CN101964643B - 一种自适应宽带正交移相电路及其应用 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自适应宽带正交移相电路，该自适应宽带正交移相电路由一个带压控变容管的正交移相电路、四个并行的峰值检测器、两个并行的低通滤波器、一个运算放大器和四个并行的单位增益放大器依次连接而成，且四个并行的单位增益放大器还连接于该带压控变容管的正交移相电路，构成一个环状网络；该自适应宽带正交移相电路能够根据同相信号和正交信号输出幅度差来控制该带压控变容管的正交移相电路中的压控变容管，调节该压控变容管的电容值，使该压控变容管在较宽频带内能够输出幅度相等、相位相差90度的正交信号。

Description

一种自适应宽带正交移相电路及其应用

技术领域

本发明涉及无线通讯及集成电路技术领域，尤其涉及一种自适应宽带正交移相电路及其应用，应用于无线通讯及集成电路中的无线收发机。

背景技术

无线收发机广泛用于射频信号传输中。在无线通讯领域，收发机常用于接收和发送射频信号，接收机将射频信号转换为所需的中频信号并传输给后续的基带电路进行数字信号处理，发射机将基带信号转换为所需的射频信号发送出去。一般接收机的结构分为超外差式、低中频式和零中频式。发射机的结构分为超外差式和直接上变频式。

超外差式接收机主要存在镜像信号抑制问题和相邻信道干扰问题，为了解决这两个问题，一般需要高性能的镜像抑制滤波器和信道选择滤波器，而在现有的集成电路工艺下无法实现，只能依靠分立器件，这就降低了集成度，提高了成本。

低中频式接收机则是通过正交下变频器来抑制镜像信号，下变频后的信号处于一个较低的中频。零中频式接收机也是通过正交下变频器来抑制镜像信号，不同点只是下变频后的信号处于基带。这两种结构一方面解决了镜像信号抑制问题，另一方面，下变频后中频信号处于较低频率，也就降低了信道选择滤波器的设计难度。因此，低中频和零中频结构成为目前主流的接收机结构。

超外差式发射机的集成度主要受到镜像抑制滤波器的影响，为了不干扰其他信道的信号，发射机对镜像信号应具有足够的抑制率，故这种结构对滤波器具有很高的要求，一般不能将镜像抑制滤波器集成在芯片上。

直接上变频发射机将基带信号直接正交上变频到载波频段，在上变频过程中不会产生镜像信号，从而避免了镜像抑制问题。

在低中频和零中频接收机以及直接上变频发射机结构中，都需要正交信号来实现正交变频，正交信号的质量直接决定了收发机对于镜像信号的抑制能力。目前主要有三种方式产生正交信号：工作于两倍频率的VCO级联除2电路、正交VCO和VCO级联正交移相网络。第一种方法需要VCO工作在两倍频率处，这不仅增加了功耗，而且也会恶化相位噪声，对于较高频率的正交信号，还会受到工艺水平的影响，无法通过这种方法实现。第二种方法需要的芯片面积较大，此外相位噪声也会较差。第三种方法在窄带应用中较常见，其在某一个频点上可以产生理想的正交信号。

在一些宽带应用场合，如果使用VCO级联正交移相网络来产生正交信号，一般需要采取级联多级正交移相网络的方法来实现。级联的级数越多，带宽越宽，但是随着级联级数的增加，正交移相网络的损耗和面积也越大。一般要实现GHz以上带宽的正交信号，需要3级以上的移相网络，这就增加了产生正交信号的成本。

因此，需要有一种电路，可以在不增加功耗和面积的前提下，产生GHz以上宽带正交信号的电路。本发明的主旨即在于提供了这种电路的设计思想和实现方法。

发明内容

(一)要解决的技术问题

本发明的主要目的在于提供一种自适应宽带正交移相电路及利用该电路对电容进行调节的方法。

(二)技术方案

为达到上述目的，本发明提供了一种自适应宽带正交移相电路，该自适应宽带正交移相电路由一个带压控变容管的正交移相电路、四个并行的峰值检测器、两个并行的低通滤波器、一个运算放大器和四个并行的单位增益放大器依次连接而成，且四个并行的单位增益放大器还连接于该带压控变容管的正交移相电路，构成一个环状网络；该自适应宽带正交移相电路能够根据同相信号和正交信号输出幅度差来控制该带压控变容管的正交移相电路中的压控变容管，调节该压控变容管的电容值，使该压控变容管在较宽频带内能够输出幅度相等、相位相差90度的正交信号。

