CN102067543A - 通信网络中用于自适应时基同步的方法和装置 - Google Patents

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CN102067543A CN2009801235942A CN200980123594A CN102067543A CN 102067543 A CN102067543 A CN 102067543A CN 2009801235942 A CN2009801235942 A CN 2009801235942A CN 200980123594 A CN200980123594 A CN 200980123594A CN 102067543 A CN102067543 A CN 102067543A
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Abstract

一种自适应时基同步过程(100)基于信道估计动态地使时基同步参数适应广域和局域信道两者。时基同步参数是根据从WID/LID能量计算出来的C/I估计来动态地适配的。时基同步算法102将当前信道估计110作为主要输入，并产生包括用于定位当前码元内的数据开始108的对当前快速傅里叶变换(FFT)采样窗位置的校正ΔT(或偏移量)的输出。在基于从信道估计计算出的C/I对噪声滤波阈值104和弱信道抽头灵敏度106作了动态参数调整之后，时基同步算法102通过寻找前同步码或循环前缀与交织有用于信道信息的导频的有用数据部分之间定义码元开始108的边界来定位每一个连续码元的起始。

Description

通信网络中用于自适应时基同步的方法和装置
根据35U.S.C.§119要求优先权
本专利申请要求于2008年7月1日提交、且已转让给本申请受让人并通过援引明确纳入于此的题为“Enhancements to IFT and DMTT based on C/I or noise variance estimate(基于C/I或噪声方差估计增强IFT和DMTT)”的临时申请No.61/077,174的优先权。
背景
领域
本发明一般涉及分发网络上的信息传输，尤其涉及优化接收机时基同步。
背景
诸如无线通信网络之类的数据网络必须在为单个终端定制的服务与提供给大量终端的服务之间折衷。例如，将多媒体内容分发给大量资源有限的便携式设备(订户)是非常复杂的问题。因此，对于网络管理员、内容零售商、以及服务供应商而言，能够以快速并且高效的方式分发内容和/或其他网络服务并由此提高接收机性能、带宽利用率和功率效率是至关重要的。
在当前内容递送/媒体分发系统中，广域和局域实时和非实时服务被打包成传输帧并在网络上被递送至各设备。例如，通信网络可利用正交频分复用(OFDM)来在网络服务器与一个或多个便携式设备之间提供通信。通过使用该技术，可生成具有数据隙的传输帧，该数据隙打包有要在分发网络上作为传输波形递送的服务。
通常，发射机操作以在传输信道上向与该网络通信的设备传送传输帧。传输信道常常经历使得接收设备难以恢复出所传送数据的状况，因为传统地确定的固定时基同步参数并未动态地适应变化的信道状况。例如，有可能时基同步是次最优的或者信道状况将快速变化。在这两种实例中，结果可能是在接收机处有不准确的OFDM码元时基，其阻止接收机准确地解码所传送数据。
因此，具有操作以提供可调整时基同步的系统将是可取的，可调整时基同步动态地使其自身适应现行信道状况，从而避免与次最优时基同步参数和广域及局域信道两者中的快变信道状况相关联的问题。
附图简述
图1是自适应时基同步过程的示例性高级概览；
图2示出用于为广域和局域信道两者动态地适配时基同步参数的自适应时基同步过程的示例性方法；
图3图解示例性OFDM码元；
图4图解在时域中采集的示例性收到信号采样序列；
图5图解用于定位当前码元内的数据开始的对当前FFT采样窗位置的示例性校正ΔT(或偏移量)；以及
图6是具有自适应时基同步处理能力的OFDM接收机的示例性简化功能框图。
详细描述
措辞“示例性”在本文中用于表示“用作示例、实例或例示”。本文中描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为优于或胜过其他实施例。
符号“C”在本文中用于表示OFDM信道中的总信号能量。
符号“I”在本文中用于表示OFDM信道中来自热噪声或该环境中可能存在的任何其他附加带内噪声的干扰能量。
