CN101964621B - 用于控制无刷电机的方法和控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于控制无刷电子换向电机(2)的方法和控制系统，其中，对交流电源电压(U_N)进行整流后，将其作为级间耦合电路电压(U_Z)通过具有最小级间耦合电路电抗的精简型级间耦合电路(8)供应给可被控制用于对电机进行馈电并使其换向的逆变器(10)。利用升压变换器(18)，将最初通过对交流电源电压(U_N)进行整流而产生的脉动直流电压(U_G)的瞬时值动态地提升，从而使由此产生的级间耦合电路电压(U_Z)在整个时间曲线上具有减小了的波动，并始终位于一定的极限电压(U₁/U₂)之上。控制系统包括电源整流器(6)、具有最小级间耦合电路电抗的串联的精简型级间耦合电路(8)以及通过级间耦合电路馈电且能够控制使电机换向的逆变器(10)。

Description

用于控制无刷电机的方法和控制系统

技术领域

首先，本发明涉及一种根据权利要求1的前序部分的用于控制无刷电子换向电机，尤其是三相电机的方法，其中，对交流电源电压(Netzwechselspannung)进行整流后，将其作为级间耦合电路电压，通过具有最小级间耦合电路电抗的精简型级间耦合电路供应给逆变器，所述逆变器能够被控制用于对电机进行馈电和使其换向。

另外，本发明还涉及一种根据权利要求5的前序部分的控制系统，尤其是在使用根据本发明的方法的情况下的相应控制系统，所述控制系统具有电源整流器、具有最小级间耦合电路电抗的串联的精简型级间耦合电路以及能够被控制通过所述级间耦合电路馈电并用于使电机换向的逆变器。

背景技术

电子换向电机，即所谓的EC电机，经常被用作通风机驱动装置。这些驱动装置一般包括集成有功率和信号电子电路的永磁铁励磁的同步电机(PMSM)。其经常是外转子电机。

这样的电机能够在单相或三相交流电源电压下通过下述方式来驱动：首先，将交流电源电压整流成为级间耦合电路电压，然后通过可控逆变器将该级间耦合电路电压转换成电机驱动电压以便对电机供电并且使电机换向。

为获得尽可能相同的、恒定的且具有最小波动的电机扭矩，从而获得良好的噪声特性(尤其对于风机驱动装置)，级间耦合电路电压应当是尽可能恒定的直流电压。为此，迄今为止，都是通过至少一个平滑电容器，必要时还通过附加的滤波扼流圈来对经过电源整流器整流并强烈脉动的直流电压进行平滑的。为此，平滑电容器实际上必须具有相当大的电容量(例如几百μF)，因此一般均采用电解电容器(Elkos)。但是，这种电解电容器在实际应用中也有一些缺点，具体而言，具有特别是结构体积大、使用寿命短的缺点。

因此，目前越来越趋向于完全放弃平滑电容器或者至少放弃电解电容器，其中，在第二种情况下采用能够长时间使用的具有更小电容量(仅几个μF)的薄膜电容器。这里要说到一种“精简型级间耦合电路”，其中，通过存储元件，例如电容器和扼流圈(电抗)可完全或者至少在很大程度上不再需要将电源侧和电机侧分隔开。这就意味着精简型级间耦合电路没有或者仅有最小化的级间耦合电路电抗。

采用这种“精简型级间耦合电路”技术主要会在由单相电源供电时出现特殊的问题，因为经整流的直流电压会以100Hz的频率剧烈脉动，其电压波形相当于正弦交流电源电压量。如果现在将这种剧烈脉动的直流电压提供给EC电机(PMSM)，那么在低于一定极限电压的情况下有可能不会在电机绕组中注入电机电流。结果可能会使转矩扭矩下降。

公知有若干可能方案，能够使扭矩在级间耦合电路直流电压有波动的情况下尽可能保持恒定。

譬如可以采用调节电流的方式使得扭矩保持不变。此时的缺点是必须检测电机电流，而且电流的过快调节有可能激励由电源电感和级间耦合电路电容器构成的系统发生振荡。从而可能导致级间电路电压产生更为剧烈的脉动。

