈值UVLO_OFF时，关断所述恒流电路，停止为所述外接电容(Cext)充电；当所述电源电压(VCC)下降到关断阈值UVLO_ON时，打开所述恒流电路，开始为所述外接电容(Cext)充电。在可加快AC/DC转换器的启动的同时，也可有效降低AC/DC转换器的待机损耗。
Description
技术领域
本发明属于电子技术领域，尤其涉及一种应用于AC/DC转换器的高压启动电路。
背景技术
随着人类社会的不断进步和发展，对能源的消耗越来越大，同时造成的污染也越来越严重。在能源日益紧张和环保要求不断提高的今天，各行各业都对自己产品的能耗提出了更加严格的要求。在竞争激烈的电源领域，电源设计者们都在不断地更新自己的设计，使自己的设计能够达到更低的能耗需求，以期在激烈的市场竞争中占据一席之地。
如图1所示，为现有的反激式电源典型应用的电路示意图。图中的电阻RS连接于AC经过整流和滤波后的高压端和电源电压VCC端之间，为外接电容Cext提供充电通路。当RS太大时，充电电流就会太小，导致AC/DC转换器的启动时间太长；当RS太小时，充电电流较大，虽然AC/DC转换器的启动时间减小了，但是AC/DC转换器的待机功耗会增加，因为AC/DC转换器启动后，RS上的电流依然存在。所以在兼顾启动时间和待机损耗的基础上，一般在应用时RS选在MΩ（兆欧）级。即使这样，当AC输入在220V时，RS上的功耗也有几十毫瓦到上百毫瓦。
由此可知，现有的反激式电源中的AC/DC转换器在启动时，无法确保既能减少启动时间，又能降低待机损耗。
发明内容
为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种应用于AC/DC转换器的高压启动电路，在可加快AC/DC转换器的启动的同时，也可有效降低AC/DC转换器的待机损耗。
为了达到上述目的，本发明提供一种应用于AC/DC转换器的高压启动电路，所述高压启动电路包括：恒流电路和恒流关断电路，其中，
所述恒流电路10，用于通过负反馈的控制方式设定恒定电流，利用所述恒定电流为所述AC/DC转换器的电源电压VCC的外接电容Cext充电；
所述恒流关断电路20，用于在所述电源电压（VCC）上升到启动阈值UVLO_OFF时，关断所述恒流电路10，停止为所述外接电容Cext充电；当所述电源电压VCC下降到关断阈值UVLO_ON时，打开所述恒流电路10，开始为所述外接电容Cext充电。
优选的，所述恒流电路10包括：第一NMOS晶体管M1、第二NMOS晶体管M2、限流降压器件、第二电阻R2和二极管D1，其中
所述第一NMOS晶体管M1的漏极和所述限流降压器件的第一端分别接高电压HV，所述第一NMOS晶体管M1的栅极和所述限流降压器件的第二端相连，并接所述第二NMOS晶体管M2的漏极；
所述第一NMOS晶体管M1的源极和所述第二NMOS晶体管M2的栅极相连，并接所述第二电阻R2的一端；
所述第二电阻R2的另一端和所述第二NMOS晶体管M2的源极相连，并接二极管D1的阳极；
所述二极管D1的阴极接所述外接电容Cext的正极；所述外接电容Cext的负极接地。
优选的，所述第二电阻R2阻值的大小与所述恒定电流的电流值的大小成反比。
优选的，所述恒流关断电路包括：第三NMOS晶体管M3、和UVLO控制模块，其中
所述UVLO控制模块，用于设定所述第三NMOS晶体管M3的开启阈值电压UVLO_OFF和关断阈值电压UVLO_ON；
所述第三NMOS晶体管M3的漏极分别与所述第一NMOS晶体管M1的栅极、所述限流降压器件的第二端和所述第二NMOS晶体管M2的漏极连接，所述第三NMOS晶体管M3的源极接地，所述第三NMOS晶体管M3的栅极接所述UVLO控制模块的输出，所述UVLO控制模块的输入接所述AC/DC转换器的电源电压VCC。
