CN1853340A - 用于ofdm系统的锁相环 - Google Patents

Abstract

提供了用于在OFDM系统中跟踪剩余频率误差和相位噪声的技术。在接收机端，利用FFT对每个接收OFDM码元进行变换，以获得接收调制码元，该接收调制码元被串行化。锁相环对所述已串行化的接收调制码元进行操作，并且为每个接收调制码元提供独立的相位校正值。利用其自身的相位校正值对每个接收调制码元进行校正，以获得相位校正码元。每个相位校正码元中的相位误差被检测来获得该相位校正码元的相位误差估计。对每个相位校正码元的相位误差估计进行滤波(例如，利用二阶环路滤波器)，以获得频率误差估计，该频率误差估计被累加来获得另一个接收调制码元的相位校正值。由于独立的相位校正值被用于所述接收调制码元，所以所述相位校正码元并不相关。

Description

用于OFDM系统的锁相环

相关申请的交叉引用

本申请要求享受2003年4月7日提交的、名为“PHASEDLOCKED LOOP FOR AN OFDM SYSTEM”的未决美国临时专利申请No.60/461,169的优先权，在此将其引入作为参考。

技术领域

总的来说，本发明涉及数据通信，具体而言，涉及用于在正交频分复用(OFDM)通信系统中跟踪剩余频率误差和相位噪声的技术。

背景技术

无线通信系统被广泛地部署以提供各种通信服务，比如语音、分组数据等。这些系统可以使用OFDM，对于一些无线环境，它是能够提供高性能的一种调制技术。OFDM将整个系统带宽有效地划分为多个(N_s)正交子带，这些子带通常也被称为音调、子载波、bins、以及频率子信道。对于OFDM，每个子带与相应的子载波相关联，其中利用数据对该相应的子载波进行调制。

在一些OFDM系统中，只有N_D个子带用于数据传输，N_p个子带用于导频信号传输，而N_G个子带不被使用且用作保护子带以允许所述系统满足频谱屏蔽要求，其中N_s＝N_D+N_p+N_G。例如，IEEE 802.11a系统具有总共64个子带，其中48个数据子带、4个导频信号子带、和12个保护子带(即，N_S＝64，N_D＝48，N_P＝4和N_G＝12)。在每个OFDM码元(symbol)周期中，可以在N_D个数据子带的每一个子带上发射一个数据调制码元(或简单地为“数据码元”)，在N_p个导频子带的每一个子带上发射一个导频调制码元(或简单地称作“导频码元”)，并且为N_G个保护子带的每一个子带提供为0的信号值。对于用于调制码元的调制方法的信号星座中的特定点，每个调制码元是复数值。在发射机和接收机处，所述导频码元都是事先知道的。

在OFDM系统中，发射机首先对信息比特流进行编码、交织和调制，以获得数据调制码元流。在每个OFDM码元周期中，通过使用快速傅立叶反变换(IFFT)来将N_D个数据码元、N_P个导频码元和N_G个零信号值(即，用于所有N_S个子带的N_S个码元)变换到时域，以获得包含N_S个复数值码片的“已变换”码元。为了对抗频率选择性衰落(即，在N_S个子带上变化的频率响应)，每个已变换码元的一部分通常被重复，其中所述频率选择性衰落是由于无线链路中的多径造成的。所重复的部分通常被称为循环前缀，其包括N_CP个码片。利用已变换码元和其循环前缀来形成OFDM码元。每个OFDM码元包括N_S+N_CP个码片，且其时间长度为N_S+N_CP个码片周期，该时间长度是一个OFDM码元周期。对所述OFDM码元进一步进行处理且将其发射到接收机。

所述接收机执行互补处理，获得每个接收OFDM码元的N_S+N_CP个输入采样，并且从每个接收OFDM码元中去掉所述循环前缀以获得已变换接收码元。随后，使用快速傅立叶变换(FFT)将每个已变换接收码元变换到频域，以获得N_S个子带的N_S个接收码元。导频子带上的接收导频码元通常被用于各种目的，比如信道估计、时序获取和相位/频率跟踪。所述相位/频率跟踪可以按照各种方式实现。

在一种传统的相位/频率跟踪设计中，其在FFT之前对所述输入采样进行操作，所述接收机估计所述输入采样中的频率误差。接着，所述接收机对所述输入采样进行旋转，以获得频率校正采样，该频率校正采样已经去掉了所估计的频率误差。这种开环设计可以估计和校正大频率误差，从而可以减轻载波间干扰(即，来自相邻子带的干扰)的有害影响。然而，这种设计不能校正剩余频率误差/频率偏移和相位噪声。所述剩余频率误差可以导致性能下降，特别是对于长数据包和较高阶数的调制方法，在该较高阶数的调制方法中，在其信号星座上存在许多点。

