CN102090035A - 用于对通信系统中的残留频率误差进行估计的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于估计残留频率误差的方法和设备。根据实施例，使用信道估计矢量和参考矢量来估计针对接收符号的所选子载波的期望矢量；移除抽样频率失配并使用期望矢量和接收矢量计算点乘。估计乘积的角度，并计算与先前符号的角度变化。使用计算出的角度变化估计残留频率。在另一实施例中，基于信道估计和参考子载波估计期望子载波，估计期望子载波和接收子载波之间的乘积的角度和幅度；移除相位偏移；计算角度的加权平均值，以及使用加权平均角度变化来估计残留频率误差。

Description

用于对通信系统中的残留频率误差进行估计的方法和设备

技术领域

本发明总体上涉及数字通信系统领域，更具体地，涉及用于对通信系统中的残留频率误差进行估计的方法和设备。

背景技术

多载波数字和/或模拟通信系统(例如，有线、无线或光系统)的一个主要缺点是其对频率以及抽样频率同步误差的敏感性。发射机和接收机之间的频率偏移或频率失配通常导致在接收信号被解调之前的频率偏移。在例如正交频分复用(OFDM)系统中，频率失配增加了载波间干扰(ICI)，并且此外，针对每个接收到的符号引入了恒定的相位旋转。这样的损伤导致接收机性能的退化。在Pollet等题为“TheBER Performance of OFDM System using Non-Synchronised Sampling”(IEEE Global Telecommunication Conference 1994，pp253-257)的公布中，示出了针对64QAM(正交幅度调制)中可忽略的0.5dB损耗，可以容忍相对于OFDM符号中的子载波间距的1％的频率失配，而QPSK(正交相移键控)调制可以容忍最多5％的误差，并且就此而言，要求跟踪抽样频率偏移。频率偏移还导致接收机处的DC(直流)偏移和时间同步器算法的性能退化。此外，特别在将多个信号或多个符号合并在一起以产生信道估计的系统中，经历了对经由其接收信号的信道的估计的退化，这样的系统例如空时分组码(STBC)、空分复用(SDM)和多输入多输出(MIMO)系统。

如较早提到的，多载波系统还对发射机和接收机之间的抽样频率误差或失配敏感。在例如OFDM系统中，发射机和接收机之间的抽样频率失配可导致子载波之间的正交性损失，这导致ICI增加。此外，引入了增加的相位旋转，当子载波频率增加时，相位旋转成正比例地增加(即，外侧的子载波比内侧的子载波更受影响)，以及同样地当接收到连续的OFDM符号时，相位旋转成正比例地增加。损伤继续增加，直到接收机不再能对接收信号进行正确解码，并且就此而言，要求跟踪抽样频率偏移。在Heiskala&Terry的题为“OFDM Wireless LANS：theoretical andpractical guide”(Chapter 2，SAMS，December 2001)的公布中，已经示出了针对很长的OFDM分组，抽样频率失配可以将最佳时间同步点提前或延后整数抽样周期或更多时间。

可以通过在以上提到的公布中所建议的已存在的同步算法来估计发射机和接收机之间的频率失配和抽样频率失配。作为示例，可以基于嵌入到发射信号中的已知训练信息(例如，前同步序列码和导频子载波)或者基于对接收信号的分析或基于接收信号的固有特征(例如，在接收到OFDM信号的情况下，循环前缀)，来估计频率失配。

然而，在实际的实现中，因为发射机和接收机之间的噪声和模拟损伤分量对估计算法的影响，所估计的频率偏移通常不等于实际的频率误差。因此，存在被定义为估计频率误差和实际频率误差之差的残留频率误差。残留频率误差的存在将在接收机的信噪比的减小和星座图的旋转方面影响到系统性能。星座图旋转根据以下的近似与残留频率误差相关：每符号星座图旋转≈360×f_residual×T_s(度)，其中，T_s是例如OFDM符号的周期。诸如64QAM的高阶调制对星座图的选择特别敏感，因为子载波星座图以被旋转到判决边界而结束，从而正确的解调变得更加困难。残留频率误差对于具有较长分组长度的低阶调制也可以是显著的。长的分组长度允许星座图随时间渐进地旋转，直到子载波星座图最终旋转跨过判决边界，这使得正确解调更困难。

在现有技术中，残留频率失配的量(或精确度)通常取决于所使用的算法。可以在V.S.Abhayawardhana等的公布“Residual FrequencyOffset Correction forCoherently Modulated OFDM systems in WirelessCommunication”(Vehicular Technology Conference，2002.VTC Spring2002.IEEE 55th，Volume 2，6-9May 2002Page(s)：777-781vol)中找到这样的现有技术的示例。在该现有技术中，使用残留频率校正算法来持续地跟踪和补偿残留频率误差，该残留频率误差是在使用另一已知为Schmidl及Cox算法(SCA)的算法获得对频率误差的估计后呈现的。通过在快速傅里叶变换(FFT)运算之后在频域均衡器(FEQ)的输出处对相位变化率进行跟踪，对残留频率误差进行估计。然而，残留频率误差的估计可以受到具有低SNR的子信道的严重影响，该低SNR由信道响应中的谱零(spectral null)所导致。因此，在现有技术中，引入阈值来选择幅度高于该阈值的子信道。从而，没有用到所有的可用信息，并且就此而言，取决于所选择的阈值等级，性能将退化。因此可以说该现有技术遭受了阈值影响。

在M Sliskovic的“Sampling Frequency Offset Estimation andCorrection in OFDM systems”(The 8^th IEEE International Conferenceon Electronics，Circuits and Systems，2001.Volume 1，2-5Sept.2001Page(s)：437-440)中描述的另一技术中，将连续符号之间的相位差用来估计频率偏移，其可等价地被用来估计残留频率误差。所提出的技术涉及在所有子载波上的数据符号重复和连续重复符号之间的相位比较。在现有技术中，当相位差很小(小于1度)时，以线性函数对正切(或余切)函数进行近似，例如α＝arg(a+jb)＝arctan9b/a)≈b/a或sin(2πx)≈2πx。使用这样的近似的问题在于当角度变大时，近似变差，并且该结果将导致更差质量的残留频率估计，这将意味着所应用的校正将出错。对于64QAM星座图来说，这更加显著，在64QAM中，度等级(order)的误差将使接收机性能退化。此外，不将角度限制在小角度(可将其示出为位于0和360度之间的任意位置)，因为其取决于信道模型(SNR和延迟扩展)和系统中损伤的量(相位噪声、相位和幅度不平衡、DC偏移、晶体容限等等)，并就此而言，小的角度近似导致不正确的估计和校正，这将导致接收机性能的退化。现有技术还介绍了通过将每个子载波的相位误差和与SNR成正比的值加权来避免该阈值影响的技术。可以通过在此被表示为