上述方案中，所述带压控变容管的正交移相电路，由四个可变容值的压控电容、四个固定容值的电容和四个电阻构成，用来接收差分信号，将接收的差分信号转换为正交信号，并输出给峰值检测器。

上述方案中，所述峰值检测器由两个PMOS管构成，第一个PMOS管作为电流源，第二个PMOS管作为源跟随器，该峰值检测器连接在正交移相电路和低通滤波器之间，用来检测正交移相电路输入的正交信号的幅度，并将检测后的信号输出给低通滤波器。

上述方案中，所述低通滤波器由一个电阻和一个电容构成，连接在峰值检测器和运算放大器之间，用来滤除峰值检测器输入的信号的高频分量，得到一个与正交信号输出幅度相关的低频分量，然后输出给运算放大器。

上述方案中，所述运算放大器由若干个NMOS管、PMOS管、电阻和电容构成，连接在低通滤波器和单位增益放大器之间，用来比较低通滤波器输出信号的大小，并向单位增益放大器输出一个反馈信号，以调节正交移相电路中压控变容管的电容值。

上述方案中，所述单位增益放大器由若干个NMOS管和PMOS管构成，连接在运算放大器和带压控变容管的正交移相电路之间，用来将运算放大器输出的反馈信号，分别送往该带压控变容管的正交移相电路的四个支路，调节其中压控变容管的电容值。

为达到上述目的，本发明还提供了一种宽带正交信号产生电路，该宽带正交信号产生电路至少包括所述的自适应宽带正交移相电路。

为达到上述目的，本发明还提供了一种无线收发机，该无线收发机至少包括所述的宽带正交信号产生电路。

为达到上述目的，本发明还提供了一种对电容进行调节的方法，应用于所述的自适应宽带正交移相电路，该方法将信号的幅度信息通过峰值检测器，转换为与信号幅度大小相关的电压信号，这个信号通过低通滤波器滤除高频分量后送入运算放大器进行误差放大，得到的输出信号再通过单位增益放大器反馈回正交移相网络，控制可变电容的电容值，最终使自适应宽带正交移相电路输出的同相信号和正交信号的幅度相等，相位相差90度。

(三)有益效果

本发明提供的这种自适应宽带正交移相电路，可以在不增加功耗和面积的前提下，产生GHz以上宽带正交信号的电路，可以用于无线收发机中，为其产生正交信号，实现收发机的正交变频功能。

附图说明

结合相应的附图，下文对典型实施例的描述将使本发明的优点显而易见。

图1为宽带正交移相网络电路示意图；

图2为传统RC正交移相网络；

图3为移相网络作为正交信号产生器；

图4为带压控变容管的正交移相网络；

图5为峰值检测器；

图6为一阶RC低通滤波器；

图7为运算放大器；

图8为单位增益放大器。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

本发明采用反馈机制，通过正交移相网络输出信号的幅度差来调节该网络中压控电容的电容值，使得正交移相网络输出的同相信号和正交信号幅度相等，相位相差90度。电路示意图如图1所示。主要包括：正交移相网络100，峰值检测器200，低通滤波器300，运算放大器400和单位增益放大器500。

本发明采用传统的RC正交移相网络作为设计原型，如图2所示。该网络对于负极性序列输入的开路电压传输函数：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{V_{k,\mathrm{out}}}{V_{k,\mathrm{in}}}=\frac{1-\mathrm{\ωRC}}{1+\mathrm{sRC}}---\left(1\right)$

对于正极性序列输入的开路电压传输函数：

$T\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{V_{k,\mathrm{out}}}{V_{k,\mathrm{in}}}=\frac{1+\mathrm{\ωRC}}{1+\mathrm{sRC}}---\left(2\right)$