在一个或多个方面，提供了用于自适应接收机时基同步过程的方法和装置，其操作以在通信网络中辅助进行数据解调和准确的时间跟踪同步。出于本描述的目的，本文中参照利用OFDM来提供网络服务器与一个或多个便携式设备之间的通信的通信网络描述了自适应时基同步方法和装置的各方面。例如，在OFDM系统的一方面，服务器传送包括传输帧的发射波形，传输帧通过实时和/或非实时数据的特定安排、序列、交织和/或其他编码而具有经复用的广域和局域数据流。数据表示为码元，其中每一个码元包括N个副载波。
如下所述，自适应时基同步可操作以辅助进行准确的时间跟踪同步，从而接收设备能准确地解码广域和局域信道数据流。该过程十分适合在无线通信网络中使用，但是也可用在任何类型的无线环境中，包括但不限于，诸如因特网等公用网络、诸如虚拟专用网(VPN)等专用网络、局域网、广域网、长途网、或任何其他类型的无线网络。自适应时基同步过程有利于唯前向链路(FLO)通信系统。
图1是基于测得C/I比的自适应时基同步过程100的示例性高级概览。在一个实施例中，动态时基同步参数自适应包括基于C/I估计来修改内部参数，C/I估计基于广域标识信道(WIC)码元和分别从广域标识信道/局域标识信道(WIC/LIC)码元获得的广域标识符/局域标识符(WID/LID)能量。C/I估计还可用其他方式获得，包括使用TDM导频码元(TDM1、TDM2)、基于TPC码元的信道估计或基于数据码元中FDM导频的信道估计、或这些码元的组合。自适应时基同步过程100随着C/I增大或信道状况改善而降低噪声滤波阈值104并提高弱信道抽头灵敏度106。相反，如果干扰总电平增大，从而指示降级的信道状况，则增大噪声阈值104并降低灵敏度106以阻止热噪声和其他干扰源影响时基同步决策。
时基同步算法102将当前信道估计或平均信道估计110作为主要输入，并产生包括用于定位当前码元内的数据开始108的对当前快速傅里叶变换(FFT)采样窗位置的校正ΔT(或偏移量)的输出。在基于计算出的C/I对(诸)噪声滤波阈值104和弱信道抽头灵敏度106作了动态参数调整之后，时基同步算法102通过寻找前同步码或循环前缀与有用码元部分之间定义码元开始108的边界来定位每一个连续码元的起始。
图2示出用于为广域和局域信道两者适配时基同步参数的自适应时基同步过程200的示例性方法。在一方面，自适应时基同步过程200涉及基于根据分别从WIC/LIC码元获得的WID/LID能量计算出来的瞬态C/I估计和/或加权平均C/I估计来动态地调整存储在接收机硬件或软件寄存器中的时基同步参数。在各种方面，瞬态C/I估计是使用来自数据码元中的频分复用(FDM)导频的时域信道估计或频域导频观测计算出来的。在其他方面，来自过渡导频信道(TPC)码元的时域信道估计或频域导频观测被用于计算瞬态C/I估计。C/I还可从各种其他时分复用(TDM)导频码元(诸如TDM1和TDM2)、或定位导频信道(PPC)码元估计出来。组合基于来自数据码元中的FDM导频的时域信道估计或频域导频观测与来自TPC码元的时域信道估计或频域导频观测的C/I估计产生可靠的C/I估计，其对于自干扰具有稳健性。此外，对所有合需及产生干扰的广域和局域信道的单独加权C/I估计可使用这两种方法来获得。在又其他方面，通过以上方法中的每一种获得的瞬态C/I估计可借助于加权平均被组合以形成单个估计，以便提高估计的可靠性并获得更好的干扰平均化。出于此文献的目的，对从WID/LID能量计算出来的瞬态C/I估计和/或平均C/I估计的完整描述并非要点且因此不提供。然而，对这些C/I估计方法的描述可在2008年10月13日提交的题为“ADAPTIVE THRESHOLDING FOR OFDM CHANNEL ESTIMATION(用于OFDM信道估计的自适应取阈)”的美国专利申请No.12/250,135中找到，并且该文献通用地通过援引纳入于此。
自适应时基同步过程200除当前时域信道估计之外还利用两种类型的输入参数。首先，内部取阈过程使用取阈参数来从信道估计中移除干扰，从而剩下主要包含有用信号能量的信道抽头。随后，使用灵敏度参数来检测信号能量中的大部分位于当前信道估计内何处，并且此信息被用于使将来的FFT采样窗位置与所感知的码元开始108对准。
如果取阈过程是理想的，则在取阈之后将只保留具有信号能量的抽头，而将没有非零抽头仅包含干扰能量。随后标识码元开始位置将会很简单，因为能量高于0的任何抽头都将是信号能量并且第一个非零抽头将代表收到信号内的码元开始。