此外，与EC电机的逆变器结合使用受控整流器也是公知的(例如可参阅B.Piepenbreier和L.Sack在″Elektronik 2006Nr.1″第61～67页发表的文章“Verlustarmer Umrichter ohne Zwischenkreis-Kondensator”)。具体地，这种方案是通过具有受控整流器的专用矩阵变换器来实现的。这种基本上能发挥良好作用的装置，其缺点在于，因采用额外的可控半导体会导致更多的成本，这在当件数较多时尤为明显。

专利文献JP 57177292A涉及一种无集流器的直流电机的转速控制装置，其中，在级间耦合电路中安装有一个升压变换器(step-up chopper)以及一个降压变换器(step-down chopper)，以便对脉动的直流电压进行平滑。为此，峰值电压时段的电压被减小，而零值时段的电压被提升。该专利文献仅仅涉及转速控制装置，而不涉及“精简型级间耦合电路”技术，这是因为在级间耦合电路中设置了平滑电容器和附加的电感，因此并不能被称作“精简型级间耦合电路”。

专利文献US 4855652A也与此相似，根据该专利文献，同样也是在级间耦合电路中设置了升压变换器电路(step-up chopper circuit)和附加电感。

最后，专利公开说明书US 2002/0089303A1也描述了一种用于电子换向电机的驱动电路，该驱动电路具有用于经整流的脉动电压的升压变换器，其中，在该专利公开说明书中被称作″能量回馈级(energyreturn stage)″的所述升压变换器包括电容器、开关元件和一个电感与二极管的串联电路。因此这里也未提及“精简型级间耦合电路”这一主题。

发明内容

本发明的目的在于，以技术上有利且能够简单并成本低廉地实现的方式，对具有“精简型级间耦合电路”的电子换向电机(EC电机)的驱动方法加以优化。

根据本发明，这一目的通过如权利要求1所述的方法得以实现。权利要求5的主题是一种适于应用所述方法的控制系统。本发明的其他有益设计方案，包含在各从属权利要求及随后的说明中。

相应地，根据本发明，最初通过对电网交流电源电压进行整流而产生的脉动的，也就是说随时间变化的直流电压，在采用升压变换器的情况下，其瞬时电压值被动态地提升，使得由此产生的级间耦合电路电压在其整个时间曲线上具有得以减小的波动，并始终处于一定的极限电压之上。被预定的极限电压是这样的电压，即在相应电机中能够通过逆变器在整个阶段变化范围之内将电机电流馈入到电机绕组之中的电压。如果升压变换器及其控制装置设计得当，就能以有利的方式从剧烈脉动的直流电压中生成几乎恒定的直流电压。为此，具有借助于即时当前的级间耦合电路电压调节得到的占空比的脉动直流电压被以脉冲的方式接到电感，而且，级间耦合电路电压是通过与电感串联的空载二极管和级间耦合电路电容器累加形成的。就级间耦合电路电容器而言，采用小型并且成本低廉的、大小仅为几μF的薄膜电容器就足够了。

由于升压变换器工作所需的电感实际上有悖于“精简型级间耦合电路原理”，因此根据本发明进一步设计采用本就必然存在的电机绕组端部的漏电感作为电机中的升压变换器的电感。与前面解释过的根据JP 57177292A、US 4855652A以及US 2002/0089303A1的现有技术不同，通过这种方式能够在精简型级间耦合电路之内省去附加电感。为了能够将电机的漏电感用于升压变换器，仅在对逆变器实施换向控制且所有电机绕组均被短路的阶段中执行升压变换器模式(Hochsetzsteller-Betrieb)。在其余剩下的换向控制阶段中，则实施通常的控制，以便通过用于形成旋转磁场的空间矢量调制方式产生扭矩。