优选的，所述限流降压器件为倒比MOS管和JFET晶体管中的任一种。
优选的，所述限流降压器件为第一电阻R1。
优选的，所述高压启动电路还包括：高压转低压电路30，与所述恒流电路10连接，用于将经过整流和滤波后的高电压HV转换为低电压。
优选的，所述高压转低压电路包括：第一NJFET晶体管NJ1，所述第一NJFET晶体管NJ1的漏极接高电压HV，所述第一NJFET晶体管NJ1的栅极接地，所述第一NJFET晶体管NJ1的源极与所述第一NMOS晶体管M1的漏极和所述限流降压器件第一端连接。
优选的，在所述AC/DC转换器启动后，所述二极管D1，用于防止所述外接电容Cext通过所述第二NMOS晶体管M2向所述第三NMOS晶体管M3放电。
由上述技术方案可知，一方面可以在AC/DC转换器启动时，为外接电容Cext提供较大的充电电流，使AC/DC转换器的启动速度加快；另一方面，在AC/DC转换器启动以后，可以将从高压端流入AC/DC转换器的电流降低到几个微安甚至更小的值，从而降低AC/DC转换器的待机功耗，提高效率。
附图说明
图1为现有的反激式电源典型应用的电路示意图；
图2为本发明的实施例一中高压启动电路的示意图；
图3为本发明的实施例中AC/DC转换器从HV吸收电流的示意图；
图4为本发明的实施例二中高压启动电路的示意图；
图5为本发明的实施例中反激式电源典型应用的电路示意图；
图6为本发明的实施例三中高压启动电路的示意图。
具体实施方式
首先，对本发明所涉及的专业术语进行说明：
UVLO：Under Voltage Lockout，欠压锁定；
NJFET：N-channel Junction Field Effect Transistor，N沟道结型场效应晶体管；
PMOS：P-channel metal oxide semiconductor FET，P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管；
NMOS：N-channel metal oxide semiconductor FET，N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管。
为了使本实用新型实施例的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型实施例做进一步详细地说明。在此，本实用新型的示意性实施例及说明用于解释本实用新型，但并不作为对本实用新型的限定。
参见图2，为本发明的实施例一中高压启动电路的示意图，该高压启动电路包括：恒流电路10和恒流关断电路20，其中
所述恒流电路10，用于通过负反馈的控制方式设定恒定电流，利用所述恒定电流为所述AC/DC转换器的电源电压VCC的外接电容Cext充电；
所述恒流关断电路20，用于在所述电源电压VCC上升到启动阈值UVLO_OFF时，关断所述恒流电路10，停止为所述外接电容Cext充电；当所述电源电压VCC下降到关断阈值UVLO_ON时，打开所述恒流电路10，开始为外接电容Cext充电。
继续参见图2，所述恒流电路10包括：第一NMOS晶体管M1、第二NMOS晶体管M2、限流降压器件（例如第一电阻R1）、第二电阻R2和二极管D1，其中
所述第一NMOS晶体管M1的漏极和所述限流降压器件的一端分别接高电压HV，所述第一NMOS晶体管M1的栅极和所述限流降压器件的另一端相连，并接所述第二NMOS晶体管M2的漏极；
所述第一NMOS晶体管M1的源极和所述第二NMOS晶体管M2的栅极相连，并接所述第二电阻R2的一端；