在第二种传统相位/频率跟踪设计中，其在FFT之后对所述接收码元进行操作，所述接收机估计所述接收导频码元中的相位误差。随后，所述接收机对每个OFDM码元周期的所有接收导频码元的相位误差估计进行平均，以获得所有子带的公共相位校正值。随后，所述接收机利用所述公共相位校正值对该OFDM码元周期的所有接收码元进行校正，以获得相位校正码元。这种设计可以校正剩余频率误差。然而，对每个OFDM码元周期中的所有接收码元都使用公共相位校正值，导致所述相位校正码元之间具有相关性。这种相关性通常不会对未编码的通信系统的性能产生影响。然而，对于使用前向纠错编码(例如，卷积编码或turbo编码)的编码通信系统，提供给解码器的相位校正码元之间的相关性可能对在所述接收机端的解码器的性能产生不利影响。这种性能降低是由于下述事实造成的，即为了最佳性能，许多解码器(例如维特比和turbo解码器)期望其输入码元不相关。对于加性高斯白噪声(AWGN)信道(即具有平坦衰落特性的无线链路)，这种性能降低尤为显著。

因此，在本领域中需要一种技术，该技术用来在不引入相位校正码元之间的相关性的情况下，跟踪剩余频率误差和相位噪声。

发明内容

这里提供一种技术，用于在OFDM系统中跟踪剩余频率误差和相位噪声，同时避免相位校正码元之间的相关性。在接收机端，利用FFT对每个接收OFDM码元进行变换，以获得接收调制码元，该接收调制码元被串行化来形成接收调制码元序列。锁相环(PLL)对已串行化的接收调制码元进行处理，并且为每个接收调制码元提供独立的(即，单独的)相位校正值。利用其自身的相位校正值对每个接收调制码元进行校正，以获得相位校正码元。由于独立的相位校正值被用于所述接收调制码元，所以所述相位校正码元不再由于公共相位校正值而相关。

在一个实施例中，提供一种用于在OFDM系统中跟踪频率误差的方法。根据该方法，利用FFT来获得接收调制码元且进行串行化。所述接收调制码元包括接收导频调制码元和接收数据调制码元，或者仅仅包括接收数据调制码元(即，导频码元有用但不是必需的)。在一个时刻，对一个已串行化的接收调制码元执行随后的处理。利用相应的相位校正值对每个接收调制码元进行校正，以获得相应的相位校正码元。每个相位校正码元中的相位误差被检测来获得该相位校正码元的相位误差估计。对所述每个相位校正码元的相位误差估计进行滤波(例如，利用二阶环路滤波器)以获得频率误差估计，该频率误差估计被进一步累积来获得另一个接收调制码元的相位校正值。

这里描述的技术提供各种优点，其包括：(1)不相关的相位校正码元，其能改善解码器性能；(2)更快的PLL的工作速率(即，采用已串行化的接收调制码元速率，而不是接收OFDM码元速率)，其允许更宽的环路带宽、更短的捕获时间和更快收敛，以及(3)支持操作的决策导向模式(decision-directed mode)，由此仅仅需要接收数据调制码元来用于频率跟踪。

在下面进一步详细地描述各种方面和实施例。

附图说明

根据下述参照附图进行的详细描述，本发明的特点、特征和优点将变得更加明显，在整个附图中相似的参考标记相应相同。在附图中：

图1示出了OFDM系统中的发射机系统和接收机系统；

图2示出了接收机系统中的OFDM解调器；

图3示出了具有PLL的OFDM解调器的一个具体设计；

图4A、4B和4C分别示出了PLL中的相位误差检测器、环路滤波器和相位累加器；

图5示出了用于分析的PLL的简化模型；和

图6示出了用于跟踪剩余频率误差和相位噪声的过程。

发明详述

术语“示例性的”在这里用于表示“作为一个实例、示例或图例”。这里作为“示例性的”描述的任何实施例或设计不必被解释为优选的或相对于其他实施例或设计具有优势。

图1示出了OFDM 100中的发射机系统110和接收机系统150的方框图。在发射机系统110处，发射(TX)数据处理器120接收业务数据(例如，信息比特)并对该业务数据进行格式化、编码、交织和调制以提供调制码元。所述编码提高了数据传输的可靠性。TX数据处理器120可以执行错误检测编码(例如，CRC编码)、前向纠错编码(例如，卷积编码、turbo编码，和/或分组编码)，或上述编码的一个组合。所述交织提供时间和/或频率分集，该时间和/或频率分集用于对抗不利的路径效应。所述调制(例如，码元映射)可以被执行从而可以将相同或不同的调制方法用于导频子带和数据子带。用于每个子带的调制方法可以是QPSK、M-PSK、M-QAM等。

OFDM调制器130接收并且处理数据码元和导频码元，以提供OFDM码元流。由OFDM调制器130进行的处理包括：(1)分别在数据子带、导频子带和保护子带上复用数据码元、导频码元和零信号值，(2)利用N_S-点IFFT对每个OFDM码元周期的N_S个数据和导频码元以及零信号值进行变换，以获得已变换码元，以及(3)将循环前缀附加到每个已变换码元上，以形成相应的OFDM码元。可以通过使用例如子带复用或时分复用(TDM)来将导频码元与数据码元复用在一起。对于子带复用，导频码元和数据码元在不同的子带上发射；而对于TDM，导频码元和数据码元在不同的OFDM码元周期内发射。