根据本发明的控制系统首先包括通常用于电子换向控制的器件，即电源整流器和通过级间耦合电路串联的逆变器，所述逆变器被PWM控制器控制以便形成调制成与相应的电压脉冲(Spannungstaktung)相应的(调制)，以便产生类似正弦波形变化的电机电流。根据本发明，所述控制系统具有集成的升压变换器，该升压变换器具有经过设计的控制装置，从而在根据本发明的方法的意义上，通过电源整流器整流的脉动直流电压的瞬时值被动态地提升了，因而使得由此产生的级间耦合电路电压在其整个时间曲线上具有减小的波动且始终处于一定的极限电压之上。升压变换器具有与空载二极管以及级间耦合电路电容器串联的电感，其中，所述电感可通过可控电子开关，以脉冲的方式被加载以脉动直流电压。为此，电压调节器利用可变时钟频率以脉宽调制的方式，也就是说，根据相应的当前级间耦合电路电压以及预先设定的极限电压，对用于使电感脉冲化的所述电子开关进行控制。因此，控制装置仅在所有电机绕组均已短路的换向阶段中激活升压变换器。这样，就能够将现有的电机绕组端部漏电感用作升压变换器的电感。

就根据本发明用作升压变换器电感的绕组端部漏电感而言，其有效电感的大小首先取决于相应的电机或其定子及定子绕组的设计参数。不过，在本发明的一种有利改进方案中，可以采取额外的措施来影响，也就是说减小或增大电机绕组端部漏电感的有效电感。为此，可以至少在电机或定子的轴向侧的绕组端部范围内设置具有较高或较低磁导率的磁性媒介(Mittel)，从而影响实际上原有的气隙磁导率以及漏磁。在下文中还将更加详细地描述这一措施的几种具体实施例。

附图说明

下面，借助于附图，以示例的方式对本发明进行更详细的解释。其中：

图1是具有集成的升压变换器的控制系统的电路图，

图2是用于说明功能的电压曲线图，

图3是用于解释升压变换器功能的简化电路图，

图4是一种根据本发明的控制系统的实施方式的电路图，

图5是三相电机绕组在短路状态下的等效电路图，

图6是以等效转换开关表示的逆变器原理电路图，

图7是通过用于形成旋转磁场的空间矢量调制方式使电机换向的开关状态表，

图8是图7所示空间矢量在定子固定的笛卡尔坐标系中的示意图，

图9是与图8一样的用于进一步解释圆形循环的空间矢量的形成的示意图，

图10是用于空间矢量的一种可能的开关顺序的控制图，

图11是在升压变换器模式(绕组的短路阶段)中的根据本发明的控制系统相对于图4显著简化的电路图，

图12-27是解释可能影响绕组端部漏电感的附加措施的示例图，具体而言：

图12是在用于影响绕组端部漏电感的第一实施例中的电机定子的示意性立体图，

图13是图12的分解图，

图14是图12的可选方案，

图15是图14的分解图，

图16是图14所示定子的沿直径剖开的轴向剖面图，

图17是图14至16所示实施例的部件的内侧视图，

图18是定子绕组范围中沿径向从外朝向定子方向观察的示意性侧视图，

图19是沿图18所示的X-X观察的视图，

图20、21是另一改进方案的类似于图18和19的视图，

图22是图20和21所示实施例中的定子的立体图，以及

图23是图22沿径向剖开且放大的细节图，以及

图24-27分别是不同实施例中的其中一个定子绕组范围内的绕阻端部的径向剖面示意图。

具体实施方式

在附图中的不同图形中，相同的部分、组件和尺寸均配以相同的附图标记。

首先如图1所示，用于控制无集电器电子换向电机2(EC-PMSM＝电子换向永磁同步电机)的控制系统包括电压源4，该电压源通过电源整流器6将交流电源电压U_N整流成脉动直流电压U_G(参考图2)。电压源4通过级间耦合电路8给可控逆变器10(功率输出级)供电，所述逆变器由用来馈电与换向，并尤其也用来调整电机2转速的控制单元12以公知的方式控制控制。