的信道估计的平方来估计每个子载波的SNR。然而，在低的SNR处，信道估计的平方不精确。

在上述现有技术中已进行了近似，其中，假定抽样频率偏移为零。在所使用的子载波不对称的非平坦衰减信道或平坦衰减信道中，这样的近似将意味着相位估计将包含忽视抽样频率偏移所导致的附加误差分量。

发明内容

因此，本发明的目的是通过提供一种用于估计通信OFDM系统中的残留频率误差的方法和设备来解决以上需求以及其它需求。

根据本发明的第一方面，通过一种用于估计经由信道发送的信号与接收信号之间的残留频率误差的方法解决上述问题。该方法包括以下步骤：针对接收信号的接收符号的所选子载波，基于信道估计矢量和参考矢量对期望矢量进行估计；通过相位旋转移除抽样频率失配；计算所估计的期望矢量与接收矢量的点乘；估计所产生的点乘的角度；计算与先前的符号的角度变化；以及使用与先前的符号的角度变化来估计残留频率误差。

根据本发明的另一方面，通过一种用于估计经由信道发送的信号与接收信号之间的残留频率误差的另一方法解决上述问题。该方法包括以下步骤：针对接收信号的符号的每一个子载波，基于子载波的信道估计和参考子载波对期望子载波进行估计；针对每个子载波，在复平面中将所估计的期望子载波与接收子载波相乘；针对每个子载波，对在之前步骤中执行的乘积的角度和幅度进行估计；针对每个子载波，移除抽样频率失配造成的相位偏移；计算所估计的角度的加权平均值；计算与先前的符号相比，加权平均角度中的变化；以及使用与先前的符号相比的加权平均角度中的变化，对残留频率误差进行估计。

根据本发明的又一方面，通过用于估计残留频率的设备解决上述问题，该设备包括被配置为至少执行根据上述本发明的第一方面和第二方面的方法步骤的装置。

根据本发明的再一方面，通过通信OFDM系统解决上述问题，该通信OFDM系统包括上述依照本发明的设备。

本发明的优势在于：当估计残留频率误差时不忽略抽样频率偏移，并因此在平坦衰落信道和非平坦衰落信道中都获得了接收机性能的提高。

本发明的另一优势在于：根据本发明的残留频率误差的估计不遭受阈值效应的影响，而是代之以使用包括实际信道和估计信道

在内的项而非信道估计的平方

来有效地对子载波相位差加权。此外，根据本发明，残留频率误差的估计不限于小相位，即，由于角度的精确相位估计可以取0到360度之间的任何值而不仅是当其很小时的值，获得了精确度和稳定度的提高。

现将以各种实施例的方式并参考附图对本发明进行更详细的描述。从该描述、附图和所附权利要求中，其它的特征、目标和优势也将变得显而易见，将注意力放到该事实上，然而，下面的附图仅是示意性的，在所附权利要求的范围内，可在示意和描述的特定实施例中进行改变。

附图说明

图1示意了本发明可应用于的实施例的示例MIMO OFDM接收机的方框图。

图2是示意了依照本发明的第一示例实施例，用于估计残留频率误差的设备的方框图。

图3A和3B示意了适于在本发明的设备实施例中使用的示例相频转换器的方框图。

图4示意了根据本发明的第一性示例实施例，用于估计残留频率误差的方法的流程图。

图5是示意了依照本发明的第二示例性实施例，用于估计残留频率误差的设备的方框图。

图6示意了根据本发明的第二示例性实施例，用于估计残留频率误差的方法的流程图。

图7示意了与现有技术相比，本发明所提供的性能提高。

具体实施方式

在与多载波通信系统有关的一般背景下对本发明进行描述，多载波通信系统例如用于通信数据的基于OFDM(正交频分复用)系统。作为示例，可将本发明应用于WLAN(无线局域网)系统，IEEE 802.11(电气与电子工程师协会)系统WiFi(无线保真)、WiMAX(全球微波接入互操作性)系统、ADSL(非对称数字用户线)系统或其它任何基于OFDM的系统。

