CN101960747B - 降低同信道干扰 - Google Patents

Abstract

基站可以以变化的功率水平进行发射。接收所述功率水平的用户站可以将噪声信息发回给基站。因此，在基站中或者在用户站中，可以根据变化的功率发射来确定同信道干扰。此外，在一些实施例中，发射可以包括不同的相位使得也可以确定同信道干扰的相位。

Description

降低同信道干扰

技术领域

本发明一般涉及无线通信。

背景技术

当前蜂窝电话系统的容量受同信道干扰的限制。在下行链路中，同信道干扰是由于来自邻近小区内的基站的发射造成的。小区边缘附近的用户站遭受最强的同信道干扰。因此，参考图1，例如，用户站A接近于基站BS1的小区C的边缘，可能接收来自基站BS2的同信道干扰。

可以利用多基站发射协作（MBSC）和单基站发射置零（SBSN）来以显著的增益降低同信道干扰。两种方案都涉及对每个基站和用户站之间的信道质量进行估计。然而，为较弱的邻近基站估计信号与干扰加噪声比（SINR）可能是困难的。来自多个基站的前导是重叠的，并且来自较弱基站的前导检测速率是很低的。此外，所有基站的SINR的反馈是按基站数量的倍数增加的，并且由于繁琐的开销而可能受到禁止。已经提出在本地用户站之间进行信息交换来减少反馈，但这需要为本地交换分配额外的资源。

附图说明

图1是根据一个实施例的无线网络的示意图；

图2是根据本发明一个实施例的示意图；

图3是一个实施例的流程图；

图4是根据一个实施例的频率相对于时间的图，其用于示出公共导频上的功率加载模式；

图5A和5B是根据一个实施例的频率相对于时间的图，其用于示出多天线导频功率和相位加载；以及

图6是根据一个实施例的示例性基站的示意图。

具体实施方式

根据一些实施例，可以在不增加反馈的情况下识别出每一个用户站的主要干扰基站(如图1中的BS1、BS2、BS3)。在一些实施例中，用户站的反馈可能不变。即，每个用户站仍然可以仅反馈期望的和/或相关联的基站的信号与干扰加噪声比(SINR)。

然而，每一个基站可以在一系列时间间隔上发射不同频率和功率水平的信号。基站可以通过有线骨干网来交换发射功率水平，其中如图2中所示，有线骨干网将基站(例如基站BS112a和BS212b)连接到无线网络控制器(RNC)14。然后可以使用传统的SINR反馈和不同频率处的各功率水平在每一个基站中计算信道增益和干扰水平。

更具体地，可以比较基站发射的信号和用户站接收到的信号(由SINR表示)之间的差异来求解同信道干扰方程式。由于对于图1中的整个用户站数据区域C而言，发射功率是相同的，所以交换发射功率水平在有线网络中消耗很少的开销。

此外，在一些实施例中可以去除发射功率水平的交换，而仍使用户站能够识别干扰基站。一组子载波(例如公共导频)可以用于携带时变的功率加载模式。从具有由小区标识符(例如特定于特定基站的扇区ID)标识的不同功率水平的传输中，功率加载模式为所有基站和用户站所知。基站和用户站中的任何一个或两者可以采用预先确定的功率加载模式来计算同信道干扰水平。

在一个实施例中，基站中的每一个向用户站或移动台提供通信服务。这种服务涉及无线信号的交换。例如，可以根据正交频分复用(OFDM)和/或正交频分多址(OFDMA)技术来调制所述信号。相应地，基站和用户站可以在IEEE 802.16全球微波接入互通(WiMAX)系统或WiMAXⅡ系统中运行。然而，实施例并不限于这些调制技术或系统。

在第n个基站是期望的基站的情况下，由第k个用户站在第t帧处提供的SINR由下式表达：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(t\right)=\frac{{\left|\right|h_{\mathrm{nk}}\left|\right|}^2{P}_n\left(t\right)}{\underset{i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|h_{\mathrm{ik}}\left|\right|}^2{P}_i\left(t\right)+{\mathrm{\σ}}_0^2}---\left(1\right)$

其中，标号i表示同信道干扰的基站；N是邻近区域中的基站的总数目；P_i(t)是第i个基站在子带上的发射信号功率；σ₀ ²表示每一个用户站处的热噪声功率。针对该子带的从基站n到用户站k的有效信道由h_nk表示，其中包括检测器(例如最小均方误差(MMSE)接收机)的影响；并且分母中的‖h_ik‖²项确定同信道干扰。