在图1中，在电压源4的范围内还绘出了一个电源滤波器14，该滤波器用于减小高频电流振荡，从而改善电磁协调性(EMV)。在等效电路图中，仅绘出了(优选三相)电机2的三个定子绕组相U、V、W，其中，这里采用了具有共同星形接点16的星形接法。为了简化起见，图中没有绘出电机2的其它部件(如永磁转子)。逆变器10由具有六个电子开关T1至T6的桥式电路构成(三相全桥电路)。

根据本发明，控制系统具有集成在级间耦合电路8之中的升压变换器18(通常也称作升压变压器)，该升压变换器将剧烈脉动的直流电压U_G转换成几乎恒定的、充其量只有微小的残余波动的级间耦合电路电压U_Z以供应给逆变器10(参见图2)。为此，通过升压变换器18将脉动的直流电压U_G的瞬时值动态地提升(在图2中以虚线箭头表示)，从而使得由此产生的级间耦合电路电压U_Z在整个时间曲线上具有得以减小的波动，并且始终位于一定的极限电压之上。在图2中示例性地以虚线绘出了两个不同的极限电压U₁和U₂。各极限电压是为特定的电机预设的，所述极限电压是这样的电压，即其满足能够随着时间的变化在电机2中注入电机电流的最低要求。

升压变换器或升压变压器的一般工作原理借助于图3来解释。原则上涉及一种能够将直流电压U＝转换成较高输出电压U_A的直流变压器。为此将电感L(线圈)与一个空载二极管D串联起来，在所述空载二极管之后，充电电容器C叠加在输出电压U_A上。为此，所述电感L通过具有一定时钟频率的开关S被交替地连接到直流电压U＝，此时，电能被储存在电感L之中。每当开关S断开时，电感L将维持电流，从而得以通过二极管D将充电电容器C充电至输出电压U_A，以用于给负载R供电。

就根据本发明的控制系统及其集成的升压变换器18而言，其设计当然也可超越一般的工作原理，即，这里存在的电子开关T9以特殊的方式由电压调节器20来控制，也就是说利用时钟频率可改变的PWM频率进行控制，其中，所述时钟频率是根据脉动直流电压U_G随时间变化的曲线和所测定的级间耦合电路电压U_Z的实际值以及预先设定的极限电压U₁或U₂动态控制的，这样，脉动直流电压U_G的瞬时值总是能够得以动态地提升，从而使所产生的级间耦合电路电压U_Z始终高于相应的极限电压U₁/U₂。

为累加地储存级间电路电压U_Z，在空载二极管D后面安装有级间耦合电路电容器C_ZK。优选在电源整流器6后面另外直接置有第二电容器C₀。但是，在具有升压变换器18的控制系统中，两个并联电容C₀和C_ZK之和明显小于在没有根据本发明的升压变换器18的情况下使级间耦合电路电压U_Z保持高于相应极限电压U₁/U₂所需的电容。电源整流器6输出端上的电容C₀用于改善升压变换器18的可调性，所述可调性仅在几μF范围之内。

在图1所示的实施例中，是通过级间耦合电路8中的附加电感L提高级间耦合电路8中的电抗的。这实际上与应当含有尽可能小的电抗的“精简型级间耦合电路”原理相悖。

因此根据图4，本发明是这样设计的，即，升压变换器18利用在电机2中原本就有的电机绕组的绕组端部的漏电感来实现。这样就可省去级间耦合电路8中的附加电感，从而能够将级间耦合电路电抗保持在最小程度。

这种根据本发明的设计方案的一般原理可定义为：将磁能储存在定子绕组端部的漏电感之中，以便使用该能量来升高级间耦合电路电压U_Z。

现在将根据图4至图11详细解释这种实施例及其技术背景。

图4(以及图1)所示为三相电机2的等效电路图，包括绕组阻抗R1、L1、Ls1至R3、L3、Ls3以及感应电动势(EMK)EMK1至EMK3。绕组电感分为对称分量L1至L3和非对称分量Ls1至Ls3。当绕组相端子短路时，则相对于星形接点16只能检测出并联绕组电感(主要由绕组端部漏电感引起)的非对称分量。对称电感不存在，是因为其磁通在端子短路时相互抵消，图5所示的就是这种情况。图5a示出了所有三个绕组相U、V、W及其分量阻抗和EMK。图5b示出的是绕组相短路后的等效电路图，仅有欧姆分量R1至R3以及漏电感Ls1至Ls3起作用，其余分量均相互抵消。