发射机单元(TMTR)132接收OFDM码元流并将该OFDM码元流转换成一个或多个模拟信号，并且对该模拟信号进行进一步地调节(即，放大、滤波和上变频)以产生调制信号，该调制信号适合于经由所述无线信道传输。随后，经由天线134将所述调制信号发射到接收机系统150。

在接收机系统150处，由天线152接收发射信号且将该发射信号提供给接收机单元(RCVR)154。接收机单元154对接收信号进行调节(例如，滤波、放大和下变频)并且对已调节信号进行数字化，以提供输入采样流。随后，OFDM解调器160接收和处理所述输入采样以提供相位校正码元。由OFDM解调器160进行的处理可以包括：(1)去掉附加到每个接收OFDM码元上的循环前缀，以获得已变换接收码元，(2)利用N_S-点FFT对每个已变换接收码元进行变换，以获得用于N_S个子带的N_S个接收码元，以及(3)校正接收码元的相位以获得相位校正码元。每个OFDM码元周期中的N_S个接收码元包括用于N_D个数据子带的N_D个接收数据调制码元(或简单地叫作“所接收数据码元”)、用于N_P个导频子带的N_P个接收导频调制码元(或简单地叫作“接收导频码元”)、以及用于N_G个保护子带的N_G个“保护码元”。接收(RX)数据处理器170随后对相位校正码元进行解调、解交织和解码，以提供已解码数据。由OFDM解调器160和RX数据处理器170进行的处理分别与在发射机系统110上由OFDM调制器130和TX数据处理器120进行的处理互补。

控制器140和180分别导引发射机系统110和接收机系统150处的操作。存储器单元142和182分别提供用于由控制器140和180使用的程序代码和数据的存储空间。

图2示出了OFDM解调器160a的方框图，该解调器160a是图1中的OFDM解调器160的实施例。预处理器210接收并且处理来自接收机单元154的输入采样，并且提供预处理采样。预处理器210可以执行采样速率转换、粗频率校正、循环前缀去掉等等，如下所述。FFT单元220对每个接收OFDM码元的N_S个预处理采样执行FFT，以获得用于N_S个子带的N_S个接收码元。并/串(P/S)转换器230去掉N_G个保护码元，并且对每个OFDM码元周期内的N_S-N_G个接收导频和数据码元进行串行化，以提供接收调制码元序列Y(k)。在串行化后，索引k可以被认为是时域码元索引或频域子带索引。

随后，相位旋转器240将已串行化的接收调制码元Y(k)乘以振荡器信号C(k)，并提供所述相位校正码元S(k)。振荡器信号C(k)由锁相环(PLL)260按照如下所述方式产生。由PLL 260对所述振荡器信号C(k)的相位进行调整，以跟踪已串行化的接收调制码元Y(k)中的剩余频率误差和相位噪声。

信道估计器/检测器250从相位旋转器240接收相位校正码元。信道估计器/检测器250对所述相位校正导频码元进行处理，以获得所述数据子带的信道系数的估计

信道估计器/检测器250还处理所述相位校正数据码元，以获得这些码元的估计

由于在接收机系统处，导频和训练码元被事先知道，所以这些码元的估计中不存在误差。(训练码元，也被称为“前导码”，是由发射机发送的且由接收机使用的已知的OFDM码元，用于信道估计、定时和频率获取和其他目的)。信道估计器/检测器250向PLL 260提供信道系数估计

和码元估计

PLL 260估计相位校正码元S(k)中的相位误差，对该相位误差估计进行滤波和累加以获得相位校正值，并且基于该相位校正值来调整振荡器信号C(k)的相位。所述振荡器信号C(k)被用来去掉已串行化的接收调制码元Y(k)中的剩余频率误差和相位噪声。OFDM解调器160a中的处理单元可以按照各种方式实现。下面描述一个示例性设计。

图3示出了OFDM解调器160a的具体设计的方框图。对于此种设计，预处理器210a是图2中的预处理器210的实施例，信道估计器/检测器250a是信道估计器/检测器250的实施例，而PLL 260a是PLL 260的实施例。

在预处理器210a中，采样速率转换器310接收输入采样并将该输入采样(采样速率)转换为内插采样(采用码片速率)。所述码片速率是指组成发射机处的OFDM码元的码片的速率(对于802.11a系统，该速率为20Mcps)。所述采样速率指的是接收机单元154使用来数字化接收信号的速率。所述采样速率通常被选择为高于码片速率以简化接收机处的滤波。时间捕获单元312捕获接收OFDM码元的时序(例如，基于前导码)，确定接收OFDM码元的边界，并且将时序信号提供给OFDM解调器160a内的其他单元(为了简化，图3中未示出)。粗频率误差检测器314获得内插采样中的频率误差的粗估计。相位旋转器316将粗频率校正应用于该内插采样，并且提供频率校正采样。频率误差检测器314和相位旋转器316估计和去掉粗频率误差，从而减轻载波间干扰的不利影响。循环前缀去掉单元318去掉通过发射机附加到每个OFDM码元上的循环前缀，并且提供预处理采样。