参考图1，示意了示例MIMO OFDM接收机的简化框图，其中解释了与本发明的不同示例实施例有关的功能。如图所示，MIMO接收机包括多个接收分支，其中仅示出了两个分支。在图1中，ANT 1表示第一接收机分支的天线，而ANT N_rx表示第N个接收机分支的天线。注意到N_rx的值可以取大于或等于1的任何整数值。在图1中，第一接收机分支还包括第一混频器1A，以将调制到RF载波上的信号下混频至调制到0Hz上的信号，该调制到0Hz上的信号已知为复基带信号。然后，通过模数转换器(ADC)2A将由同相和正交分量组成复基带信号转换到数字域中。众所周知，有很多其它从调制到RF载波的信号产生数字复基带信号的技术，并且需要其它组件(例如，滤波器、放大器等等)来正确地完成该任务。然后，将数字复基带信号通过抽样选择器(SEL.S)3A。抽样选择器3A被配置为移除接收信号的循环前缀(CP)并基于来自提前/延后块(ADV./RET.)13的输入对抽样进行提前或延后。然后，在校正发射机和接收机之间的频率失配的第二混频器4A之后，将这些抽样传递到FFT。注意到，SEL.S 3A和第二混频器块4A的顺序可以相反。然后，由FFT块5A对抽样和频率校正后的复基带信号进行处理，实现从时域到频域的转换功能。第N个接收机分支还包括第一混频器1B、ADC 2B、抽样选择器(SEL.S)3B、第二混频器4B和FFT块5B。图1的MIMO接收机还包括对在第一混频器1A/1B中使用的频率进行合成的模拟频率合成器(A.F.S)6、向ADC 2A/2B提供抽样时钟的数字时钟(D.CL)7、向D.CL 7、A.F.S 6和D.F.S 9提供参考频率的晶体振荡器(C.O.)8以及对要在第二混频器4A/4B中使用的频率进行合成的数字频率合成器(D.F.S)9。将晶体振荡器控制器(C.O.C)11用来调节C.O 8的参考频率输出。信道估计器(CH.EST)10执行产生发射机和接收机之间的信道的估计的功能，时频同步器(T&F SYNCH)12执行对接收到的分组的开始以及发射机与接收机之间的频率偏移f_est进行初始估计的功能。提前和延后块(ADV./RET.)13基于本发明的设备120产生的时间控制信号(TCS)对分组的开始的初始定时估计进行提前或延后。接收机还包括被配置为选择已知的发送子载波(TX.SUBC)16和/或重新产生的子载波(REG.SUBC)15的复用器14。通过以下方式重新产生子载波：在解码器装置20期间基于与接收到的数据子载波有关的信息进行判决，然后从该信息重新产生数据子载波。块100包括子载波解复用器110，被配置为对从FFT块接收到的子载波进行解复用，然后将其发送到解码器装置20以进行信道均衡、损伤校正、软比特度量转换功能、前向纠错(FEC)解码器等等。解复用器110还被配置为对接收到的子载波解复用，设备120需要该接收到的子载波来估计残留频率误差，后面将分别结合图2和图5对此进行描述。块100还包括相位/角度频率转换器130，被布置来产生在图1中表示为f_corr的总频率估计。如图1所示，总频率估计f_corr被用作至C.O.C 11、A.F.S 6和D.F.S9的输入，并且可被配置为仅在分组开始时调节的开环，或者在分组正在进行的接收期间更新的闭环。关于如何计算f_corr的更多细节也在稍后描述。

现在参考图2，示意了用于根据本发明的第一示例实施例来估计残留频率误差的设备120。如上所述，子载波解复用器110被配置来对接收到的、设备120需要来对残留频率误差进行估计的子载波进行解复用。在图2中并且根据本发明的第一示例实施例，接收到的、需要用来估计残留频率误差的子载波包括被表示为的实际接收矢量，其中i∈{1，2，...，N_sc}表示子载波索引以及r∈{1，2，...，N_rx}表示接收机链索引。至设备120的附加输入还包括被表示为

的信道估计矢量，其中，t∈{1，2，...，N_tx}表示发射机链索引；r ∈{1，2，...，N_rx}表示接收机链索引，以及i ∈{1，2，...，N_sc}表示OFDM信号(未示出)的子载波索引。通过先前在图1中描述的信道估计器(CH.EST)10来确定信道估计矢量至设备120的另一输入包括在此被表示为的参考矢量。通过图1的复用器14来确定参考矢量

根据本发明的实施例，参考矢量

可包括预定的子载波，例如所发送的为接收机所知的导频子载波。根据本发明的另一实施例，参考矢量

可基于对接收信号的分析，或者可基于接收到的OFDM信号的固有特性，例如关于循环前缀(CP)的特性。因此，本发明未被限制在仅基于所发送的导频子载波使用参考矢量。

在本领域中众所周知的是，残留频率误差/失配的存在可取决于若干因素，例如信道(SNR和延迟扩展)和系统中损伤的量(相位噪声、相位和幅度不平衡、DC偏移、晶体容限等等)。因此，实际接收矢量

一般是以下因素的函数：被表示为f_residual的残留频率失配；关于针对第n个符号时间的第i个子载波索引的实际信道H_t，r，i(n)；针对第n个符号时间的参考矢量

以及与第n个符号时间内在第i个子载波上的第r个接收分支的加性高斯白噪声(AWGN)相对应的噪声。可根据以下等式来定义针对第n个符号时间的实际接收矢量

$P_{r,i}^{\mathrm{rx}}:$ $P_{r,i}^{\mathrm{rx}}\left(n\right)=\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{t,r,i}\left(n\right)P_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)e^{2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{residual}}}+W_{r,i}\left(n\right)---\left(1\right)$

在等式(1)中，假定针对所有的接收机分支，残留频率误差是相同的。应该注意到，可将参考矢量

视为针对第n个符号时间，在第i个子载波索引中的第t个发射机分支上选择的子载波中的一个。

参考回图2，根据本发明的第一实施例，设备120包括用于在确定残留频率误差之前移除抽样频率失配/偏移(或抽样相位偏移)的装置120A。设备120还包括用于针对接收符号的所选子载波，基于信道估计矢量

和参考矢量

对被表示为

的期望矢量进行估计的装置120B。根据以下等式来估计期望矢量：

$P_{r,i}^{\mathrm{EXP}}\left(n\right)=\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{t,r,i}\left(n\right)P_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

根据本发明的实施例，可以从等式(2)给出的期望矢量中移除抽样频率偏移(或抽样相位偏移)。根据另一实施例，可以从接收矢量中移除抽样频率偏移。根据本发明的又一个实施例，可以从参考矢量

中移除抽样频率偏移。根据本发明的再一个实施例，可以从信道估计矢量中移除抽样频率偏移。通过以下给出的相位旋转来执行对抽样频率相位失配的移除操作：

${\mathrm{\α}}_i\left(n\right)=2\mathrm{\πni}\left(\frac{T_s}{T_u}\right)\frac{a}{1+a}---\left(3\right)$

其中，i是子载波索引，n是从估计原始信道估计时开始计数的符号数，a通过f_corr(n)/F_c而给出，f_corr(n)是对发射信号和接收信号之间的频率失配的最新估计，F_c是当前信道中心频率，T_s是符号周期，T_u是信号窗周期。在图2中，装置120C被配置为产生α_i(n)。应该注意到，对频率失配的估计也被用作至装置120C的输入。这在图1中通过被表示为f_est的输入来示意。注意到，一开始(即，当n＝1时)，f_corr的值是f_est。