根据本发明，现在仅将图5b所示的漏电感分量Ls1至Ls3用作升压变换器18的电感L。

另外，根据本发明是这样的设计：仅在对逆变器10进行换向控制的这些阶段中，即已经通过逆变器10的相应开关T1至T6将电机2所有绕组相U、V、W短路的阶段中驱动升压变换器18。而在其余换向控制阶段中，则对逆变器10进行通常的控制，以便通过用来产生旋转磁场的常见空间矢量调制方式来产生扭矩。

为了在交织的工作阶段采用这种控制方式，可以按照图4所示的实施例设计控制系统。对照图1所示的实施方式，在图4所示的实施方式中另外设计使逆变器10的控制单元12在绕组相U、V、W均已短路的换向阶段中通过附加控制线22激活升压变换器18的电压调节器20。然后在这些阶段中，再通过开关T7将逆变器10与级间耦合电路8分开。此外，在所示的实施例中，由于空载二极管与由双极型晶体管构成的开关T4至T6并联，还可通过开关T8将逆变器10与大地分开。开关T8被设计成单极开关形式。在示出的实施例中，采用常见的双极型晶体管与二极管桥D1至D4作为开关T8。如果取而代之使用没有空载二极管的单极开关，尤其是FET场效应管，则可以省去这种特殊的电路。此外，如果直接使用单极开关(如FET场效应管)作为逆变器10的“下”开关T4至T6，则也可完全省去开关T8。这样，就可以通过控制线22解除升压变换器18的电压调节器20执行正常的换向模式，并且可通过开关T7，必要时还可通过开关T8，将级间耦合电路电容器C_ZK的级间耦合电路电压连接到逆变器10。视电压调节器20的工作状态而定，最好由电压调节器通过控制连接24来控制开关T7，必要时也可控制开关T8。

为了完整起见，现在对通过空间矢量调制方式进行换向控制的功能原理进行解释，空间矢量调制方式可用于产生三相旋转磁场系统，从而使得电机2或者其转子旋转。为此在图6中将图4所示T1至T6的开关用转换开关Su、Sv、Sw代替。这些转换开关以及图4所示的附加开关(晶体管)T7至T9可以具有图7所示的状态。这样就会产生旋转的电压空间矢量R0至R7。

当按照R1至R6组合开关顺序接通时，即可利用绕组相的空间排列，在定子固定的笛卡尔坐标系中形成相电压的旋转矢量(也称作空间矢量)。该电压空间矢量首先跳跃式地旋转，并且它还是导致电机绕组中的电流空间矢量的原因，所述电流空间矢量形成旋转磁动势(Drehdurchflutung)。该旋转磁动势与转子的旋转磁场共同形成驱动电机的气隙扭矩。

图8示出了与图7所示开关状态R1至R6相应的电压空间矢量。图7所示的两个空间矢量R0和R7不形成旋转磁场，并且在图8中垂直于绘图平面穿过坐标系的原点。

由于在每一时刻始终只有一个空间矢量起作用，因此通过开关操作首先产生跃变的空间矢量，该空间矢量引起一个六边形的旋转磁场(连接所有矢量端点)，这将有可能造成意外的扭矩波动。

为了产生恒定的扭矩，空间矢量必须以没有跃变的圆形方式旋转。用两个相邻空间矢量(即所谓的基本矢量(Elementarzeiger))形成在圆形轨迹上旋转的合成矢量，即可实现这一目的。形成合成空间矢量的方式为：快速接通、关闭相邻的基本矢量，从而以算术平均值形成合成空间矢量。图9清楚地示出了这一过程。图10示意性地示出了用于形成旋转空间矢量的典型开关顺序。