每一个用户站与一个基站相关联，并且在时间上定期地向该基站发回SINR。除了‖h_nk‖²以外，基站n还需要知道‖h_ik‖²(i≠n)，使得可以实现多基站协作，并且可以识别出最强的干扰方/最严重的受害方以用于单基站发射置零。假设g_ik＝‖h_ik‖²，则将(1)式重写为：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(t\right)[\underset{i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{ik}}{P}_i\left(t\right)+{\mathrm{\σ}}_0^2]=g_{\mathrm{nk}}{P}_n\left(t\right)---\left(2\right)$

并且矩阵形式为：

$[{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(t\right)P_1\left(t\right)\·\·\·-P_n\left(t\right)\·\·\·{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(t\right)P_N\left(t\right)]\left[\begin{array}{c}{g}_{1k}\\ .\\ .\\ .\\ g_{\mathrm{nk}}\\ .\\ .\\ .\\ g_{\mathrm{Nk}}\end{array}\right]=-{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(t\right){\mathrm{\σ}}_0^2---\left(3\right)$

从式(3)中观察到的主要内容是：通过有线骨干网该基站知道发射功率水平P_i(t)(i＝1，…N)，而信道衰减g_ik(i＝1，…N)是未知的。假定干扰链路的信道相干时间是足够长的，使得信道值g_ik在M个帧的持续期间上保持不变。可以将这种假定放宽(放宽到g_ik是相关的)以仅识别最强的干扰基站，而不是以高精度估计g_ik。不变信道假定可以用于简化描述。使用M个帧上的反馈(M≥N)，通过求解下述线性方程来确定g_ik：

$\left[\begin{array}{ccccc}{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(1\right)P_1\left(t\right)& \·\·\·& -P_n\left(1\right)& \·\·\·& {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(1\right)P_N\left(t\right)\\ .& & & & .\\ .& & & & .\\ .& & & & .\\ {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(M\right)P_1\left(M\right)& \·\·\·& -P_n\left(M\right)& \·\·\·& {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(M\right)P_N\left(M\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{g}_{1k}\\ .\\ .\\ .\\ g_{\mathrm{nk}}\\ .\\ .\\ .\\ g_{\mathrm{Nk}}\end{array}\right]=-{\mathrm{\σ}}_0^2\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(M\right)\end{array}\right]---\left(4\right)$

因为基站执行发射功率控制以服务于附近的和远处的用户站，所以发射功率P_i(t)随着时间而变化。由于功率控制在基站之间是独立的，所以式(4)左边的第一个矩阵是可逆的(可能性为1)，并可以获得信道衰减的解。实际上，由于识别出最强的两个干扰方就能带来大部分增益，所以N＝M＝3 就足够了。假设M大于N使得式(4)是超定的，则应用伪逆矩阵。

由于在SINR计算中存在误差，包括误差的模型为：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(t\right)=\frac{g_{\mathrm{nk}}{P}_n\left(t\right)}{\underset{i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{ik}}{P}_i\left(t\right)+{\mathrm{\σ}}_0^2}+v_{\mathrm{nk}}\left(t\right)---\left(5\right)$

其中，V_nk(t)是在时间t处的误差并且其在时间上独立。那么，式(4)可以写为：

$\left[\begin{array}{ccccc}{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(1\right)P_1\left(t\right)& \·\·\·& -P_n\left(1\right)& \·\·\·& {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(1\right)P_N\left(t\right)\\ .& & & & .\\ .& & & & .\\ .& & & & .\\ {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(M\right)P_1\left(M\right)& \·\·\·& -P_n\left(M\right)& \·\·\·& {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(M\right)P_N\left(M\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{g}_{1k}\\ .\\ .\\ .\\ g_{\mathrm{nk}}\\ .\\ .\\ .\\ g_{\mathrm{Nk}}\end{array}\right]+\mathrm{\η}=-{\mathrm{\σ}}_0^2\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nk}}\left(M\right)\end{array}\right],---\left(6\right)$

其中，η是由SINR误差引起的误差向量。η的协方差矩阵是g_ik和P_i(t)的函数。可以通过g_ik的估计值来对该矩阵进行近似计算，其中通过忽略SINR误差来获得该g_ik的估计值。一旦计算出该协方差矩阵，就可以计算出式(6)的最小均方误差(MMSE)解。增大M可以提高g_ik的估计精度。然而，由于信道可能在M个帧上变化，并且对于多基站协作而言不必以高精度估计干扰功率水平，所以在一些实施例中较小的M就能满足需要。对于许多情况而言，假如剩余干扰项的总和可以被精确地近似为高斯噪声并且产生的噪声功率可以被准确地估计出来并被合并到σ₀ ²项中，则识别出最强的干扰基站(其具有g_ik的最大值)就足够了。