还注意到，在发射机和接收机的中心频率以及符号频率时钟频率从同一个参考(晶体)振荡器获得的情况下，可以使用总频率估计来计算发射机和接收机之间的抽样频率失配。这可以是WLAN标准IEEE 802.11和IEEE 802.16中的情况。可通过a＝f_corr(n)/F_c来给出以百万分(ppm)之一为单位的抽样频率失配。

根据本发明的第一实施例，在移除抽样频率误差后，由等式(1)给出的接收矢量和由等式(2)给出的所估计的期望矢量被用来计算提供复数的点乘，该复数包括第n个OFDM符号所经历的相位旋转的量。使用以下的等式(5)来估计该点乘：

$D\left(n\right)=\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{P}_{r,i}^{{\mathrm{EXP}}^{*}}\left(n\right)P^{\mathrm{rx}}r,i\left(n\right)---\left(4\right)$

其中，^*是复共轭运算符。在图2中，装置120D被配置来计算等式(4)所给出的点乘。

根据本发明的第一实施例，基于等式(4)中给出的点乘来确定残留频率误差的估计。首先，通过装置120E来估计点乘D(n)的角度θ(n)。注意到，点乘固有地将子载波相位估计与包括实际和估计信道

在内的项进行加权。之后，通过装置120F中将先前累积的相位角度θ_acc(n-1)从点乘的角度θ(n)中减去，对角度变化Δθ_err(n)进行计算。然后，基于角度变化Δθ_err(n)来确定残留频率估计。根据以下的等式(5)来计算以上表示为的角度变化：

${\mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{err}}\left(n\right)=\∠\left(\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{P}_{r,i}^{\mathrm{rx}}\left(n\right)P_{r,i}^{{\mathrm{EXP}}^{*}}\left(n\right)\right)-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{acc}}(n-1)$

$=\∠\left(D\left(n\right)\right)-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{acc}}(n-1)---\left(5\right)$

$=\mathrm{\θ}\left(n\right)-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{acc}}(n-1)$

根据本实施例，可将针对第r个接收机分支的残留频率误差的估计给出为：

如果图1的接收机系统代之以包括N_rx个接收机分支(其中，N_rx≥2)，那么，可以通过取个体的残留误差估计的均值来改进残留频率估计，即：

$f_{\mathrm{residual}}=\frac{1}{N}\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{f}}_{\mathrm{residual},r}$ OR ${\mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{err}}\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{rx}}}\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{err},r}---\left(6\right)$

根据本发明的实施例，可通过将角度变化Δθ_err(n)转换成频率来估计残留频率误差f_residual。因此，来自于设备120的角度变化可被用作至图1中的相位/角度频率转换器130的输入。

图3A和图3B示意了相位/角度频率转换器130的两个示例，该相位/角度频率转换器130具有角度变化Δθ_err(n)和频率估计f_est作为输入，并输出对总频率估计的估计f_corr＝f_est+f_residual。在图3A中，该转换器表示开环角度频率转换器，其中，仅在设备120中执行的下一次迭代中使用f_corr，而在图3B中，转换器对应于闭环角度频率变化器，其中，f_corr被用在设备120中执行的下一次迭代中，并且还被用来以数字频率合成器9或模拟频率合成器6或者晶体振荡器控制器11的方式调节频率偏移。

参考回图2，描述了至设备120的附加输入，其表示了接收信号的特性。根据本发明的实施例，被表示为CHAR(Rx)的接收信号特性是接收信号的信噪比(SNR)。根据本发明的另一实施例，CHAR(Rx)可以是信道或子载波星座图的延迟扩展，例如，星座图的大小或接收信号的其它任何特性。

根据本发明的第一实施例，设备120还包括反馈系统，该反馈系统包括基于CHAR(Rx)自适应的包括环路滤波器120G。可以将包括环路滤波器120G在内的反馈系统用来改进对残留频率失配的估计，对残留频率失配的估计进一步被用来调节总频率估计和/或初始频率估计和/或图1的接收机的晶体振荡器8和/或数字频率合成器9和/或模拟频率合成器6或其它任何装置。

根据本发明的第一实施例，除接收信号的特性(CHAR(Rx))(例如，SNR)外，自适应环路滤波器120G还具有来自于装置120F的角度变化Δθ_err(n)作为输入。来自于环路滤波器120G的输出是滤波后的角度变化。应该提到的是，在低SNR处，具有减少残留频率误差估计的噪声的效果的环路滤波器120G可以获得环路增益被设置小于1的阻尼系统，而在高SNR处，环路增益被设置为1，从而获得临界阻尼系统。本发明的自适应环路滤波器120G可被配置为FIR(有限脉冲响应)或IIR(无限脉冲响应)滤波器类型的的低通滤波器或者其它任何适合的自适应环路滤波器类型。

参考回图2，描述了装置120H，装置120H被配置为接收装置120C所产生的相位旋转α_i(n)的量，并且还被配置为输出根据本发明表示在当前符号周期n内应用于所有数据子载波的相位校正的θ_corr，i(n)。将θ_corr，i(n)计算为滤波后的角度变化Δθ_err(n)和抽样频率失配的出现所导致的相位之和。针对每个子载波执行该操作。装置120H还被布置为产生向图1的接收机的提前/延后块13发送的时间控制信号(TCS)。

如前所述，结合本发明的第一实施例，一旦使用如上所述的设备120来估计残留频率误差，将该残留频率误差加到频率估计f_est上，以产生总频率校正f_corr。可以将该校正应用到诸如图1中示出的接收机的接收机并入设备120。校正可通过如下方式应用于接收机：