然而，找出收到信号内信号能量的位置被两个问题复杂化，这是因为取阈过程并非理想。首先，在取阈之后保留的一些抽头可能包含干扰能量。其次并且问题更严重的是，取决于对用于信道估计的采集窗的选择(即，为信道估计中所使用的FFT窗所选择的M个采样的位置)，信道估计在时域中被循环移位。时间移位可导致通信信道的第一路径出现在时域信道估计的结尾附近，而较晚路径可能表现为卷绕到信道估计的起始。换言之，一些信号抽头表现为溢出到0位置之前，从而导致实际码元开始为负位置。在此，找出第一非零信号抽头的位置并非轻而易举。
对用在这些环境中的内部滑动采集窗算法的描述可在2006年3月8日提交的题为“TIME TRACKING FOR A COMMUNICATION SYSTEM(用于通信系统的时间跟踪)”的美国专利申请No.11/371,536中找到，并且该文献通用地通过援引纳入于此。滑动采集窗算法累积收到信号能量并将其与适应性灵敏度阈值作比较。典型的信道估计可开始和结束于相对较弱的采样能量，而信号能量的主体部分被中心地定位。灵敏度参数确定起始和结束采样相比于信号能量的主体部分所准许的衰弱程度。如果灵敏度是无限的，则非常弱的采样也会被检测为信号。灵敏度因此被设为弱信号路径中的能量与被测量为在某个数目的连贯抽头上计算出来的累积信道能量的最大值的信号能量的主体部分之比。由此，灵敏度是相对于累积能量的最高值来设置的。在已经通过与灵敏度阈值相比较进一步消除弱信号抽头之后，当前码元内的数据开始就被确定。
在步骤202中，确定具有多个信号抽头的当前信道估计，这是响应于周期性硬件中断而发生的。控制流前进至步骤204。
在步骤204中，计算C/I估计。例如，070879中描述的方法之一可用来确定C/I。C/I估计可以是根据专用瞬态WIC码元、在时间上取平均的WIC码元、导频码元、在时间上取平均的导频码元、或这些方法的组合计算出来的当前瞬态值和/或加权平均C/I估计。控制流前进至步骤206。
在步骤206中，根据步骤204中计算出来的C/I估计所指示的信道状况动态地使噪声和灵敏度参数适应最优时基同步。当C/I估计指示改善的信道状况时，噪声滤波阈值被降低而弱信道抽头灵敏度被增大。当C/I估计指示降级的信道状况时，噪声阈值被增大而弱信道抽头灵敏度被降低。
在一方面，出于简化实现的目的，基于当前C/I估计从查找表中选择噪声和灵敏度参数。一行灵敏度和阈值参数被指派给特定范围的C/I估计值。例如，如果C/I估计小于1，则选择第一行参数。如果C/I在1和2之间，则选择第二行参数，依此类推。
每一行的参数值是启发式地确定的。在一方面，可测量C/I值的整个范围被划分成4段，并且与这些段相关联的是时基同步参数的4个值，这些参数包括两个噪声阈值参数TTDM2和TDMTT、以及两个灵敏度参数αTDM2和弱路径估计检测阈值εDMTT。噪声阈值参数TTDM2被用作从基于TDM导频2获得的信道估计移除噪声的能量阈值。将TDM2信道估计中的每一个抽头中能量与能量阈值TTDM2进行比较。如果抽头能量低于TTDM2，则该信道估计抽头被替换为0。类似地，TDMTT被用作用以从使用数据码元中存在的频分复用(FDM)导频获得的信道估计中移除噪声的能量阈值。在对信道估计进行取阈操作——在此使用基于计算出的C/I的自适应阈值移除了大部分噪声抽头——之后，时基同步或时基跟踪的下一个步骤是确定第一到达路径和/或最后到达路径，以便确定用于采集OFDM码元中的有用采样的窗。在特定实施例中，使用αTDM2来确定TDM2码元中的第一到达路径，而在使用来自TPC码元或来自数据码元中的FDM导频的信道估计的时间跟踪中，使用εDMTT来确定第一到达路径和最后到达路径。在一个实现方面，εDMTT被划分成前向和后向检测阈值。前向检测阈值应用于早期路径检测，而后向部分应用于晚期路径检测。ε参数可取决于当前信道是否被认为是长信道而被进一步配置成不同值。在特定实施例中，TTDM2和TDMTT被选为在计算C/I期间获得的干扰估计的倍数。该倍数取决于为跨各种信道多径和功率分布的稳健性能而估计的C/I可被选为干扰估计的25倍到35倍之间。对确定基于α和ε参数来计算晚期和早期到达路径的公式以及慢滤波器平均化的描述可在2006年3月8日提交的题为“TIME TRACKING FOR A COMMUNICATION SYSTEM(用于通信系统的时间跟踪)”的美国专利申请No.11/371,536中找到，并且该文献通用地通过援引纳入于此。
基于信道估计中存在的假定的噪声方差和干扰能量来计算表的行参数值。例如，在0dB C/I处获得的信道估计中的单个噪声抽头中的能量由下式给出(在恰适地定标以计及定点实现之后)：
σ 0 dB 2 = 0.0199 .