上文的推导是用于集中式资源分配(例如频带自适应调制和编码(AMC)模式)的。可以将其扩展到分布式分配(例如部分使用子信道(PUSC)模式)。上文的推导仍然适用。现在g_ik是多个子载波上的平均信道增益。例如，将信道增益重新定义为：

$g_{\mathrm{ik}}=\frac{1}{L}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|h_{\mathrm{ik}}^{\left(l\right)}\left|\right|}^2---\left(7\right)$

其中，L是子载波的数目；h_ik ^(l)是第l个子载波的有效信道增益。根据编码方案，可以用其它函数(如 )来代替求和函数。式(1)-(6)仍然保持。

如果基站可以从邻近基站旁听到P_i(t)(即，功率控制消息)，则不需要通过有线网络进行信息交换。

可以将这种方法扩展到在基站以及用户站处具有多个天线的情形。可以以类似的方式识别最强的干扰基站。在中继协助的蜂窝网络中，假如控制中继站的基站知道中继站的发射功率，则这种方法还可以估计来自中继站的干扰信道。

该方案优选上述式4或6中的左边第一个矩阵是可逆的。这意味着每个SINR估计块的发射功率水平都是随时间变化的。可以在较短的时间窗口(例如四个正交频分复用(OFDM)符号)内进行每个用户站中的SINR计算。否则，如果P_i(t)是帧上的平均量，那么P_i(t)的变化就很小，并且这种很小的变化会影响求逆的精确性，从而影响估计的精确性。因此，在一些实施例中，工业标准可以为SINR反馈规定时间和/或频率窗口。

因为可以将一系列帧中的相同的频率时间资源块分配给相同的用户站，并且对给定用户站的功率控制在时间上变化很慢，所以可以针对不同的资源块进行SINR测量。例如，用户站可以针对第一帧和第二帧分别测量第一OFDMA符号和第二OFDMA符号的SINR。

在一个实施例中，可以去除基站间的功率控制信息的交换。这可以通过改变导频功率来实现。如果发射功率是已知的，则不需要交换功率控制信息。可以在全部基站的发射中预留频率和时间中的一组子载波。对于每一个基站而言，在载波上存在唯一已知的功率加载模式。所预留的子载波是公共导频中的一些。对于每一个基站，功率加载模式随着帧而变化。该模式可以由小区标识符或扇区ID确定。用户站使用功率变化的导频和正常的公共导频来估计SINR。然后，通过优化功率加载模式可以保证式4和式6中的功率加载矩阵的满秩条件。

参考图4，例如，可以在基站的源代码中实现一个序列。如图3中方框30所指示的，基站可以改变发射给用户站的频率、功率水平以及在某些情况下可以改变发射给用户站的相位。可选地，如方框32中所指示的，可以通过有线骨干网将关于功率水平和相位变化的信息传送给其它基站。可替换地，可以使用小区ID，使得紧邻的基站可以从发射本身提取这种信息。

从用户站接收到SINR信号形式的反馈(方框34)之后，基站(或用户站)可以确定同信道干扰。可以修改后续的发射以调节这种干扰(方框36)。

因此，参考图4，由矩形方框表示的不同功率水平可以用于每一个基站。在每一个时间间隔t₁、t₂、t₃和t₄处，以三个不同的频率发射三个不同的功率水平的组。在一些实施例中，可以使用更多或更少的频率、功率水平和时间间隔。在小区之间，所预留的子载波在频率和时间上完全重叠。由于基站和用户站知道所预留的子载波上的发射功率(其根据小区ID来计算)，所以在不交换任何功率控制信息的情况下，基站和用户站两者都可以求解式4和式6。因此，在一些实施例中不需要骨干有线网上的交换。

由于导频功率变化，在向传统支持反馈信道质量指示符(CQI)之前，用户站可以根据变化的导频功率水平来调节所计算出来的SINR。基站可以进行相反的调节。由于用户站也可以识别最强的干扰基站，所以用户站可以向该基站发送消息，以用于减轻公共信道的干扰。

由于在SINR反馈中丢失了相位信息，所以上述反馈方案没有使基站计算全部的复数信道信息。在具有额外的相位信息的情况下，可以在每个基站处执行发射置零以降低同信道干扰。