所述第二电阻R2的另一端和所述第二NMOS晶体管M2的源极相连，并接二极管D1的阳极；
所述二极管D1的阴极接所述外接电容Cext的正极；所述外接电容Cext的负极接地。
在本实施例中，该限流降压器件可以是第一电阻R1、倒比MOS管和JFET晶体管中的任一种。
在本实施例中，所述第二电阻R2的阻值的大小与恒流电路10的恒定电流的电流值的大小成反比。。
继续参见图2，所述恒流关断电路包括：第三NMOS晶体管M3、和UVLO控制模块，其中
所述UVLO控制模块，用于设定所述第三NMOS晶体管M3的开启阈值电压UVLO_OFF和关断阈值电压UVLO_ON；
所述第三NMOS晶体管M3的漏极分别与所述第一NMOS晶体管M1的栅极、所述限流降压器件（第一电阻R1）的一端和所述第二NMOS晶体管M2的漏极连接，所述第三NMOS晶体管M3的源极接地，所述第三NMOS晶体管M3的栅极接所述UVLO控制模块的输出，所述UVLO控制模块的输入接所述电源电压VCC。
当电源电压VCC达到其启动阈值UVLO_OFF后，打开第三NMOS晶体管M3，将第一NMOS晶体管M1的栅极和第二NMOS晶体管M2的漏极接到地，关断恒流电路；同时提供从高压HV经第一NJFET晶体管NJ1、限流降压器件（例如第一电阻R1）、第三NMOS晶体管M3到地的电流通路。只要限流降压器件（例如第一电阻R1）的阻值足够大（一般在10MΩ以上），就可以使高压HV的漏电流减小到几个微安甚至更小，从而达到降低待机功耗的目的。
参见图3，为本发明的实施例中AC/DC转换器从HV吸收电流的示意图，其中横坐标为VCC电压，纵坐标为图示的IHV电流。当VCC从0V上升到UVLO_OFF过程中，恒流电路处于打开状态，此时IHV为Ion，此即为启动电流，电流较大；当VCC从UVLO_OFF降至UVLO_ON的过程中，由于恒流关断电路启动，所以电流很小，此时IHV为Ioff；一旦VCC低于UVLO_ON，恒流电路将会开启，所以电流又变大。
参见图4，为本发明的实施例二中高压启动电路的示意图，与图2相比，图4中增加了高压转低压电路30（即增加了第一NJFET晶体管NJ1），在图2中直接利用第一NMOS晶体管M1、第二NMOS晶体管M2、限流降压器件（第一电阻R1）、第二电阻R2和二极管D1来设定恒定电流。图2中第一NMOS晶体管M1和第一电阻R1须为高压器件（承受AC输入经过整流和滤波后的高压HV），其中第一电阻R1须足够大（一般在10兆欧以上），一方面用来降低第二NMOS晶体管M2栅极的电压，另一方面可以降低待机功耗。
高压转低压电路30中的高压范围为65~380V，具体由输入AC电压决定，例如我国市电为AC220V，则HV就为310V。所谓低压，指的是将HV通过NJ1将其降为目前IC工艺能够承受的电压。目前IC制造中比较典型的高压工艺都是30V或者40V，也有部分国际上顶尖的工艺厂能够做到60V左右。
如图4所示，该高压启动电路包括：恒流电路10和恒流关断电路20和高压转低压电路30，其中恒流电路10包括：第一NMOS晶体管M1、第二NMOS晶体管M2、第一电阻R1、第二电阻R2和二极管D1；恒流关断电路20包括：第三NMOS晶体管M3和UVLO控制模块；高压转低压电路30包括：第一NJFET晶体管NJ1，其中
第一NJFET晶体管NJ1的漏极接高电压HV，第一NJFET晶体管NJ1的栅极接地，第一NJFET晶体管NJ1的源极与第一NMOS晶体管M1的漏极和第一电阻R1相连；第一NMOS晶体管M1的栅极和第一电阻R1相连，接第二NMOS晶体管M2的漏极和第三NMOS晶体管M3的漏极；第一NMOS晶体管M1的源极和第二NMOS晶体管M2的栅极相连，接第二电阻R2的一端；第二电阻R2的另一端和第二NMOS晶体管M2的源极相连，接二极管D1的阳极；二极管D1的阴极接外接电容Cext的正极，同时作为UVLO控制模块的输入；外接电容Cext的负极接地；UVLO控制模块的输出接第三NMOS晶体管M3的栅极；第三NMOS晶体管M3的源极接地。