根据本发明，现在仅需将零矢量R7用于升压变换器18。作为补充或替代方案，原则上也可以使用零矢量R0。

这样就有利于在零空间矢量R7起作用的时段中整合尤其像驱动升压变换器18这样的附加功能，而不会妨碍形成圆形的旋转磁场。这里需要的条件是：在形成旋转磁场的空间矢量状态R1至R6开始之前，升压变换器18引起的所有变化过程，尤其是电机绕组短路引起的电流以及由此而引起的磁负荷均已消逝。

为了阐明图4所示升压变换器18在空间矢量状态R7下的功能，在图11中绘出了该状态下的电路。为了简化起见，图中仅绘出了在该阶段中起作用的部件。由于开关T7和T8在该阶段中已断开，因此具有上、下开关T1至T3和T4至T6逆变器10也与级间耦合电路8分开。这样，只有短路绕组的如图5b所示的等效电路处在级间耦合电路8中，并且以此形成用于升压变换器18的电感L。电压调节器20按照上文已经描述的方式对开关T9进行脉宽调制脉冲化控制，从而能够利用升压变换器18在一定的范围内调节级间耦合电路电容器C_ZK上的级间耦合电路电压U_Z。在图11中额外绘出了负载电阻R_L，由于它以与电机在形成旋转磁场的空间矢量状态R1至R6中对级间耦合电路8施加负载一样的方式对电容器C_ZK施加负载，因此它基本上代表电机。在形成旋转磁场的状态期间，升压变换器18不起作用，级间耦合电路电容器C_ZK通过接通的开关T7和T8给电机供电。

采用上面描述的根据本发明的设计方案，可以独立于正常的旋转磁场产生方式有利地进行升压变换，以便提高级间耦合电路电压直至超越某一临界值，而且在降低级间耦合电路中的电抗的情况下减小级间耦合电路电压的波动。

在本发明的一种改进方案中，可以通过例如在绕组端部区域中布置(例如沿径向插入)铁氧体元件(钢板)的方式，“人为地”影响绕组端部的漏电感，即使其减小或增大。以下将借助于图12至23对用于影响漏电感的措施的若干示例进行解释。

图12至23各自示出了电机2的一种定子30。所述定子30通常包括叠片铁芯形式的铁磁定子铁芯32和绕制于定子槽之中的电机绕组34，所述电机绕组在定子铁芯32之外形成敷设在其端面上的绕组端部。电机绕组34的这些区域产生了想要的绕组端部漏电感。

因为在根据本发明将电机绕组34的绕组端部用作升压变换器18的电感时，所有相的始端和末端均被短路，因此流过所有相的电流近似相等。这样就会补偿铁磁定子铁芯32中的磁场，并且只会出现并联相的绕组端部的漏电感(向外作为用于升压变换器18的生成电感(resultierende))。为使升压变换器18能够在空间矢量状态R7(上方零矢量)的时段中正常工作，所述生成电感在一定的极限范围之内是有利的，这将能够获得足够大的能量通过量，并因而获得可能的输出功率。下面将解释几种影响漏电感的方法，视定子30和电机绕组34的设计参数而定，漏电感可能有所不同。

首先如图12和13所示，定子30至少在其两个轴向对置的绕组端部侧的其中一个绕组端部侧具有用高磁导率材料制成的、遮盖绕组端部区域的圆环形补偿环36。该补偿环36构成一个软磁磁轭元件。在图示的实施例中，定子30在其两个轴向侧分别具有一个这样的补偿环36。通过补偿环36可在所有相中存在经整流的电流时实现漏磁的补偿(类似于定子铁芯32内部的补偿作用)，从而减小所述生成电感。

在图14至17所示的另一种实施例中，同样至少在轴向对置的绕组端部侧的其中一个绕组端部侧，定子30在电机绕组34之间额外地配置，例如浇铸或注塑一种由高磁导率材料制成的填充材料。所述填充材料例如可以是掺入了铁粉(铁氧体粉末)的铸模树脂。这样就可以用喷注或成型技术直接形成(成型)图15和17所示的补偿环36a。以这种方式“包封”绕制后的定子铁芯32，可以改善电机绕组34与导磁材料之间的配合，将气隙减小到最低程度。以此可以实现更强的补偿效应，从而能够以更大幅度减小所述生成电感。