-在其源处，通过增加或降低接收机频率以与发射机频率相对应，来调节晶体振荡器。

-调节数字频率合成器9和/或模拟频率合成器6，以使得增加或降低接收机频率以与发射机频率相对应。

-在FFT之后移除相位旋转。

参考图4，图4示意了包括用于根据前述本发明的第一实施例估计残留频率误差的方法的主要步骤在内的流程图。

在步骤(1)中，基于信道估计矢量和参考矢量对期望矢量进行估计。

在步骤(2)中，通过相位旋转移除抽样频率失配。

在步骤(3)中，估计/计算所估计的期望矢量和接收矢量的点乘。

在步骤(4)中，估计所产生的乘积的角度。

在步骤(5)中，计算来自于所累积的先前符号的相位的角度变化。

在步骤(5A)中，在自适应滤波器中对角度变化滤波，其中，滤波器的至少一个系数是接收信号的SNR的函数。

在步骤(6)中，基于来自于先前符号的角度变化确定对残留频率误差的估计。

参考图5，示意了依照本发明的第二示例实施例用于估计残留频率误差的设备120。在本发明的该第二实例实施例中，设备120包括装置140A，用于基于图1中描述的信道估计器(CH.EST)10确定的子载波的信道估计

并基于图1中示出的复用器14确定的参考子载波

产生/估计被表示为

的期望子载波。可以根据以下等式来估计期望子载波

$C_{r,i}^{\mathrm{EXP}}\left(n\right)=\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)---\left(7\right)$

与先前的实施例类似，参考子载波可以是所发送的为接收机所知的导频子载波，或者可以基于对接收信号的接收子载波的分析或基于接收子载波的其它固有特性。

如图5中所示，设备120的附加输入包括被表示为

的实际接收子载波，其为参考子载波

的函数；残留频率失配f_residual；实际信道H_t，r，i(n)以及被定义为针对第n个符号时间中的第i个子载波上的第r个接收机分支的加性高斯白噪声(AWGN)的噪声W_r，i(n)。可以根据下面的等式(8)来表达接收子载波：

$C_{r,i}^{\mathrm{rx}}\left(n\right)=\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)e^{2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{residual}}}+W_{r,i}\left(n\right)---\left(8\right)$

在等式(8)中，假定针对所有的接收机分支，残留频率误差f_residual是相同的。

根据本发明的第二实施例，设备120还包括装置140B，装置140B适于接收由装置140A产生的所估计的期望子载波

并在复平面上将其与等式(8)给出的接收子载波相乘。在下面的等式(9)中表达了从装置140B输出的被表示为C_i(n)的乘积：

$C_i\left(n\right)=\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{r,i}^{{\mathrm{EXP}}^{*}}\left(n\right)C^{\mathrm{rx}}r,i\left(n\right)---\left(9\right)$

注意到在等式(9)中，还执行对于r个接收分支的求和。C_i(n)的值提供了每子载波的复数，其中，每个复数包含第n个OFDM符号内所指定的子载波i已经经历的相位旋转的量。

通过将等式(7)和(8)替换到等式(9)中，可根据以下等式来表达C_i(n)：

$C_i\left(n\right)=\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left[\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{\mathrm{ref}}(n\right]}^{*}[\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)e^{2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{residual}}}+W_{r,i}\left(n\right)]---\left(10\right)$

$=(\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{2\mathrm{\π}{\mathrm{nf}}_{\mathrm{residual}}}\left(\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)\right)\left(\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{{\hat{H}}^{*}}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{{\mathrm{ref}}^{*}}\left(n\right)\right)+N_i\left(n\right))$

其中，根据以下等式，噪声项N_i(n)是W_r，i(n)的函数：

$N_i\left(n\right)=\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(W_{r,i}\left(n\right)\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{{\hat{H}}^{*}}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{\mathrm{re}{f}^{*}}\left(n\right)\right)$

根据本发明的第二实施例，基于C_i(n)确定对残留频率误差的估计。为了估计残留频率误差，设备120包括以C_i(n)作为输入，针对每个子载波以C_i(n)的角度估计和C_i(n)的幅度估计作为输出的装置140C。装置140C根据以下的等式(11)，来针对子载波i估计C_i(n)的幅度：

$U_i\left(n\right)=|\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{t,r,i}\left(n\right){{\hat{H}}^{*}}_{t,r,i}\left(n\right){\left|C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)\right|}^2\right)\right)+N_i\left(n\right)|---\left(11\right)$

装置140C还使用以下的等式(12)，来针对子载波i估计C_i(n)的角度：

${\mathrm{\θ}}_i\left(n\right)=\∠\{\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{t,r,i}\left(n\right){{\hat{H}}^{*}}_{t,r,i}\left(n\right){\left|C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)\right|}^2\right)\right)+N_i\left(n\right)\}---\left(12\right)$

应该注意到，用于估计C_i(n)的角度和幅度的装置140C具有可能在0到360度之间取任意值的精确度。因此，本发明不限制在小角度。根据本发明，可以使用例如CORDIC(坐标旋转数字计算机)算法或硬件复用器、查询表方法和幂级数展开技术或用于确定C_i(n)的角度和幅度的其它任何适合的装置来实现装置140C。

根据本发明的第二实施例，针对每个子载波，从来自于装置140C的输出(即，从所估计的角度θ_i(n))移除所累积的相位偏移和由抽样频率失配的出现所导致的相位偏移，以产生针对每个子载波，后续符号之间的角度变化Δθ_err，i(n)。在设备120中，装置140E被配置为执行有抽样频率失配的出现所导致的相位偏移移除。装置140D产生相位偏移的量。相位偏移的量先前在等式(3)中给出，并在此如下进行重复：

${\mathrm{\α}}_i\left(n\right)=2\mathrm{\πni}\left(\frac{T_s}{T_u}\right)\frac{a}{1+a}---\left(13\right)$

其中，i是子载波索引，n是从估计原始信道估计时开始计数的符号数，a通过f_corr(n)/F_c而给出，f_corr(n)是对发射信号和接收信号之间的频率失配的最新估计，F_c是当前信道中心频率，T_s是符号周期，T_u是信号窗周期。在图5中，装置140E被配置为移除抽样频率失配的出现所导致的相位偏移。

应该注意到，发射机和接收机之间的累积的相位偏移和抽样频率偏移可通过将其从估计角度θ_i(n)中减去而被移除。备选地，代之以通过旋转期望子载波或通过旋转实际接收子载波或通过旋转子载波信道估计或通过旋转参考子载波，来移除该两个偏移。