估计信道相位的一个方案如下。参考图5A和图5B，可以为基站的多个天线估计相位信息。由于只有基站的天线之间的相对相位是重要的，所以可以忽略一个基站的天线的公共相位。在不丧失一般性的情况下，假设基站中有两个天线，并且用户站上有单个天线。导频功率加载与图4中的相同。向导频增加相位加载，(+)、(j)和(-)分别表示0、90和180度的相位。例如，通过在频率F1上接收三个连续的SINR反馈，可以求解式4和式6，并且基站具有下述信息：

g_1，k(1)＝‖h_1，1k+h_1，2k‖²

g_1，k(2)＝‖h_1，1k+jh_1，2k‖²

g_1，k(3)＝‖h_1，1k-h_1，2k‖²

其中，h_n，1k表示基站n的天线1和用户站k之间的信道。由于信道向量[h_1，1k，h_1，2k]的总(公共)相位是冗余的，所以只有三个实数值未知。该反馈足以求解这三个未知数。通过具有2N-1个不同的相位加载可以将该方案扩展到在基站处具有N个发射天线的情形。

在一些实施例中，从每个用户站反馈传统的SINR。可以不必计算到每个基站的信道。

可以根据图2实现基站BS1、BS2或BS3。然而，实施例并不限于这种实现。

图6中所示的基站200可以包括各种元件，其中这些元件包括：天线202a到202d、射频(RF)前端204、基带处理模块206、波束成形模块208、映射模块210、信道编码模块212、信道解码模块214、控制模块216和骨干通信接口模块217。这些元件可以实现在硬件、软件、固件或其任意组合中。

为了解释(而不是限制)的目的，图6示出了包括两个天线(202a到202b)的基站200。然而，实施例并不限于这个数目。实际上，可以使用任意数目的天线。基站200可以通过天线202a到202b与一个或多个移动台通信。这些通信可以使用本申请所述的波束成形技术。

RF前端204在天线202a到202b和基带处理模块206之间交换信号。具体地，RF前端204准备从基带处理模块206接收的已调制信号以用于无线发射，并准备已接收的RF信号以供基带处理模块206进行处理(例如，解调)。RF前端204可以包括各种组件(例如，电子器件)，例如放大器、滤波器、上变频器、下变频器、双工器和/或循环器。然而，实施例并不限于这些例子。

基带处理模块206从波束成形模块208接收加权的信号，并对这些信号进行调制。例如，基带处理模块208可以接收天线202a到202b中的每个天线的加权的信号。一旦接收到这些信号，基带处理模块206就执行调制操作以生成与天线202a到202b中的每个天线对应的已调制信号。此外，基带处理模块206可以将这些已调制的信号从数字信号转换成模拟信号，并将其发送给RF前端204。

此外，基带处理模块206从RF前端204接收多个模拟信号。这些信号中的每个信号对应于天线202a到202d中的一个天线。一旦接收到这些信号，基带处理模块206就将这些信号转换成数字信号，并对其进行解调。

在实施例中，由基带处理模块206执行的调制和解调操作可以是根据OFDM或OFDMA技术的。因此，调制操作可以涉及快速傅里叶逆变换 (IFFT)，而解调操作可以涉及快速傅里叶变换(FFT)。

在一个实施例中，为了确定同信道干扰的目的，基带处理模块206实现功率水平和相位的变化。在这个方面中，可以在不同的时间间隔处发射一系列功率水平和频率。同样地，也可以发送不同的相位信息。在一些实施例中，可以由软件对这种发射进行控制，但是也可以使用硬件或固件。例如，可以使用小区ID将这些发射与小区标识关联起来。小区ID也可以表示是否改变了功率水平以及在何处改变了相位。

波束成形模块208可以向用于由基站200进行的发射的信号应用一组权重。例如，波束成形模块208可以向从映射模块210接收到的信号应用一组权重。因此，波束成形模块208为天线202a到202b中的每一个天线生成加权的信号。将这些加权信号发送给基带处理模块206进行处理(如上文所述)。

图6示出了由波束成形模块208应用的权重是从控制模块216接收的(作为权重220)。对于OFDM/OFDMA类型的系统而言，这些权重包括用于天线202a到202b中的每个天线的一组权重。每组权重包括用在相应天线处的每个子载波的一个权重。这些权重中的每一个可以是复数值(即，具有幅度和相位)。