FFT单元220按照如上方式工作。P/S转换器230丢弃保护码元并且串行化接收的导频和数据码元。所述串行化可以按照各种方式实现。在一个实施例中，P/S转换器230按照子带索引每次向已串行化的流提供一个接收导频或数据码元，例如，从最小子带索引开始，一直延续到最大子带索引。在另一个实施例中，P/S转换器230在已串行化的流中的接收数据码元之间均匀地分布接收导频码元。在所述已串行化流中接收调制码元的顺序通常不重要。已串行化的接收调制码元Y(k)可以表示为：

$Y\left(k\right)=H\left(k\right)\·X\left(k\right){\·e}^{j{\mathrm{\φ}}_r\left(k\right)}+N\left(k\right)$ 等式(1)

其中H(k)是用于子带K的无线链路的信道系数或增益；

    X(k)是在子带K上发射的数据或导频码元；

    φ_r(k)是子带k的相位误差；和

    N(k)是在子带k上观察到的噪声。

相位旋转器240将已串行化的接收调制码元Y(k)与振荡器信号C(k)相乘，并且按照如下方式提供相位校正码元S(k)：

$S\left(k\right)=Y\left(k\right)\·C\left(k\right)=Y\left(k\right){\·e}^{j{\mathrm{\φ}}_r\left(k\right)}$ 等式(2)

其中 $C\left(k\right)=e^{-j{\mathrm{\φ}}_c\left(k\right)}$ 且φ_c(k)是子带k的相位校正值。相位旋转器240可以利用复数乘法器来实现。

在信道估计器/检测器250a中，信道估计器350估计每个数据子带的信道系数。信道估计可以通过下述方式来执行：(1)基于所述相位校正导频码元，获得每个导频子带的信道系数的估计；以及(2)内插所述导频子带的信道系数估计，以获得所述数据子带的信道系数估计 在2003年1月10日提交的、名为“Channel Estimationfor OFDM Communication Systems”的共同转让美国专利申请No.10/340,130中描述了一种用于执行信道估计的示例性方法。码元检测器352执行对接收数据码元的检测并且提供码元估计

如上所述，导频和训练码元的码元估计没有误差。对于接收数据码元的检测可以通过下述方式来执行：(1)将每个数据子带的相位校正数据码元除以该子带的信道系数估计，即

以及(2)“切割”或码元解映射所得到的码元，以获得码元估计 对于接收数据码元，码元估计是最可能已经被发射的调制码元。

在图3所示的实施例中，PLL 260a包括相位误差检测器360、环路滤波器362、以及数控振荡器(NCO)364。NCO 364还包括相位累加器366和正弦/余弦查找表368。下面描述PLL 260a的各个组件的具体设计。

图4A示出了相位误差检测器360a的方框图，该相位误差检测器360a是图3中的相位误差检测器360的一个实施例。在相位误差检测器360a中，由单元410对信道系数估计 求共轭，而由单元412对码元估计

求共轭。利用乘法器414将相位校正码元S(k)与信道系数估计的共轭

相乘，并利用乘法器416将上述相乘结果进一步与码元估计的共轭 相乘。乘法器416的输出E(k)可以表示为：

$E\left(k\right)={\hat{H}}^{*}\left(k\right)\·{\hat{X}}^{*}\left(k\right)\·S\left(k\right)$

$={\hat{H}}^{*}\left(k\right){\·\hat{X}}^{*}\left(k\right)\·[H\left(k\right)\·X\left(k\right)\·e^{{\mathrm{j\φ}}_r\left(k\right)}\·e^{-j{\mathrm{\φ}}_c\left(k\right)}+N\left(k\right)\·e^{-j{\mathrm{\φ}}_c\left(k\right)}]$ 等式(3)

$={\hat{H}}^{*}\left(k\right)\·H\left(k\right)\·{\hat{X}}^{*}\left(k\right)\·X\left(k\right)\·e^{j({\mathrm{\φ}}_r\left(k\right)-{\mathrm{\φ}}_c\left(k\right))}+\tilde{N}\left(k\right)$

其中

是处理后噪声。单元418随后按照如下公式计算相位误差估计φ_e(k)：

${\mathrm{\φ}}_e\left(k\right)=\arg \left\{E\left(k\right)\right\}=\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left\{E\left(k\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{E\left(k\right)\right\}}\right)$ 等式(4)

其中arg{x}提供复数值x的相位。

如等式(3)和(4)所示，可以获得每个接收数据码元的相位误差估计以及每个接收导频码元的相位误差估计。可以按照判决导向模式来操作PLL 260a，由此只有接收数据码元用于频率跟踪。接收导频码元对于PLL 260a的操作是有用的，但不是必需的。

回到图3，环路滤波器362从相位误差检测器360接收相位误差估计φ_e(k)并对其进行滤波，从而提供频率误差估计u(k)。环路滤波器362可以是任意阶的滤波器，并且可以用各种类型滤波器来实现。