类似地，在4dB、7.5dB和12dB处的噪声抽头能量分别给出为0.0079、0.0035和0.00125。由此计算出的噪声抽头能量随后可用来确定噪声阈值(TTDM2、TDMTT)和灵敏度参数(αTDM2和εDMTT)。这些参数也可以是预计算的并存储在查找表中以易于设备实现。查找表的示例如下。
在可能时(除饱和以外)，计算αTDM2参数以使得时基同步捕获对于比所设噪声阈值强3到4倍的弱早期路径起反应。当C/I超过某个数字(例如10dB)从而指示在时基算法中噪声抽头对第一路径的检测的影响与信道分布中可能存在的弱路径相比是可忽略的时，有时使得对弱早期路径的灵敏度饱和为固定数值——例如大约比主要支配路径低17dB——可能是合需的。
随后选取用于数据模式时间跟踪的值TDMTT和εDMTT以粗略地对应于为噪声阈值处理挑选的值(但比其稍微更灵敏)。例如，对于0dB与1.25dB之间的C/I值，对弱早期路径的灵敏度大约为14dB，其在线性标度上对应于几乎5/128，并且相应值εDMTT被选为4/128。
在基于通过C/I测量的当前信道状况在步骤202-206中动态地使噪声阈值和灵敏度阈值适应最优化之后，控制流前进至步骤208，在此时基同步算法使用经优化参数来修改当前FFT采样窗504的位置。码元结构和对窗位置的不同选取在图3-5中详示出。
在步骤208中，通过分析信道估计来定位属于当前码元的循环前缀之后的第一采样，其由图3中的要素304详示出。在时域中采集收到信号序列的M个采样并将它们作为一个码元来对待，如图4中402与404之间的采样所详示出的。这被另外公知为FFT采样窗。确定在何处开始采集第一采样402的问题被多径复杂化，在多径情形中收到信号的多个副本如图5中所示地从各反射或多个源抵达。多径在信道估计中造成一个以上包含信道能量的抽头，从而转化成同一信号被延迟某一因子并乘以标量的多个副本506-510。码元的延迟副本508、510导致循环前缀和边界被覆盖，这导致畸变，因为来自延迟码元的信息泄漏到第一码元中。由此，必须从全部对应于同一码元的副本506-510的交迭获取代表所采集、通过快速傅里叶变换(FFT)处理并用于数据解调、信道估计、时基同步等的输入时域采样的长度为M的采样窗502。这即是长度为L的循环前缀变得有用之处。
循环前缀306、504是对传输信号中所发送的数据和导频的长度为L的额外发送。由此，循环前缀306、504提供对L个采样的保护，以使得当码元交迭时，可从码元308的循环前缀以及数据和导频部分取得所需的M个码元采样的一部分。换言之，长度为M的窗502可向后或向前移位以补偿延迟码元的前向移位。
通过对M个采样执行FFT、解调导频副载波并随后对经解调导频副载波执行快速傅立叶逆变换(IFFT)来产生时域中的信道估计。例如，如果刚好从数据开始边界304到数据结束边界310采集到M个采样，则信道估计将具有与位置0对准的一个抽头。由此，可建立时域信道估计与FFT采样窗502的位置之间的对应关系，其中第一抽头在信道估计中与位置0对准。于是，如果FFT采样窗在时间上更早地朝后向循环前缀中移动d个采样，则时域信道估计中的相应抽头将出现在位置d，即从位置0延迟了d。类似的，如果信道估计中的第一抽头看起来位于位置d，则这指示当前FFT采样窗位于第一收到信号副本506的循环前缀结束之前的d个采样处。这说明了信道估计与FFT采样窗502之间的依存性。以此方式，从数据段308的结尾遗漏的采样可从起始处的循环前缀306恢复出来，这在时域中经修改的信道估计中反映。
滑动窗502可替换地被感知为循环缓冲器，其中从长度为M+2L的循环缓冲器取得M个数据采样。取位置d 314、404、512处的第一采样等价于使信号延迟时段d。所得时域信道估计的特质取决于FFT采集窗的位置，因为选择不同的采样集会改变所得信道估计。当进入循环前缀d个采样314、404、512地采集M个采样时，没有信息丢失，因为延迟信息从前缀306、504恢复出来。出现在0与L之间的所有信道抽头对有用信号能量作出贡献，而不会增添任何码间干扰或载波间干扰。只要所有信号信息都落在前L个采样之内，就可以无任何降级地解码出该信号。或者，即使一些信号抽头丢失在L所定义的区域之外，也只存在适度和逐步的降级。当其大部分信号能量集中在前L个采样中的信道估计被输入时基同步算法时，就无需采集窗502调整。否则，时基同步算法命令返回至其内部窗采集算法以便移动窗502位于起始L个采样内。
为了确保信道信息包含在L个采样中，内部窗采集算法检查信号信息以检测信道估计内的哪些位置包含信号能量的大部分以及哪些位置包含干扰能量。通过检查信道估计内信号能量和干扰能量的位置，标识出第一/最早信号路径506、中间信号路径508、和最晚信号路径510。基于信道估计和信道估计中第一和最后路径的合需位置，为当前OFDM码元和将来OFDM码元获得定义FFT采样窗的M个采样，直至用于下一次时基校正的信道估计可用或者直至作出下一次时基校正决定。