在本实施例中，由于第一NJFET晶体管NJ1作为高压转低压电路30，所以第一NJFET晶体管NJ1是高压器件（承受AC输入经过整流和滤波后的高压HV）；而第一NMOS晶体管M1、第一电阻R1为低压器件（承受高压转低压电路生成的低压）。
一般的AC输入电压在65V~265V之间，通过整流和滤波电容之后生成的高电压HV在90V~380V之间。本实施例中的高压转低压电路30就是将HV通过NJFET晶体管NJ1转换成低压。
在本实施例中，恒流电路10采用了负反馈的控制，使恒流精度较高。恒流电路10设定的恒定电流的电流值与第二电阻R2有关，具体的关系为：第二电阻R2的阻值的大小与恒定电流的电流值的大小成反比。
在恒流电路10工作时，从高压HV为外接电容Cext充电的绝大部分电流都流经第一NMOS晶体管M1、第二电阻R2和二极管D1，而从第一电阻R1、第二NMOS晶体管M2流过的电流很小，其原因是为了降低AC/DC转换器启动后的待机损耗，第一电阻R1的阻值较大（一般选在10MΩ以上）。由于AC/DC转换器启动时需要较大的电流（一般在1.5mA左右），所以第一NMOS晶体管的尺寸远大于第二MOS晶体管的尺寸。由于本实施例中提供的充电电流远大于传统MΩ级的RS提供的充电电流，本实施例中的AC/DC转换器的启动时间大大缩短了。
当电源电压VCC上升到启动阈值UVLO_OFF以后，UVLO控制模块打开第三NMOS晶体管M3，产生从HV经第一NJFET晶体管NJ1、第一电阻R1、第三NMOS晶体管M3到地的通路。此时由于第三MNOS晶体管打开，使第一NMOS晶体管M1的栅极和第二NMOS晶体管的漏极接地，所以关断了恒流电路10。二极管D1的引入防止了外接电容Cext经由第二NMOS晶体管M2和第三NMOS晶体管M3放电。由于第一电阻R1阻值很大（一般选在10MΩ以上），恒流电路10关断以后，流经第二电阻的R2的电流很小（一般在几uA甚至更小），此时由高压启动电路30产生的功耗只有几mW。比起传统Rs电阻上近百mW的功耗大大的降低了。
图5为本发明的实施例中反激式电源典型应用的电路示意图。图中省去了RS电阻，将AC经过整流和滤波后的高压端直接接于AC/DC转换器的高压端HV。这样，当AC/DC转换器未启动时，通过图4所示的高压启动电路给AC/DC转换器电源的稳压电容充电，由于此充电电流较大，一般设在mA级，所以AC/DC转换器的启动速度大大加快；同时由于此充电电流恒定，所以对AC/DC转换器电源外接电容造成的冲击很小，可以有效地延长其使用寿命。当芯片启动后，恒流关断电路启动，将从HV流入芯片的电流减小到几个uA甚至更小，大大地降低了待机损耗。
在本实施例中，第一电阻R1起限流降压的作用，因此可选用其他限流降压器件来实现该第一电阻R1，而该限流降压器件也可以是倒比MOS管和JFET晶体管中的任一种。
图6为本发明的实施例三中高压启动电路的示意图，图中用倒比PMOS管替换第一电阻R1。倒比MOS管指的是沟道宽长比小于1的MOS管，可以作为大电阻使用（宽长比越小，等效的电阻值越大）。倒比MOS管包括：倒比PMOS和倒比NMOS。图例中仅示出了倒比PMOS作为大电阻的连接方式。