图4B示出了环路滤波器362a的方框图，该环路滤波器362a是图3中的环路滤波器362的一个实施例。环路滤波器362a是二阶比例积分型环路滤波器，其可以跟踪剩余频率误差。在环路滤波器362a中，在积分通路上，乘法器422接收相位误差估计φ_e(k)，并且利用积分增益K_I对其进行缩放。加法器422将乘法器420的输出与寄存器424的输出相加。加法器422的输出被提供给寄存器424并由寄存器424存储。加法器422和寄存器424形成累加器。在比例通路上，乘法器430接收相位误差估计φ_e(k)，并且利用比例增益K_P对其进行缩放。加法器432将乘法器430的输出与寄存器424的输出相加，以提供频率误差估计u(k)。积分和比例通路的计算可以表示为：

        a(k)＝a(k-1)+K_I·φ_e(k)和    等式(5)

        u(k)＝a(k-1)+K_P·φ_e(k)

增益K_I和K_P中的每一个都可以被选择为2的幂。在这种情况下，乘法器420和430可以利用桶式移位器或乘法器实现。一组增益K_I和K_P可以用于接收的导频码元以及接收的数据码元。或者，一组增益K_Ip和K_Pp可以用于接收的导频码元，而另一组增益K_Id和K_Pd可以用于接收的数据码元。

图4C示出了相位累加器366a的方框图，该相位累加器366a是图3中NCO 364里相位累加器366的实施例。在相位累加器366a中，加法器440接收频率误差估计u(k)并且将其与寄存器442的输出相加，从而提供相位校正值p(k)。所述相位校正值p(k)被提供给寄存器442，并由寄存器442存储。加法器440和寄存器442形成累加器。相位校正值p(k)的计算可以表示为：

        p(k)＝(p(k-1)+u(k))mod M    等式(6)

其中，M是寄存器442的最大值(并且由此M也是相位累加器366a的最大值)。模M操作可以利用一个累加器来实现，该累加器在到达M后就折回(wrap around)。具体而言，只有量p(k-1)+u(k)的L个最低有效位(LSB)被存储在L-位寄存器442中，其中L＝log₂M。量p(k-1)+u(k)的最高有效位(MSB)被丢弃。来自相位累加器366a的相位校正值p(k)的范围为0到M-1，其中0映射为0π，而M映射为2π。

正弦/余弦查找表368从相位累加器366接收相位校正值p(k)，并且提供p(k)的正弦值和余弦值，p(k)的正弦值和余弦值一起组成振荡器信号C(k)。振荡器信号C(k)可以表示为：

$C\left(k\right)=e^{-j{\mathrm{\φ}}_c\left(k\right)}=\cos \left({\mathrm{\φ}}_c\left(k\right)\right)-j\sin \left({\mathrm{\φ}}_c\left(k\right)\right)$ 等式(7)

其中φ_c(k)＝p(k)。振荡器信号C(k)被提供给相位旋转器240且用来旋转接收调制码元Y(k)，如上所述。

图3和4A到4C示出了组成PLL的各个单元的具体实施例。其他设计也可用于PLL内的相位误差检测器和环路滤波器。其他设计也可用于信道估计器/检测器内的信道估计器和码元检测器。

图5示出了用于分析的PLL的简化模型260b的方框图。相位误差检测器360b接收其相位为φ_r(k)的输入信号以及其相位为φ_c(k)的振荡器信号，并且提供其相位误差为φ_e(k)的输出信号。相位误差检测器360b包括图3中的相位旋转器240和相位误差检测器360。输入信号对应于已串行化的接收调制码元Y(k)。所述相位误差φ_e(k)可以表示为：

            φ_e(k)＝φ_r(k)-φ_c(k)    等式(8)

为了简单，在等式(8)中假定相位误差检测器360b的增益为1。

PLL的整个传递函数H(z)可以表示为：

$H\left(z\right)=\frac{{\mathrm{\φ}}_e\left(k\right)}{{\mathrm{\φ}}_r\left(k\right)}=\frac{D\left(z\right)N\left(z\right)}{1+D\left(z\right)N\left(z\right)}$ 等式(9)

其中D(z)是环路滤波器362b的传递函数，而N(z)是NCO 364b的传递函数。环路滤波器362b是二阶比例积分型环路滤波器(如图4B中所示)，并且其传递函数可以表示为：

$D\left(z\right)=K_P+\frac{K_I}{z-1}$ 等式(10)

NCO 364b如图4C中实现，其传递函数可以表示为：

$N\left(z\right)=\frac{1}{z-1}$ 等式(11)

将等式(10)中的D(z)和等式(11)中的N(z)代入等式(9)中，PLL的整个传递函数H(z)可以表示为：

$H\left(z\right)=\frac{K_P(z-1)-K_I}{{(z-1)}^2+K_P(z-1)+K_I}$ 等式(12)

采样速率通常要远大于PLL的环路带宽(例如，对于802.11a系统，采样速率可以大于20MHz，而环路带宽可以是几十kHz)。在这种情况下，使用下述近似可以将等式(12)中所示的z域传递函数变换成s域的传递函数，z＝e^jωT≈1+jωT或z-1＝jωT＝sT，其中T是采样周期。PLL的s域传递函数可以表示为：

$H\left(s\right)=\frac{\frac{K_P}{T}s+\frac{K_I}{T^2}}{s^2+\frac{K_P}{T}s+\frac{K_I}{T^2}}$ 等式(13)