由此，自适应时基同步过程可归纳为2步骤过程，其中首先，通过与一个或多个自适应噪声阈值的数学比较从时域信道估计移除干扰能量，以及其次，将时域信道估计中的收到信号路径与一个或多个自适应灵敏度阈值进行比较，从而就能确定信号能量开始和结束的位置，因为对于所设C/I的信道估计中每采样的平均噪声概率可如上所述地数学地预测。在确定这些位置之后，就可通过ΔT(d)的简单时间移位使起始能量位置与关于码元开始的合需位置对准。
图3图解示例性OFDM码元300。数据和导频信息308之前是包含复制导频和数据信息的长度为L的循环前缀。数据和导频信息308之后还跟随着包含复制导频和数据信息的长度为L的循环前缀312。开始边界304将数据和导频信息308与前置循环前缀306分开。长度为M的FFT采样采集窗的开始边界304对应于时域信道估计的位置0。FFT采样采集窗的采样长度为M。结束边界310将数据和导频信息308与后置循环前缀312分开。码元开始位置可被移位至位置d 314以保持当前FFT采样窗内收到信号能量的主体部分属于同一OFDM码元。
图4图解在时域中采集的示例性收到信号采样序列400。
图5图解用于定位当前码元内的数据开始的对当前FFT采样窗位置的示例性校正ΔT(或偏移量)500。示出了第一/最早信号路径506、中间信号路径508和最晚信号路径510，其中中间信号路径508和最晚信号路径510延迟一标量。长度为M的FFT采样窗502可在时间上被移位ΔT 512以便使所得时域信道估计中的信号能量的主体部分与位置0 516尽可能近地对准或者落在与循环前缀504相对应的前L个采样内。
图6是具有自适应时基同步处理能力的OFDM接收机的示例性简化功能框图。天线602接收所传送的信号并将收到信号提供给接收机单元(RCVR)604。接收机单元604调理(例如，滤波、放大、以及下变频)收到信号并将经调理的信号数字化以获得采样。OFDM解调器606剥离附于每一个OFDM码元的循环前缀，使用N点FFT将每一个收到的经剥离码元变换到频域，获得对应每一个OFDM码元周期的N个子带的N个收到码元，并且将收到WIC、TPC、PPC和其他码元提供给处理器610以进行信道估计。
OFDM解调器606进一步从处理器610接收对收到信号的频率响应估计，对收到数据码元执行数据解调以获得数据码元估计(其为对所传送的数据码元的估计)，并将这些数据码元估计提供给RX数据处理器608。RX数据处理器608解调(即，码元解映射)、解交织、并解码数据码元估计以恢复所传送的话务数据。
处理器610获得活跃信道的收到WIC或其他信道估计码元并执行信道估计。本文中所描述的基于信道状况的自适应时基同步过程300可由在接收机600的处理器610和存储器612上操作的合适指令来实现，但决非被限定于这样的实现。处理器610连接至具有指导处理器610提供自适应时基同步的代码或指令的存储器612。存储器612可包括用于确定信道估计、根据信道估计计算C/I估计、基于C/I估计适配时基同步噪声和灵敏度阈值以及定位收到码元内的数据开始的指令。存储器612可包括RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中所知的任何其他形式的存储介质或计算机可读介质。
在一个示例性方面，处理器610根据图1-2的步骤执行存储在存储器612中的指令以便基于所测得信道状况提供动态自适应时基同步。图1-2中所描述的方法集取决于应用可藉由各种手段来实现。例如，这些方法集可以在硬件、固件、软件、或其组合中实现。对于硬件实现，这些处理单元可以在一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子器件、设计成执行本文中所描述功能的其他电子单元、或其组合内实现。
图1-2中所描述的方法集的固件和/或软件实现可用执行本文中描述的功能的模块(例如，程序、函数等等)来实现。例如，软件代码可被存储在存储器(例如，接收机600的存储器612)中，并由处理器(例如，接收机600的处理器610)执行。存储器可被实现在处理器610内，或可外置于处理器610。如本文所用的，术语“存储器”指代任何类型的长期、短期、易失性、非易失性、或其他存储器，而并不限于任何特定类型的存储器或存储器数目、或存储器存储在其上的介质的类型。