作为迄今所述措施的替代方案，也可实现提高漏电感。为此可参考图18至23，定子30(也是至少在其两个轴向对置绕组端部侧的其中一个绕组端部侧)总是沿轴向在电机绕组34和铁磁定子铁芯32之间具有用高磁导率或低磁导率材料制成的插入部件38。采用这种措施可增大相应绕组34和定子铁芯32之间的(磁)间距，从而起到形成漏磁(即在绕组相中存在整流电流时不相互抵消的磁通)得以强化的作用。根据用于插入部件38的材料的不同磁导率，出现的漏磁还可能更大(较大的磁导率会引起较大的漏磁)，这是因为一部分漏磁场磁力线会穿过具有比空气更高的磁导率的材料延伸。

在该措施的另一种设计方案中，可根据图20至23，将插入部件38设计成在绕组端部区域沿径向和轴向包围各个电机绕组34的磁封闭环。例如通过将加长的板条布置在绕组34和定子铁芯32之间，就能做到这一点。然后，将加长端围绕绕组端部引导，并一起弯折到绕组上方以形成磁封闭环。这样，漏磁场就被引导在该环中。由于提高了材料的磁导率，因此就增大了漏磁，从而提高了所述生成电感。与单纯增大间距或者将导磁材料置于间隙之中的方式相比，采用形成封闭导磁环的方式，其感应提升的效果更强。

最后，作为上述措施的替代或补充方案，对绕组端部的漏电感的影响也可以通过对绕组几何形状进行特殊设计来实现。为此可参考图24至27。有针对性地设计绕组端部也就是绕组体40和/或施加于其上的绕组34的形状，应可影响所形成的漏磁也就是当绕组相中存在整流电流时不能相互抵消的磁通。作为绕组34载体的绕组体40可以具有特殊形状，从而导致绕组几何形状的改变和/或铁磁定子铁芯32与绕组34各个线圈之间间距的改变。结果就能影响漏磁及作为漏电感的效果的形成。此外，在绕组体40的形状相同时还可改变绕组34的形状，并因此实现漏电感的改变。图24至27示出了几种示例性的变形。在这里，图24示出了绕组体40的一种变形，该变形导致了绕组几何形状以及与铁磁定子铁芯32之间间距的改变。图25至27示出的则是在绕组体40相同情况下绕组34形状的可能变化，例如具有垂直于电机轴线延伸的直线形外轮廓42(图25)，具有径向向内或向外倾斜下落的外轮廓44(图26)和/或具有阶梯形外轮廓46(图27)。

最后需要说明的是，所有借助于图12至27所描述的措施不仅可以单独应用，而且也可以任意或者有意义组合的方式应用。

本发明并非仅限于图示以及所描述的实施例，其也包括所有在发明意义上起同样功能的结构。此外，本发明迄今为止也不限于在独立权利要求中限定的特征组合，其也可以被定义为已被全部公开的单个特征的一定特征的任意一种其他的组合方式。这就意味着，原则上并在实践中，独立权利要求中所述的每一个单个特征都可以删去，或者说，独立权利要求中所述的每一个单个特征都可以被在本申请中其他地方所公开的至少一个单个特征所取代。就此而言，各权利要求仅应被理解为对于一个发明的一种最初表述尝试。

Claims (11)