由上述技术方案可知，一方面可以在AC/DC转换器启动时，为AC/DC的电源脚的外接电容（Cext）提供较大的充电电流，使启动速度加快；另一方面，在AC/DC转换器启动以后，可以将从高压端流入AC/DC转换器的电流降低到几个微安甚至更小的值，从而降低待机功耗，提高效率。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (8)
1.一种应用于AC/DC转换器的高压启动电路，其特征在于，所述高压启动电路包括：恒流电路（10）和恒流关断电路（20），其中，
所述恒流电路（10），用于通过负反馈的控制方式设定恒定电流，利用所述恒定电流为所述AC/DC转换器的电源电压（VCC）的外接电容（Cext）充电；
所述恒流关断电路（20），用于在所述电源电压（VCC）上升到启动阈值UVLO_OFF时，关断所述恒流电路（10），停止为所述外接电容（Cext）充电；当所述电源电压（VCC）下降到关断阈值UVLO_ON时，打开所述恒流电路（10），开始为所述外接电容（Cext）充电；
所述恒流电路（10）包括：第一NMOS晶体管（M1）、第二NMOS晶体管（M2）、限流降压器件、第二电阻（R2）和二极管（D1），其中，
所述第一NMOS晶体管（M1）的漏极和所述限流降压器件的第一端分别接高电压（HV），所述第一NMOS晶体管（M1）的栅极和所述限流降压器件的第二端相连，并接所述第二NMOS晶体管（M2）的漏极；
所述第一NMOS晶体管（M1）的源极和所述第二NMOS晶体管（M2）的栅极相连，并接所述第二电阻（R2）的一端；
所述第二电阻（R2）的另一端和所述第二NMOS晶体管（M2）的源极相连，并接二极管（D1）的阳极；
所述二极管（D1）的阴极接所述外接电容（Cext）的正极；所述外接电容（Cext）的负极接地。
2.根据权利要求1所述的高压启动电路，其特征在于，所述第二电阻（R2）阻值的大小与所述恒定电流的电流值的大小成反比。
3.根据权利要求2所述的高压启动电路，其特征在于，所述恒流关断电路包括：第三NMOS晶体管（M3）、和UVLO控制模块，其中
所述UVLO控制模块，用于设定所述第三NMOS晶体管（M3）的开启阈值电压UVLO_OFF和关断阈值电压UVLO_ON；
所述第三NMOS晶体管（M3）的漏极分别与所述第一NMOS晶体管（M1）的栅极、所述限流降压器件的第二端和所述第二NMOS晶体管（M2）的漏极连接，所述第三NMOS晶体管（M3）的源极接地，所述第三NMOS晶体管（M3）的栅极接所述UVLO控制模块的输出，所述UVLO控制模块的输入接所述AC/DC转换器的电源电压（VCC）。
4.根据权利要求3所述的高压启动电路，其特征在于，所述限流降压器件为倒比MOS管和JFET晶体管中的任一种。
5.根据权利要求3所述的高压启动电路，其特征在于，所述限流降压器件为第一电阻（R1）。
6.根据权利要求3所述的高压启动电路，其特征在于，所述高压启动电路还包括：高压转低压电路（30），与所述恒流电路（10）连接，用于将经过整流和滤波后的高电压（HV）转换为低电压。
7.根据权利要求6所述的高压启动电路，其特征在于，所述高压转低压电路包括：第一NJFET晶体管（NJ1），所述第一NJFET晶体管（NJ1）的漏极接高电压（HV），所述第一NJFET晶体管（NJ1）的栅极接地，所述第一NJFET晶体管（NJ1）的源极与所述第一NMOS晶体管（M1）的漏极和所述限流降压器件的第一端连接。
8.根据权利要求7所述的高压启动电路，其特征在于，在所述AC/DC转换器启动后，所述二极管（D1），用于防止所述外接电容（Cext）通过所述第二NMOS晶体管（M2）向所述第三NMOS晶体管（M3）放电。
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