相应地，对于每组权重而言，用于从映射模块210接收的信号的每个子载波值与相应的子载波权重相乘。这样对于天线202a到202b中的每个天线产生了加权的信号。如上文所述，将这些加权的信号发送给基带处理模块206。因此，在实施例中，在频域执行波束成形。然而，也可以采用等同的时域操作(其与这些频域波束成形操作相对应)。因此，实施例可以在频域和/或时域中采用波束成形。

此外，实施例可以利用置零来执行接收波束成形。这可以涉及将从基带处理模块206接收的信号(即，天线202a到202d中的每个天线的信号)与其对应的权重相乘。如上文所述的，这可以涉及将子载波值与相应的子载波权重相乘。可以将每组权重的相乘结果组合起来(例如，相加)以生成组合信号，其中组合信号被发送到映射模块210以进一步处理。

映射模块210从信道编码模块212接收比特，并将这些比特映射到特定的子载波。这生成映射的信号(例如，映射的正交调幅(QAM)信号或 映射的相移键控(PSK)信号)，其中所述映射的信号被发送到波束成形模块208进行处理(如本申请所述的)。

除了传送从信道编码模块212接收的信息之外，映射模块210所生成的信号还可以包括波束成形导频。移动台使用这些波束成形导频来评估无线信道的特性。如本申请所述，波束成形导频可以包括用于一个或多个预先确定的子载波的预先确定的值。这些子载波可以分布在频率以及时间上。

此外，映射模块210从波束成形模块208接收组合信号，并将组合信号转换为软比特或符号。这些软比特或符号被发送到信道解码模块214。

信道编码模块212从控制模块216接收信息序列224(例如，有效载荷数据和/或控制信息)。转而，信道编码模块212对这个序列执行各种操作。这些操作包括：随机化、前向纠错(FEC)编码和/或交织操作。转而，信道编码模块212将已编码的信号提供给映射模块210进行处理(如本申请所述的)。

信道解码模块214可以从映射模块210接收软符号或比特。一旦接收到软符号或比特，信道解码模块214就执行诸如解交织、FEC解码和/或解随机化之类的操作。一旦执行了这些操作，信道解码模块214就生成已接收的信息序列222。

图6示出了将已接收的信息序列222发送给控制模块216。已接收的信息序列222可以包括数据和控制信息。这种控制信息可以包括由移动台生成的信道质量指示符(CQI)消息。

骨干通信接口模块217提供与其它基站的信息交换。例如，如本申请所述，骨干通信接口模块217可以发送并接收关于干扰下行链路信道的特性的信息。可以在有线或无线网络上进行基站间的这种信息交换。此外，基站可以通过各种网络和/或系统实体交换这种信息。

相应地，骨干通信接口模块217可以包括诸如网络接口卡、电子器件和/或用于提供这种通信能力的其它元件之类的元件。这些元件可以实现在硬件、软件、固件或其任意组合中。

图6示出了控制模块216耦合到信道编码模块212和信道解码模块214。因此，控制模块216可以发送并接收与移动台交换的信息。相应地，控制模块216可以包括根据一个或多个协议层进行操作的组件和/或功能 体。这些协议层可以提供诸如分组封装/解封装、纠错编码/解码、信令、链路协议和/或介质访问协议之类的功能。然而，控制模块216可以包括其它的组件和/或功能体。转而，控制模块216可以与更高层的协议和/或应用实体(未示出)交换信息(例如，有效载荷数据)。

图6示出了控制模块216包括权重确定模块218。在操作期间，控制模块216从解调模块214接收信道质量指示符(CQI)消息，并将这些消息提供给权重确定模块218。这些CQI消息是由基站200所服务的移动台发送的。

图6还示出了控制模块216耦合到骨干通信接口模块217。如上文所述，骨干通信接口模块217可以接收下行链路干扰信道特性。这些特性是由其它基站所服务的移动台报告的。如图6中所示，该信息被发送(作为干扰信道特性226)到权重确定模块218。

权重确定模块218为由基站200所服务的移动台确定波束成形权重(例如，权重220)。在实施例中，这些移动台是小区边缘站。这些确定是基于各种无线信道的特性的。

如上文所述，基站200的元件可以在硬件、软件、固件或其任意组合中实现。因此，实现可以包括一个或多个处理器，其中该处理器执行存储在存储介质(例如，存储器)内的指令或控制逻辑。这些指令或控制逻辑可以提供基站200的元件中的一个或多个元件的功能。然而，实施例并不限于这些实现。