二阶PLL的整个传递函数通常被表示为下述形式：

$H\left(s\right)=\frac{{2\mathrm{\ξ\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}{s^2+{2\mathrm{\ξ\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}$ 等式(14)

其中ξ是阻尼因子，而ω_n是固有频率。阻尼因子ξ和固有频率ω_n是描述PLL的环路响应的形状和带宽的设计参数。二阶PLL的各个值ξ和ω_n的环路响应在本领域中是公知的。

增益K_I和K_P可以被选择来获得期望的PLL的环路响应。如果使等式(13)的分母等于等式(14)中的分母，则可以获得下述关系式：

$\frac{K_P}{T}={2\mathrm{\ξ\ω}}_n$ 和 $\frac{K_I}{T^2}={\mathrm{\ω}}_n^2$ 等式(15)

环路设计参数ξ和ω_n可以按如下方式表示为增益K_I和K_P的函数：

${\mathrm{\ω}}_n=\frac{\sqrt{K_I}}{T}$ 和 $\mathrm{\ξ}=\frac{K_P}{2\sqrt{K_I}}$ 等式(16)

PLL的环路带宽B_L可以表示为：

$B_L=\frac{{\mathrm{\ω}}_n({4\mathrm{\ξ}}^2+1)}{4\mathrm{\ξ}}$ 等式(17)

如等式(16)和(17)所示，可以通过选择增益K_I和K_P的合适值来获得期望的环路带宽和阻尼因子。在具体OFDM系统的计算机模拟中发现下述的环路带宽和阻尼因子值可以提供良好的性能：B_L＝16.5kHz和ξ＝0.15。环路带宽和阻尼因子的最佳值通常取决于具体系统设计。

图6示出了用于跟踪剩余频率误差和相位噪声的方法600的实施例的流程图。利用FFT对每个接收OFDM码元进行变换以获得接收调制码元(步骤612)。接收调制码元随后被串行化(步骤614)。利用独立(例如，单独的)相位校正值对每个接收调制码元进行校正以获得相位校正码元(步骤616)。每个相位校正码元中的相位误差被检测来获得该相位校正码元的相位误差估计(步骤618)。对每个相位校正码元的相位误差估计进行滤波(例如，利用二阶环路滤波器)，以获得频率误差估计(步骤620)。每个相位校正码元的频率误差估计被进一步累加来获得另一个接收调制码元的相位校正值(步骤622)。在一个实现中，每个接收调制码元相位误差被用来获得已串行化的流中的下一接收调制码元的相位校正值。对于这种实现，处理延迟是一个调制码元周期。

这里描述的用于跟踪OFDM系统的剩余频率误差和相位噪声的技术可以提供各种好处。首先，相位校正码元并不由于公共相位校正值而相关。这是因为每个接收调制码元是由PLL利用独立的相位误差估计来单独校正的。由于大多数解码器(例如维特比和turbo解码器)依赖于不相关的自身的输入信号，所以这能够改善解码器的性能。其次，由于环路滤波器以数量级为码片速率的速度更新，所以可以将PLL设计成具有较宽的环路带宽，其中所述码片速率通常远快于OFDM码元速率。作为一个示例，对于802.11a系统，码片速率是20MHz，总共64个子带可用，52个子带用于导频和数据传输，而循环前缀是16个码片。因此，PLL可以工作在f_PLL＝(52/64)·(64/80)·20MHz＝13MHz的串行码元速率上，该速率远快于f_OFDM＝(1/80)·20MHz＝250KHz的OFDM码元速率。因子52/64说明下述事实，即对于每个OFDM码元，只有52个导频和数据码元被PLL使用，而12个保护码元被丢弃。因子64/80说明下述事实，即用于循环前缀的16个采样被从每个接收OFDM码元中丢弃。以较快的速率操作PLL允许较快的捕获时间，较快地收敛到最终值，以及对接收信号中的相位变化的较快响应。第三，所述PLL可以仅仅基于接收数据码元，按照判决导向模式进行操作。所述接收导频码元对PLL的操作有用，但不是必需的。第四，可以利用PLL的闭环操作来获得剩余频率误差和精细相位跟踪。

上述设计串行化来自FFT单元的接收调制码元。然后，PLL对经过FFT后的调制码元进行操作以跟踪剩余频率误差和相位噪声，同时避免相位校正码元之间相关。还可以实现获取上述的一些或所有好处的其他设计。下面描述这些替换设计中的一部分。

在第一替换设计中，通过对公共相位校正值进行抖动处理来对接收数据码元进行去相关。接收机初始估计接收导频码元和/或接收数据码元的相位误差。接收机可以对每个OFDM码元周期内的相位误差估计进行求平均，从而获得该OFDM码元周期的公共相位校正值。随后，接收机对所述公共相位校正值应用抖动处理，并且利用经过抖动处理后的公共相位校正值来校正该OFDM码元周期内的所有接收调制码元。具体而言，对于每个接收数据码元，接收机将少量的伪随机噪声添加到公共相位校正值，以获得该接收数据码元的独立相位校正值。随后，接收机利用该相位校正值来校正接收数据码元。利用伪随机噪声对公共相位校正值的抖动处理可以去掉由于使用所述公共相位校正值而造成的相位校正码元之间的相关性。