因此该网络的电压传输函数与输入多相信号的序列极性有关，它能分辨出输入多相信号的序列极性，在某一个特定频率范围内，该网络能传输某一种极性序列的多相信号，而对另一种极性序列的多相信号却具有抑制作用。

当该移相网络作为正交信号产生器使用时，如图3所示。输出的四相信号为：

$V_{1,\mathrm{out}}=\frac{V}{2}(H\left(\mathrm{\ω}\right)+T\left(\mathrm{\ω}\right))$

$V_{2,\mathrm{out}}=-j\frac{V}{2}(H\left(\mathrm{\ω}\right)-T\left(\mathrm{\ω}\right))$ (3)

$V_{3,\mathrm{out}}=-\frac{V}{2}(H\left(\mathrm{\ω}\right)+T\left(\mathrm{\ω}\right))$

$V_{4,\mathrm{out}}=j\frac{V}{2}(H\left(\mathrm{\ω}\right)-T\left(\mathrm{\ω}\right))$

令V_i＝V_1，out-V_3，out(同相信号)，V_Q＝V_2，out-V_4，out(正交信号)，那么

V_I＝V(H(ω)+T(ω))

(4)

V_Q＝-jV(H(ω)-T(ω))

那么一个单级RC正交移相网络的同相输出信号与正交输出信号之间的比值为：

$\frac{V_Q\left(s\right)}{V_I\left(s\right)}=\mathrm{sRC}---\left(5\right)$

从上式可以看出，尽管同相输出和正交输出之间在所有频率上相位都相差90°，但是，仅当信号频率为时，同相输出和正交输出的幅度才是相等的。也就是说，仅在单频点上，同相输出和正交输出之间才是完全理想正交的，这就限制了该网络仅能应用于窄带中。因为同相信号和正交信号幅度和相位的偏差，直接通过下式影响到收发机对于镜像信号的抑制率。

$\mathrm{IRR}\≈\frac{4}{{\mathrm{\ϵ}}^2+{\mathrm{\θ}}^2}---\left(6\right)$

其中，ε和θ分别为幅度和相位的偏差程度。若ε＝1％、θ＝5°，镜像抑制率仅能达到27.1dB。

一般为了使该网络在宽频带内可以得到幅度相等，相位相差90度的正交信号，通常采用级联多级正交移相网络的方式，但是这样的代价常常是增加芯片的功耗和面积。本发明采用反馈机制，使该网络可以根据不同频率自动调节RC正交移相网络中电容的容值，满足(5)式的要求，在宽频带内实现，同相信号与正交信号幅度相等，相位相差90度。

本发明提出了带压控变容管的移相网络，如图4所示。在该图中，固定容值的电容117，118，119，120和压控变容管113，114，115，116一起组成传统RC正交移相网络中的电容。其中，固定容值的电容主要起到隔直流的作用，而传统正交移相网络中电容值的调节主要通过调节可变电容实现。

对于单级的RC正交移相网络，只有在某一个频点上公式(5)才满足，输出的同相信号和正交信号的输出幅度才相等，当输入频率偏离这一频点时，输出信号会存在幅度误差。因此正交移相网络后面需要接一个可以检测同相和正交信号输出幅度的电路。由于正交移相网络的输入信号具有相同的直流电压，通过该网络后，输出信号也具有相同的直流电压。因此可以用峰值检测代替幅度检测，这里采用如图5所示的峰值检测电路。

图5中的峰值检测电路的输入信号从PMOS管202的栅极输入，从其源极输出。随着输入信号峰值的增加，PMOS管201的VDS增加，输出电压Vout减小。因此，输入信号峰值越大，峰值检测电路的输出电压越小，实现了检测峰值的作用，

由于峰值检测电路输出的波形带有很多高频分量，因此在将该信号送到运算放大器之前，需要加入一个低通滤波器，滤除高频分量。低通滤波器采用一阶RC结构，如图6所示。图6中第一个低通滤波器301的输入信号为I和IB，由于I和IB相位相差180°，I和IB信号中的高频分量可以抵消一部分，再经过低通滤波器，使得Idc只包含I和IB信号的低频分量。这个低频分量的大小与四相网络的输出幅度有关。图6中第二个低通滤波器302的工作原理与第一个相同。