可以以各种方式实现这些存储介质。例如，这些存储介质可以包括：只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、动态RAM(DRAM)、双倍数据速率DRAM(DDRAM)、同步DRAM(SDRAM)、静态RAM(SRAM)、可编程ROM(PROM)、可擦可编程ROM(EPROM)、电可擦可编程ROM(EEPROM)、闪存、聚合物存储器(例如铁电聚合物存储器、奥氏存储器、相变或铁电存储器、氧化硅氮氧化硅(SONOS)存储器、磁或光学卡)或适合于存储信息的任何其它类型的介质。实施例并不限于这种背景。

贯穿本申请文件提及“一个实施例”或“一种实施例”是指结合实施例描述的特定功能、结构或特性包括在涵盖于本发明内的至少一个实现中。因此，短语“一个实施例”或“在一种实施例中”的出现不必指相同的实 施例。此外，可以以不同于所示的特定实施例的其它合适形式来实现这些特定功能、结构或特性，并且所有这些形式都可以涵盖于本申请的权利要求之内。

虽然针对有限数目的实施例描述了本发明，但是本领域技术人员应当意识到从中做出的多种修改和变化。所附的权利要求旨在覆盖落入本发明真正精神和范围内的所有这些修改和变化。

Claims (21)

1.一种有助于降低同信道干扰的方法，其包括：

根据信号本身和另一基站的小区标识符来确定所述另一基站的变化的发射功率水平，其中，从具有所述变化的发射功率水平的传输中，所述另一基站的由为所有基站预留的一部分公共导频传送的时变的功率加载模式为所有基站和用户站所知，并且其中，所述时变的功率加载模式由所述小区标识符确定；以及

使用所述变化的发射功率水平以及来自用户站的信号与干扰和噪声比信息来开展对同信道干扰的测量，其中，所述用户站仅反馈其相关联的基站的所述信号与干扰和噪声比信息。

2.如权利要求1所述的方法，包括：在多个基站之间交换变化的发射功率水平。

3.如权利要求2所述的方法，包括：通过有线骨干网来交换发射功率水平。

4.如权利要求1所述的方法，包括：在用户站中确定所述测量。

5.如权利要求1所述的方法，包括：识别最强的干扰基站。

6.如权利要求1所述的方法，包括：在基站中确定同信道干扰。

7.如权利要求1所述的方法，包括：改变相位和功率水平以确定同信道干扰。

8.如权利要求1所述的方法，包括：使用子载波来携带时变的功率加载模式。

9.如权利要求8所述的方法，包括：预留频率和时间中的一组子载波以用于基站发射。

10.如权利要求9所述的方法，包括：预留作为公共导频的子载波。

11.如权利要求1所述的方法，包括：发射具有不同相位的信号，以确定同信道干扰的相位分量。

12.如权利要求11所述的方法，包括：使用两个天线来改变来自基站的发射的所述相位，以确定同信道干扰。

13.一种有助于降低同信道干扰的装置，其包括：

射频前端；以及

耦合到所述前端的模块，所述模块用于

以变化的功率水平进行发射以开展对同信道干扰的测量，

从来自其它基站的发射中提取另一基站的小区标识符，以便确定同信道干扰，以及

使用根据信号本身和所述小区标识符确定的所述另一基站的变化的功率水平以及来自用户站的信号与干扰和噪声比信息来确定同信道干扰，其中，从所述另一基站的具有所述变化的功率水平的传输中，所述另一基站的由为所有基站预留的一部分公共导频传送的时变的功率加载模式为所有基站和用户站所知，并且其中，所述时变的功率加载模式由所述小区标识符确定，并且其中，所述用户站仅反馈其相关联的基站的所述信号与干扰和噪声比信息。

14.如权利要求13所述的装置，其中，所述模块用于仅识别两个最强的干扰基站。

15.如权利要求13所述的装置，其中，所述装置是基站。

16.如权利要求13所述的装置，其中，所述装置用于改变相位和功率水平两者，以确定同信道干扰。

17.如权利要求13所述的装置，其中，所述模块用于生成子载波以携带时变的功率加载模式。

18.如权利要求17所述的装置，其中，所述模块用于预留频率和时间中的一组子载波，以用于来自基站的发射。

19.如权利要求18所述的装置，其中，所述模块用于预留作为公共导频的子载波。

20.如权利要求13所述的装置，其中，所述模块是基带处理模块。

21.如权利要求13所述的装置，包括：耦合到所述前端的处理器以及耦合到所述处理器的天线。