有形地体现指令的任何机器或计算机可读介质可用于实现本文中所描述的方法集。在一个示例性方面，处理器610根据图1-2的步骤执行存储在计算机可读介质中的指令以提供动态自适应时基同步过程。
TX数据处理器618处理话务数据并提供数据码元以供传输。OFDM调制器616接收这些数据码元并将其与导频码元复用，执行OFDM调制，并向发射机单元614提供OFDM码元流。也可使用TDM将导频码元与数据码元复用。发射机单元614然后处理OFDM码元流以生成上行链路信号，此信号经由天线602向接入点发射。
本领域技术人员将理解，可以使用各种各样不同的技术和技艺中的任何一种来代表信息和信号。例如，贯穿以上描述可能被引述的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元、和码片可以由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任何组合来代表。
本领域技术人员将进一步领会，结合本文中所公开的实施例来描述的各种说明性逻辑块、模块、电路、和算法步骤可实现为电子硬件、计算机软件、或这两者的组合。为清楚地说明硬件和软件的这种可互换性，各种说明性组件、块、模块、电路、和步骤在上文中以其功能性的形式进行了一般化描述。这样的功能性是实现成硬件还是软件取决于具体应用和加诸整体系统上的设计约束。技术人员对于每种特定应用可用不同的方式来实现所描述的功能性，但这样的实现决策不应被解释成导致脱离了本发明的范围。
结合本文所公开的实施例描述的各种说明性逻辑块、模块、和电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件、或其设计成执行本文所描述功能的任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替代方案中，该处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协同的一个或更多个微处理器、或任何其他这样的配置。
结合本文所公开的实施例所描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中实施。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中所知的任何其他形式的存储介质中。示例性存储介质耦合到处理器，使得该处理器可从/向该存储介质读取和写入信息。在替换方案中，存储介质可被整合到处理器。处理器和存储介质可以驻留在ASIC中。ASIC可以驻留在用户终端中。在替换方案中，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户终端中。
提供了以上对所公开的实施例的描述是为了使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他实施例而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本发明并非旨在被限定于本文中示出的实施例，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。

Claims (25)

1.一种定位收到通信信号中的码元边界的方法，包括：
确定信道估计；
计算信号能量与干扰能量比(C/I)估计；
基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数以计算数据位置偏移量；以及
使用所述经适配时基同步参数定位收到时域采样内的码元开始。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通信系统是唯前向链路(FLO)通信系统。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述C/I估计是从所述FLO系统中的WIC码元、LIC码元、数据码元、TDM导频、TPC码元或所述码元的任何组合获得的。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，为广域和局域信道独立地获得单独的C/I估计。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述C/I估计是瞬态C/I估计。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述C/I估计是加权平均C/I估计。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述C/I估计是瞬态C/I估计和加权平均C/I估计的函数。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使得灵敏度参数适应早期和晚期信号路径。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数包括根据所述C/I估计从查找表选择所述参数。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述查找表的行参数值是基于所述信道估计中存在的假定的噪声方差和干扰能量来计算的。