根据本发明的第二实施例，图5的设备120还包括装置140F，用于根据以下等式，计算针对每个子载波，后续符号之间的角度变化的加权平均值Δθ_err(n)：

${\mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{err}}\left(n\right)=\frac{[\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\∠\{C_i\left(n\right)\left\}{U}_i\left(n\right)\right]}{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{U}_i\left(n\right)}---\left(14\right)$

其中，先前在等式(11)中呈现了针对每个子载波和针对所有接收机分支，C_i(n)的幅度U_i(n)。计算与先前符号的加权平均角度的变化，并且与先前描述的本发明的第一实施例相似，可以使用以下等式来估计残留频率误差的估计：

${2\mathrm{\πn}\hat{f}}_{\mathrm{residual}}={\mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{err}}\left(n\right)---\left(15\right)$

此外，可通过使用在图3A和3B中示意的角度/相位频率转换器中先前所描述的任意一个将Δθ_err(n)转换成频率来估计残留频率误差。然后，将所估计的残留频率误差f_residual增加到图1的时频合成器12所产生的频率估计f_est，以根据f_corr＝f_est+f_residual来确定总频率估计。与先前描述的本发明的第一实施例类似，还可以将残留频率误差用来调节初始频率估计，和/或接收机的晶体振荡器8和/或数字频率合成器9和/或模拟频率合成器6或其它任何的装置。

参考回图5，描述了至设备120的附加输入，该附加输入表示接收信号的特性。根据本发明的实施例，被表示为CHAR(Rx)的接收信号的特性是信噪比(SNR)。根据本发明的另一实施例，CHAR(Rx)可以是信道的延迟扩展或子载波星座图，例如星座图的大小或接收信号的其他任何特性。与先前描述的本发明的第一实施例类似，设备120还包括反馈系统，该反馈系统包括基于CHAR(Rx)自适应的包括环路滤波器140G。可以将包括环路滤波器140G在内的反馈系统用来改进对残留频率失配的估计，对残留频率失配的估计进一步被用来调节总频率估计和/或初始频率估计和/或接收机的晶体振荡器8和/或数字频率合成器9和/或模拟频率合成器6或其它任何装置。从而，一旦结合本发明的第二实施例来使用上述设备120估计残留频率误差，便将该残留频率误差加到频率估计以产生总频率校正f_corr。将该校正应用到诸如图1中示出的接收机的接收机并入设备120中。同样在此处，可以通过以下方式将该校正应用到接收机：

-在其源处，通过增加或降低接收机频率以与发射机频率相对应，来调节晶体振荡器。

-调节数字频率合成器9和/或模拟频率合成器6，以使得增加或降低接收机频率以与发射机频率相对应。

-在FFT之后移除相位旋转。

根据本发明的第二实施例，自适应环路滤波器140G将接收信号的特性(例如，SNR)和连续符号之间的加权平均角度中的变化(即，Δθ_err(n))作为输入，并输出滤波后的角度变化。在低SNR处，具有减少残留频率误差估计的噪声的效果的环路滤波器140G可以获得环路增益被设置小于1的阻尼系统，而在高SNR处，环路增益被设置为1，从而获得临界阻尼系统。

根据本发明的第二实施例，针对每个子载波，累积滤波后的角度变化，并将其加到抽样频率失配的出现所导致的相位，这给出了装置140H产生的相位校正θ_corr，i(n)，并将其应用到当前符号的周期中的所有数据子载波。装置140H还被布置为产生发送往图1的接收机的提前/延后块13的时间控制信号(TCS)。根据本发明的实施例，可以从加权平均角度中减去所累积的滤波后的角度变化。根据另一实施例，可以从所估计的期望子载波和接收子载波之间的角度减去所累积的滤波后的角度变化。根据另一实施例，可以通过相位旋转来从接收子载波或从所估计的期望矢量或从参考子载波或从信道估计矢量移除所累积的滤波后的角度变化。

参考图6，图6示意了根据上述本发明的第二实施例，用于估计残留频率误差的方法的主要步骤的流程图。

在步骤(1)中，基于参考子载波和基于子载波的信道估计对期望子载波进行估计。

在步骤(2)中，针对每个子载波，在复平面上将所估计的期望子载波与接收子载波相乘。

在步骤(3)中，对步骤2中执行的乘积的角度和幅度进行估计。

在步骤(4)中，移除抽样频率失配造成的相位偏移。

在步骤(5)中，计算所估计的角度的加权平均值。

在步骤(6)中，计算与先前的符号相比，加权平均角度中的变化。

在步骤(6A)中，在自适应滤波器中对加权平均角度变化滤波，其中，滤波器的至少一个系数是接收信号的特性(例如，接收信号的SNR)的函数。

在步骤(7)中，基于加权平均角度的变化，对残留频率误差进行估计。

参考图7，图7示意了使用根据现有技术的解决方案的设备的误分组率(PER)性能与使用根据本发明的第二示例实施例的设备120的PER性能的比较，现有技术的解决方案使用基于信道估计的平方的加权函数

本发明的第二示例实施例使用基于信道估计的平方的加权函数

并且固定环路增益为1(三角形)或0.5(圆形)。为了观察系统在SNR的范围上的性能，已使用了具有三种编码率R1/2，R3/4和R5/6的三种不同调制技术QPSK、16QAM和64QAM。从图7中可以看出，对于第SNR并且环路增益等于0.5，根据本发明的第二实施例的设备(圆形)在PER＝3％处给出了在现有技术(方形)之上1dB的提高。从图7还可以看出，当SNR大时(例如，SNR＞20dB)，根据本发明的第二实施例(圆形)具有0.5的固定环路增益的设备与现有技术相比具有更差的性能。然而，由于本发明的实施例涉及自适应环路滤波器的使用，当SNR(由CHAR(Rx)表示的接收信号特性)大于例如20dB时，环路增益可以增加到增益为1。

此外，根据先前描述的本发明的实施例的残留频率误差估计不丢弃基于阈值的子载波信息，即，其不遭受阈值效应的影响，而是将子载波与和实际信道以及估计信道

成正比的值加权。此外，本发明考虑到非平坦衰落信道和平坦衰落信道中的抽样频率失配。本发明的又一个优势是其不限于小的角度或相位，即，由于角度的精确相位估计可以取0到360度之间的任何值而不仅是如同现有技术解决方案的小角度，获得了精确度的提高。