在第二个替换设计中，将闭环PLL应用于输入采样(例如，在FFT单元之前)来校正剩余频率误差。输入采样中的频率误差可以基于由发射机发送的前导码或循环前缀相关性来进行检测，如本领域中所公知。随后，由PLL使用频率误差估计来产生振荡器信号，将该振荡器信号与输入采样相乘来获得频率校正采样。

在第三替换设计中，为每个数据子带或每组数据子带保留单独的环路滤波器和相位累加器组。如上所述，检测用于每个数据子带的接收数据码元中的频率误差。每个数据子带的接收数据码元中的相位误差估计可由用于该子带的环路滤波器对其进行滤波，并且还由用于该子带的相位累加器来将所述得到的频率误差进一步累加。每个数据子带的接收数据码元可由利用由为该子带保留的相位累加器提供的相位校正值来对其进行校正。

这里描述的用于跟踪OFDM系统的剩余频率误差和相位噪声的技术可用于下行链路(例如，前向链路)以及上行链路(例如，反向链路)。对于下行链路，图1中的发射机系统110可以是基站或接入点的一部分，而接收机系统150可以是用户终端、移动台或无线设备的一部分。对于上行链路，发射机系统110可以是用户终端的一部分，而接收机系统150可以是基站的一部分。

这里描述的用于跟踪OFDM系统的剩余频率误差和相位噪声的技术可由各种装置来实现。例如，这些技术可以以硬件、软件或其组合的形式实现。对于硬件实现，用于实现所述技术的处理单元(例如，PLL260，信道估计器/检测器250等)可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、其他被设计来执行这里所述的功能的单元，或者上述的一个组合。

对于软件实现，这里描述的技术可以利用用于执行这里描述的功能的模块(例如，步骤，功能等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器单元(例如图1中的存储器182)中，且由处理器(例如，控制器180)来执行。所述存储器单元可以在处理器内或处理器外实现，在这种情况下，可以经由在本领域中公知的各种装置将存储器单元可通信地连接到所述处理器。

提供所述公开的实施例的上述描述可使得本领域的技术人员能够实现或者使用本发明。对于本领域的技术人员来说，这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离本发明的范围和主旨的基础上应用于其他实施例。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而是与符合这里公开的原理和新颖特征的最广范围相一致。

Claims (23)

1、一种用于在正交频分复用(OFDM)通信系统中跟踪频率误差的方法，包括：

获得至少一个接收OFDM码元的接收调制码元；

为每个所述接收调制码元确定单独的相位校正值；并且

利用每个所述接收调制码元的所述相位校正值来校正该接收调制码元。

2、如权利要求1所述的方法，其中，每个所述接收调制码元的所述单独的相位校正值是由对所述接收调制码元进行操作的锁相环(PLL)来确定的。

3、如权利要求1所述的方法，还包括：

获得为所述接收调制码元获得的公共相位校正值，其中，每个所述接收调制码元的所述单独的相位校正值是通过对所述公共相位校正值进行抖动处理来确定的。

4、一种正交频分复用(OFDM)通信系统中的设备，包括：

用于获得至少一个接收OFDM码元的接收调制码元的装置；

用于为每个所述接收调制码元确定单独的相位校正值的装置；和

用于利用每个所述接收调制码元的所述单独的相位校正值来校正该接收调制码元的装置。

5、一种用于在正交频分复用(OFDM)通信系统中跟踪频率误差的方法，包括：

获得至少一个接收OFDM码元的多个接收调制码元；

利用各自的相位校正值对所述多个接收调制码元中的每一个进行校正，以获得相应的相位校正码元，其中，为所述多个接收调制码元获得多个相位校正码元；

检测所述多个相位校正码元的每一个中的相位误差，以获得该相位校正码元的相位误差估计，其中，为所述多个相位校正码元获得多个相位误差估计；

对所述多个相位误差估计进行滤波，以获得多个频率误差估计；并且

累加所述多个频率误差估计，以获得所述多个接收调制码元中每一个的所述相位校正值。

6、如权利要求5所述的方法，进一步包括：

对所述多个接收调制码元进行串行化，其中按照每次一个接收调制码元的方式，对所述已串行化的接收调制码元执行校正、检测、滤波和累加。

7、如权利要求6所述的方法，其中，所述多个接收调制码元是按照由子带索引确定的顺序来进行串行化的。

8、如权利要求5所述的方法，其中，所述多个接收调制码元包括接收数据调制码元和接收导频调制码元。

9、如权利要求5所述的方法，其中，所述多个接收调制码元只包括接收数据调制码元。

10、如权利要求5所述的方法，其中，所述多个相位校正码元中的每一个的所述相位误差估计是基于所述相位校正码元的码元估计以及用于所述相位校正码元的子带的信道系数估计来获得的。