1.用于控制无刷电子换向三相电机（2）的方法，其中，对交流电源电压（U_N）进行整流后，将其作为级间耦合电路电压（U_Z）通过具有最小级间耦合电路电抗的精简型级间耦合电路（8）供应给能够被控制用于对电机（2）进行馈电和换向的逆变器（10），其特征在于，最初通过对交流电源电压（U_N）进行整流而产生的脉动直流电压（U_G）的瞬时值被动态地提升，从而使得所产生的级间耦合电路电压（U_Z）在整个时间曲线上具有减小了的波动并始终位于一定的极限电压（U₁/U₂）之上，其中，使用升压变换器（18）将脉动直流电压（U_G）转换成级间耦合电路电压（U_Z），其中，利用借助于当前级间耦合电路电压（U_Z）调节后的脉冲占空比，将脉动直流电压（U_G）以脉冲的方式接到电感（L），其中，通过与电感（L）串联的空载二极管（D）和级间耦合电路电容器（C_ZK）累加形成级间耦合电路电压（U_Z），并且其中，作为升压变换器（18）的电感（L），利用的是所述电机（2）中已有的电机绕组端部漏电感（Ls1-Ls3），其中，仅在电机（2）的所有绕组（U，V，W）均已短路的逆变器（10）换向控制阶段中执行升压变换器模式，而在换向的其余阶段中则以常见方式实施对绕组（U，V，W）的控制以便产生扭矩。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将当前级间耦合电路电压（U_Z）作为实际值供应给电压调节器（20），该电压调节器根据级间耦合电路电压（U_Z）的实际值以及预先设定的极限电压（U₁/U₂），用脉宽调制的方式对用于使升压变换器（18）的电感（L）脉冲化的电子开关（T9）进行控制。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，通过附加措施来影响，即减小或升高电机绕组端部的漏电感（Ls1-Ls3）的有效电感（L）。

4.在使用上述权利要求中任一项所述方法的情况下的用于无刷电子换向三相电机（2）的控制系统，该控制系统包括电源整流器（6）、具有最小级间耦合电路电抗的串联式精简型级间耦合电路（8）以及能够被控制地通过级间耦合电路馈电并且用于对电机（2）进行换向的逆变器（10），

其特征在于，具有集成的升压变换器（18），该升压变换器具有经过设计的控制装置，从而能够动态提高经过电源整流器（6）整流的脉动直流电压（U_G）的瞬时值，使得由此产生的级间耦合电路电压（U_Z）在整个时间曲线上具有减小了的波动且始终位于一定的极限电压（U₁/U₂）之上，其中，升压变换器（18）具有与空载二极管（D）以及级间耦合电路电容器（C_ZK）串联的电感（L），其中，通过可控的电子开关（T9）以脉冲方式将脉动直流电压（U_G）施加给电感（L），并且其中，所述电感（L）由电机（2）中已有的电机绕组端部漏电感（Ls1-Ls3）构成，并且，所述控制装置仅在电机（2）的所有绕组（U，V，W）均已短路的换向阶段中激活升压变换器（18）。

5.根据权利要求4所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统具有电压调节器（20），该电压调节器根据当前级间耦合电路电压（U_Z）以及预先设定的极限电压（U₁/U₂），利用可变的占空比以脉宽调制的方式对用于使电感（L）脉冲化的电子开关（T9）进行控制。

6.根据权利要求4或5所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统另外具有安装在电机（2）的绕组端部区域内用来影响绕组端部漏电感（Ls1-Ls3）的有效电感（L）的媒介。

7.根据权利要求6所述的控制系统，其特征在于，所述电机（2）至少在其两个轴向对置的绕组端部侧的其中一个绕组端部侧具有用高磁导率材料制成的、遮盖绕组端部区域的补偿环（36）。

8.根据权利要求6所述的控制系统，其特征在于，所述电机（2）至少在其两个轴向对置的绕组端部侧的其中一个绕组端部侧，且在电机绕组（34）之间配置具有高磁导率的填充材料。

9.根据权利要求6所述的控制系统，其特征在于，所述电机（2）至少在其两个轴向对置的绕组端部侧的其中一个绕组端部侧，且在轴向上在电机绕组（34）和铁磁定子铁芯（32）之间具有用高磁导率或低磁导率材料制成的插入部件（38）。

10.根据权利要求9所述的控制系统，其特征在于，将所述插入部件（38）构造成在绕组端部区域包围各个电机绕组（34）的磁封闭环。

11.根据权利要求4或5所述的控制系统，其特征在于，绕组端部区域中的电机绕组（34）具有用来影响绕组端部漏电感（Ls1-Ls3）的有效电感（L）的几何形状。