本领域技术人员认识到，可以以很多方式实现本发明的不同实施例。可以例如使用数字电路以硬件的形式实现，或者在信号处理电路中作为软件来实现设备120。此外，设备120可包括图3A-3B中示出的相位/角度频率转换器。此外，可以在诸如图1的接收机的MIMO

OFDM接收机中实现设备120，该接收机包括任意数目的发射和接收天线。还可以在SISO OFDM接收机或任何其它的OFDM系统中实现设备120，该任何其它的OFDM系统例如WLAN(无线局域网)系统、802.11(电气与电子工程师协会)系统、WiFi(无线保真)、WiMAX(全球微波接入互操作性)系统、有线ADSL；DVD；HDTV；数字音频广播(DAB)；综合业务数字广播；用于ATM LAN的MagicWAND；无线PAN(MB-OFDM)；3GPP@3GPP2；长期演进；turbo 3G；光OFDM或者其它任何基于OFDM的系统。

虽然已经以若干优选实施例的方式描述了本发明，预期在阅读该说明书并研究附图时，本发明的备选、修改、置换和等效对本领域技术人员来说将变得显而易见。因此，倾向于随后所附的权利要求包括了落在本发明的范围内的这样的备选、修改、置换和等效。

Claims (37)

1.一种用于估计经由信道发送的信号与接收信号之间的残留频率误差的方法；所述方法包括：

-(1)针对接收信号的接收符号的所选子载波，基于信道估计矢量和参考矢量对期望矢量进行估计；

-(2)通过相位旋转移除抽样频率失配；

-(3)计算所估计的期望矢量与接收矢量的点乘；

-(4)估计所产生的点乘的角度；

-(5)计算与先前的符号的角度变化；以及

-(6)使用与先前的符号的角度变化来估计残留频率误差。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：在滤波器中对角度变化进行滤波(5A)，所述滤波器是基于接收信号的至少一个特性自适应的。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括：针对每个子载波，将滤波后的角度变化与抽样频率失配的出现所导致的相位相加，并计算应用于所有数据子载波的相位校正。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，所述移除包括：通过相位旋转将所述抽样频率失配从所述所估计的期望矢量中移除。

5.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，所述移除包括：通过相位旋转将所述抽样频率失配从所述参考矢量中移除。

6.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，所述移除包括：通过相位旋转将所述抽样频率失配从所述信道估计矢量中移除。

7.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中，所述移除包括：通过相位旋转将所述抽样频率失配从所述接收矢量中移除。

8.根据权利要求2-7中任一项所述的方法，其中，所述滤波由所述自适应滤波器执行，滤波器的至少一个系数是所述接收信号的信噪比SNR的函数。

9.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，根据以下等式估计所述期望矢量：

$P_{r,i}^{\mathrm{EXP}}\left(n\right)=\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{t,r,i}\left(n\right)P_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)$

其中，

是第t个发射机分支和第r个接收机分支之间的所述信道估计，t∈{1，..，N_tx}，r∈{1，..，N_rx}，i是子载波索引，N_tx是发射机分支的数目；N_rx是接收机分支的数目；P^ref _t，j(n)被定义为在第n个符号时间索引内的第i个子载波索引中的第t个发射机分支上的所述所选子载波中的一个。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，根据以下等式给出所述接收矢量：

$P_{r,i}^{\mathrm{rx}}\left(n\right)=\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{t,r,i}\left(n\right)P_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)e^{2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{residual}}}+W_{r,i}\left(n\right)$

其中，f_residual是针对第i个子载波索引的所述残留频率失配；H_t，r，i(n)是实际信道；P^ref _t，i(n)被定义为在第n个符号时间索引内的第i个子载波索引中的第t个发射机分支上的所述所选子载波中的一个；W_r，i(n)被定义为针对第n个符号时间内的第i个子载波上第r个发射机分支的加性高斯白噪声AWGN。

11.根据权利要求9-10中任一项所述的方法，包括根据以下等式计算所述所产生的点乘：

$D\left(n\right)=\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{P}_{r,i}^{{\mathrm{EXP}}^{*}}\left(n\right)P^{\mathrm{rx}}r,i\left(n\right)$

其中，^*是复共轭运算符，所述点乘提供包括接收信号的第n个符号已经历的相位旋转量在内的复数，以及所述方法还包括基于所述复数对所产生的点乘的角度进行估计。

12.根据权利要求11所述的方法，还包括：计算所述当前第n个符号和先前符号之间的角度变化，以及通过将所述角度变化转换成频率来估计残留频率误差。

13.根据权利要求4-7中任一项所述的方法，其中，通过以下等式，由所述相位旋转来执行抽样频率偏移的移除步骤：

${\mathrm{\α}}_i\left(n\right)=2\mathrm{\πni}\left(\frac{T_s}{T_u}\right)\frac{a}{1+a}$

其中，i是子载波索引，n是从估计原始信道估计时开始计数的符号数，a通过f_corr(n)/F_c而给出，f_corr(n)是对发射信号和接收信号之间的频率失配的最新估计，F_c是当前信道中心频率，T_s是符号周期，T_u是信号窗周期。

14.一种用于对经由信道发送的信号和接收信号之间的残留频率误差进行估计的方法；所述方法包括：

-(1)针对接收信号的符号的每一个子载波，基于子载波的信道估计和参考子载波对期望子载波进行估计；

-(2)针对每个子载波，在复平面中将所估计的期望子载波与接收子载波相乘；

-(3)针对每个子载波，对在之前步骤中执行的乘积的角度和幅度进行估计；

-(4)针对每个子载波，移除由抽样频率失配造成的相位偏移；

-(5)计算所估计的角度的加权平均值；

-(6)计算与先前的符号相比，加权平均角度的变化；以及

-(7)使用与先前的符号相比的加权平均角度的变化，对残留频率误差进行估计。

15.根据权利要求14所述的方法，还包括：在滤波器中对加权平均角度的变化进行滤波(6A)，所述滤波器是基于接收信号的至少一个特性自适应的。

16.根据权利要求15所述的方法，还包括：累积滤波后的加权平均角度；针对每个子载波将累积的滤波后的平均角度与抽样频率失配的出现所导致的相位相加；以及计算应用于所有数据子载波的相位校正。