11、如权利要求5所述的方法，其中，所述滤波是利用二阶环路滤波器来执行的。

12、如权利要求5所述的方法，其中，所述滤波是利用一个环路滤波器来执行的，其中所述累加是利用一个相位累加器来执行的。

13、如权利要求5所述的方法，其中，所述多个接收调制码元来自多个子带，其中对于所述多个子带中的每一个，所述滤波和所述累加是分开执行的。

14、如权利要求5所述的方法，还包括：

获得至少一个接收OFDM码元的输入采样；

估计所述输入采样中的粗频率误差；并且

利用所述估计的粗频率误差来校正所述输入采样，以获得频率校正采样，其中所述多个接收调制码元是通过对该频率校正采样进行快速傅立叶变换(FFT)而获得的。

15、一种正交频分复用(OFDM)通信系统中的设备，包括：

用于获得至少一个接收OFDM码元的多个接收调制码元的装置；

用于利用各自的相位校正值对所述多个接收调制码元的每一个进行校正，以获得相应的相位校正码元的装置，其中，为所述多个接收调制码元获得多个相位校正码元；

用于检测所述多个相位校正码元的每一个中的相位误差，以获得该相位校正码元的相位误差估计的装置，其中，为所述多个相位校正码元获得多个相位误差估计；

用于对所述多个相位误差估计进行滤波，以获得多个频率误差估计的装置；和

用于累加所述多个频率误差估计，以获得所述多个接收调制码元中的每一个的所述相位校正值的装置。

16、一种正交频分复用(OFDM)通信系统中的设备，包括：

相位旋转器，用于利用各自的相位校正值对多个接收调制码元中的每一个进行校正，以获得相应的相位校正码元，其中所述多个接收调制码元是根据至少一个接收OFDM码元获得的，并且其中为所述多个接收调制码元获得多个相位校正码元；

相位误差检测器，用于检测所述多个相位校正码元的每一个中的相位误差，以获得该相位校正码元的相位误差估计，其中为所述多个相位校正码元获得多个相位误差估计；

环路滤波器，用于对所述多个相位误差估计进行滤波，以获得多个频率误差估计；以及

相位累加器，用于累加所述多个频率误差估计，以获得所述多个接收调制码元中的每一个的所述相位校正值。

17、如权利要求16所述的设备，还包括：

信道估计器，用于获得多个子带中的每一个的信道系数估计；以及

码元检测器，用于获得所述多个相位校正码元中每一个的码元估计，其中所述多个相位误差估计是基于来自所述信道估计器的所述多个子带的多个信道系数估计以及来自所述码元检测器的所述多个相位校正码元的多个码元估计而获得的。

18、如权利要求16所述的设备，还包括：

并/串(P/S)变换器，用于串行化所述多个接收调制码元。

19、一种制造的物品，包括：

用于获得至少一个接收正交频分复用(OFDM)码元的多个接收调制码元的代码；

用于利用各自的相位校正值对所述多个接收调制码元中每一个进行校正，以获得相应的相位校正码元的代码，其中为所述多个接收调制码元获得多个相位校正码元；

用于检测所述多个相位校正码元中的每一个的相位误差，以获得所述相位校正码元的相位误差估计的代码，其中为所述多个相位校正码元获得多个相位误差估计；

用于对所述多个相位误差估计进行滤波，以获得多个频率误差估计的代码；

用于累加所述多个频率误差估计，以获得所述多个接收调制码元中的每一个的所述相位校正值的代码；以及

计算机可用媒质，其被配置来存储所述代码。

20、一种用于在正交频分复用(OFDM)通信系统中跟踪频率误差的方法，所述方法包括：

接收至少一个OFDM码元；

利用快速傅立叶变换(FFT)对所述至少一个接收OFDM码元中的每一个进行变换，以获得多个接收调制码元；

将所述至少一个OFDM码元的所述多个接收调制码元串行化，以获得已串行化的接收调制码元；

利用各自的相位校正值对所述已串行化的接收调制码元中的每一个进行校正，以获得相应的相位校正码元，其中为所述已串行化的接收调制码元获得多个相位校正码元；

检测所述多个相位校正码元中每一个的相位误差，以获得所述相位校正码元的相位误差估计，其中为所述多个相位校正码元获得多个相位误差估计；

对所述多个相位误差估计进行滤波，以获得多个频率误差估计；以及

累加所述多个频率误差估计，以获得每个所述已串行化的接收调制码元的所述相位校正值。

21、一种用于在正交频分复用(OFDM)通信系统中跟踪频率误差的方法，所述方法包括：

获得至少一个接收OFDM码元的接收调制码元；

确定所述接收调制码元的相位误差估计；

基于所述相位误差估计和伪随机噪声值，计算每个所述接收调制码元的相位校正值；和

利用所述接收调制码元的所述相位校正值对每个所述接收调制码元进行校正。

22、如权利要求21所述的方法，其中所述接收调制码元包括接收导频调制码元，并且其中所述相位误差估计是基于所述接收导频调制码元确定的。

23、一种正交频分复用(OFDM)通信系统中的设备，所述设备包括：

用于获得至少一个接收OFDM码元的接收调制码元的装置；

用于确定所述接收调制码元的相位误差估计的装置；

用于基于所述相位误差估计和伪随机噪声值，计算每个所述接收调制码元的相位校正值的装置；和

用于利用所述接收调制码元的所述相位校正值对每个所述接收调制码元进行校正的装置。

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