11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使得阈值参数适应变化的信道状况。
12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数包括基于接收机执行的运算来选择所述参数。
13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对广域信道和局域信道使用不同的时基同步参数。
14.一种正交频分复用(OFDM)接收机，所述接收机包括：
天线，用于接收所传送的信号并将所述收到信号提供给接收机单元；
接收机单元，用于通过滤波、放大、和下变频所述收到信号来调理所述收到信号，并且将所述经调理信号数字化以向OFDM解调器提供采样和码元；
OFDM解调器，用于将收到码元变换到频域并且将所述码元提供给处理器以进行信道估计；
处理器，用于处理所述收到码元以确定信道估计，根据所述信道估计计算信号能量与干扰能量比(C/I)估计，基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数以计算数据位置偏移量，以及使用所述经适配时基同步参数定位收到通信系统内的数据开始。
15.如权利要求14所述的接收机，其特征在于，使得灵敏度参数适应早期和晚期信号路径。
16.如权利要求14所述的接收机，其特征在于，基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数包括根据所述C/I估计从查找表选择所述参数。
17.如权利要求16所述的接收机，其特征在于，所述查找表的行参数值是基于所述信道估计中存在的假定的噪声方差和干扰能量来计算的。
18.一种用于定位收到通信码元中的数据的装置，包括：
用于确定信道估计的装置；
用于根据所述信道估计计算信号能量与干扰能量比(C/I)估计的装置；
用于基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数以计算数据位置偏移量的装置；以及
用于使用经适配时基同步参数定位收到通信系统内的数据开始的装置。
19.如权利要求18所述的装置，其特征在于，使得灵敏度参数适应早期和晚期信号路径。
20.如权利要求18所述的装置，其特征在于，基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数包括根据所述C/I估计从查找表选择所述参数。
21.如权利要求18所述的装置，其特征在于，所述查找表的行参数值是基于所述信道估计中存在的假定的噪声方差和干扰能量来计算的。
22.一种编码有计算机程序的计算机可读介质，所述计算机程序被配置成指导处理器执行包括以下的步骤：
确定信道估计；
根据所述信道估计计算信号能量与干扰能量比(C/I)估计；
基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数以计算数据位置偏移量；以及
使用经适配时基同步参数定位收到通信系统内的数据开始。
23.如权利要求22所述的计算机可读介质，其特征在于，使得灵敏度参数适应早期和晚期信号路径。
24.如权利要求23所述的计算机可读介质，其特征在于，基于所述C/I估计适配时基同步噪声阈值和灵敏度参数包括根据所述C/I估计从查找表选择所述参数。
25.如权利要求24所述的计算机可读介质，其特征在于，所述查找表的行参数值是基于所述信道估计中存在的假定的噪声方差和干扰能量来计算的。
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C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

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