17.根据权利要求16所述的方法，还包括：从加权平均角度中减去累积的滤波后的加权平均角度。

18.根据权利要求16所述的方法，还包括：从所估计的期望子载波与接收子载波之间的角度中减去累积的滤波后的加权平均角度。

19.根据权利要求16所述的方法，还包括：通过相位旋转将所累积的滤波后的加权平均角度从接收子载波中移除。

20.根据权利要求16所述的方法，还包括：通过相位旋转将所累积的滤波后的加权平均角度从所估计的期望子载波中移除。

21.根据权利要求16所述的方法，还包括：通过相位旋转将所累积的滤波后的加权平均角度从参考子载波中移除。

22.根据权利要求16所述的方法，还包括：通过相位旋转将所累积的滤波后的加权平均角度从子载波的信道估计中移除。

23.根据权利要求15-22中任一项所述的方法，其中，所述滤波由所述自适应滤波器执行，滤波器的至少一个系数是所述接收信号的信噪比SNR的函数。

24.根据权利要求23所述的方法，其中，所述滤波是所述滤波器的环路增益基于滤波器的所述至少一个系数而自适应的滤波。

25.根据权利要求14-24中任一项所述的方法，其中，根据以下等式估计所述期望子载波：

$C_{r,i}^{\mathrm{EXP}}\left(n\right)=\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)$

其中，

是第t个发射机分支和第r个接收机分支之间的所述信道估计，t ∈{1，..，N_tx}，r ∈{1，..，N_rx}，i是子载波索引，N_tx是发射机分支的数目；N_rx是接收机分支的数目；C^ref _t，i(n)是在第n个符号时间索引内的第i个子载波索引中的第t个发射机分支上的参考子载波。

26.根据权利要求14-24中任一项所述的方法，其中，根据以下等式给出所述接收子载波：

$C_{r,i}^{\mathrm{rx}}\left(n\right)=\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{t,r,i}\left(n\right)C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)e^{2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{residual}}}+W_{r,i}\left(n\right)$

其中，f_residual是针对第i个子载波索引的所述残留频率失配；H_t，r，i(n)是子载波的实际信道；C^ref _t，i(n)在第n个符号时间索引内的第i个子载波索引中的第t个发射机分支上的参考子载波；W_r，i(n)被定义为针对第n个符号时间内的第i个子载波上的第r个接收机分支的加性高斯白噪声AWGN。

27.根据权利要求25-26所述的方法，其中，所述相乘的步骤还包括：对每个接收信号求和，以及根据以下等式执行所述相乘和所述求和：

$C_i\left(n\right)=\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{r,i}^{{\mathrm{EXP}}^{*}}\left(n\right)C^{\mathrm{rx}}r,i\left(n\right)$

其中，^*是复共轭运算符，所述相乘和求和提供针对每个子载波的复数，所述复数包括接收信号在第n个符号内已经历的相位旋转量，以及所述方法还包括估计C_i(n)的角度和幅度，所述幅度是所述实际信道的函数并基于所述信道估计，所述幅度被给出为：

$U_i\left(n\right)=|\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{t,r,i}\left(n\right){{\hat{H}}^{*}}_{t,r,i}\left(n\right){\left|C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)\right|}^2\right)\right)+N_i\left(n\right)|$

其中，H_t，r，i(n)是子载波的所述实际信道，

是子载波的信道估计，以及N_i(n)是作为W_r，i(n)的函数的噪声项，以及由以下等式给出C_i(n)的所述角度：

${\mathrm{\θ}}_i\left(n\right)=\∠\{\underset{r=1}{\overset{N_{\mathrm{rx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{t=1}{\overset{N_{\mathrm{tx}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{t,r,i}\left(n\right){{\hat{H}}^{*}}_{t,r,i}\left(n\right){\left|C_{t,i}^{\mathrm{ref}}\left(n\right)\right|}^2\right)\right)+N_i\left(n\right)\}$

28.根据权利要求27所述的方法，其中，根据以下等式执行所估计的角度的所述加权平均值的计算步骤：

${\mathrm{\Δ\θ}}_{\mathrm{err}}\left(n\right)=\frac{[\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\∠\{C_i\left(n\right)\left\}{U}_i\left(n\right)\right]}{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{U}_i\left(n\right)}$

其中，∠是用于确定C_i(n)的角度的角度运算符。

29.根据权利要求28所述的方法，还包括：计算所述当前第n个符号和先前符号之间的所述加权平均角度的变化，以及通过将所述加权平均角度的变化转换成频率来估计所述残留频率误差。

30.根据权利要求14所述的方法，其中，通过以下给出的所述相位旋转，执行相位偏移的移除步骤：

${\mathrm{\α}}_i\left(n\right)=2\mathrm{\πni}\left(\frac{T_s}{T_u}\right)\frac{a}{1+a}$

其中，i是子载波索引，n是从估计原始信道估计时开始计数的符号数，a通过f_corr(n)/F_c而给出，f_corr(n)是对发射信号和接收信号之间的频率失配的最新估计，F_c是当前信道中心频率，T_s是符号周期，T_u是信号窗周期。

31.根据权利要求30所述的方法，还包括：通过相位旋转，将相位偏移从所估计的期望子载波和接收子载波之间的乘积的所估计的角度中移除。

32.根据权利要求30所述的方法，还包括：通过相位旋转，从所述接收子载波中移除相位偏移。

33.根据权利要求30所述的方法，还包括：通过相位旋转，从子载波的信道估计中移除相位偏移。

34.根据权利要求30所述的方法，还包括：通过相位旋转，从所估计的期望子载波中移除相位偏移。

35.根据权利要求30所述的方法，还包括：通过相位旋转，从所述参考子载波中移除相位偏移。

36.一种用于估计残留频率的设备(120)，包括：被配置为执行根据权利要求1-35中任一项所述的方法步骤的装置。

37.一种通信OFDM接收机系统，包括根据权利要求36所述的设备(120)。

Images