两个滤波器输出的信号Idc和Qdc送入运算放大器进行误差放大，其中Idc信号连接到运算放大器的VIN端，Qdc信号连接到运算放大器的VIP端。运算放大器的结构如图7所示。运算放大器与正交移相网络，峰值检测电路，低通滤波器和单位增益放大器一起组成反馈回路。为了提高反馈回路的增益，运算放大器采用两级的形式来实现高增益，其中的电阻402和电容401用来对两级放大器进行频率补偿。

运算放大器输出的反馈信号，通过单位增益放大器送入正交移相网络，调节变容管的电容值，使得正交移相网络在很宽的频带范围内都可以输出幅度相等，相位相差90度的正交信号。由于此处的放大器只起到电压复制的作用，不需要很大的增益，因此采用单级结构。单位增益放大器的结构如图8所示。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种自适应宽带正交移相电路，其特征在于，该自适应宽带正交移相电路由一个带压控变容管的正交移相电路、四个并行的峰值检测器、两个并行的低通滤波器、一个运算放大器和四个并行的单位增益放大器依次连接而成，且四个并行的单位增益放大器还连接于该带压控变容管的正交移相电路，构成一个环状网络；该自适应宽带正交移相电路能够根据同相信号和正交信号输出幅度差来控制该带压控变容管的正交移相电路中的压控变容管，调节该压控变容管的电容值，使该压控变容管在较宽频带内能够输出幅度相等、相位相差90度的正交信号；

其中，所述带压控变容管的正交移相电路，由四个可变容值的压控电容、四个固定容值的电容和四个电阻构成，用来接收差分信号，将接收的差分信号转换为正交信号，并输出给峰值检测器。

2.根据权利要求1所述的自适应宽带正交移相电路，其特征在于，所述峰值检测器由两个PMOS管构成，第一个PMOS管作为电流源，第二个PMOS管作为源跟随器，该峰值检测器连接在正交移相电路和低通滤波器之间，用来检测正交移相电路输入的正交信号的幅度，并将检测后的信号输出给低通滤波器。

3.根据权利要求1所述的自适应宽带正交移相电路，其特征在于，所述低通滤波器由一个电阻和一个电容构成，连接在峰值检测器和运算放大器之间，用来滤除峰值检测器输入的信号的高频分量，得到一个与正交信号输出幅度相关的低频分量，然后输出给运算放大器。

4.根据权利要求1所述的自适应宽带正交移相电路，其特征在于，所述运算放大器由若干个NMOS管、PMOS管、电阻和电容构成，连接在低通滤波器和单位增益放大器之间，用来比较低通滤波器输出信号的大小，并向单位增益放大器输出一个反馈信号，以调节正交移相电路中压控变容管的电容值。

5.根据权利要求1所述的自适应宽带正交移相电路，其特征在于，所述单位增益放大器由若干个NMOS管和PMOS管构成，连接在运算放大器和带压控变容管的正交移相电路之间，用来将运算放大器输出的反馈信号，分别送往该带压控变容管的正交移相电路的四个支路，调节其中压控变容管的电容值。

6.一种宽带正交信号产生电路，其特征在于，该宽带正交信号产生电路至少包括权利要求1至5任一项所述的自适应宽带正交移相电路。

7.一种无线收发机，其特征在于，该无线收发机至少包括权利要求6所述的宽带正交信号产生电路。

8.一种对电容进行调节的方法，应用于权利要求1至5任一项所述的自适应宽带正交移相电路，其特征在于，该方法将信号的幅度信息通过峰值检测器，转换为与信号幅度大小相关的电压信号，这个信号通过低通滤波器滤除高频分量后送入运算放大器进行误差放大，得到的输出信号再通过单位增益放大器反馈回带压控变容管的正交移相网络，控制压控变容管的电容值，最终使自适应宽带正交移相电路输出的同相信号和正交信号的幅度相等，相位相差90度。

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