CN101944878B - 感应电机参数识别 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种方法和一种装置，用于在感应电机连接到电压源变频器的输出相并且感应电机处于停转状态时识别感应电机的参数。该方法包括以下步骤：通过变频器向感应电机提供DC磁化电流(i_{dc_magn})，将变频器的功率半导体元件控制为关状态，将变频器的所有输出相控制为同一电位，用于提供零电压向量，测量零电压向量期间的定子电流(i_sd)，以及从在零电压向量期间测量的定子电流(i_sd)确定感应电机的参数。

Description

感应电机参数识别

技术领域

本发明涉及一种识别电机参数的方法，更具体地，涉及一种能够在电机不旋转的情况下识别感应电机的参数的方法。

背景技术

当使用频率转换器或相似设备控制电机运转时，需要电机参数是已知的。转换器的控制算法中需要电机参数，用于准确地控制负载。可以在驱动器的试运行期间使用识别过程来识别电机参数。在该识别操作中，转换器对电机执行一个或多个测试并且估计所需用于控制的参数。

在一些情形中，连接到电机的负载引起了针对驱动器的一些限制，从而不能执行识别过程。连接到所控制的电机的负载产生了反转矩，该反转矩扰乱识别操作，以至于识别过程不能提供实现电机的精确控制的准确结果。还可能出现如下情况：由于针对负载设定的最大速度极限和/或最大转矩极限，完全不能带负载执行识别操作。在这些情形中，识别操作将需要使所控制的电机与负载完全脱离。这常常是麻烦的，并且如果待控制的电机是负载的机械结构的组成部分，则有时甚至是不可能的。

出于这些目的，频率转换器可以具有关于停转识别过程的选项，其中电机的转子不旋转。然而，停转过程仅能够识别一些电机参数，而其他的参数是使用电机的额定值计算的。

图1示出了感应电机的电感(L)等效电路。使用通过恒定定子电压u_s产生的DC磁化电流，即定子电流i_s，可以非常容易地识别等效电路的定子电阻R_s。使用具有求和脉冲电流或者具有某种其他注入电流的DC电流，可以识别转子电阻R_R和杂散电感σL_s。

与已知的停转识别方法相关的问题在于，由于电机不能旋转，因此主电感L_M以及依赖于主电感的转子时间常数τ_r(＝L_M/R_R)的测量是非常棘手的。这归因于如下事实：在停转方法中，所使用的具有与转子电流相反的相位的定子电流脉冲几乎被完全求和。这意味着磁化电流i_m的相应改变是相对小的，并且因此来自主电感的对测试脉冲的响应是差的。

已知的停转方法不能获得关于主电感和转子时间常数的令人满意的估值，并且这些参数通常是从转差频率和功率因数近似得到的，该转差频率和功率因数是从电机的额定值或者从作为额定值给出的cosθ值而计算的。另一方面，这些额定值不一定是准确的，从而通过已知的停转识别方法获得的关于主电感和转子时间常数的值是不准确的，较之利用在电机旋转时执行的识别操作中获得的参数所实现的性能，这反映出更差的控制性能。

电压测量的准确性应极大地增加，从而可以在停转方法中计算关于主电感L_M或转子时间常数τ_r的充分准确的估值。由于出于减少成本的目的典型地使用所测量的DC总线电压和输出开关组合来计算频率转换器中的输出电压，因此电压准确性的增加是难于实现的。在此类测量中，换向延迟和阈值电压引起了电压测量的不准确。较之来自注入频率(injectionfrequency)下的主电感的电压响应，这些不准确可能是非常显著的。

发明内容

本发明的目的在于提供一种方法和一种用于实现该方法的装置，以便于解决上述问题。本发明的目的是通过具有独立权利要求中阐述的特征的方法和装置实现的。从属权利要求中公开了本发明的优选实施例。

本发明基于间接测量感应电机的衰减反电压的思路。通过本发明的方法和装置，可以在电机不旋转的情况下识别所需用于控制感应电机的参数。

本发明的方法和装置在无需增加电压测量准确性的情况下消除了与所估计的主电感和转子时间常数的不准确相关的上述问题。本发明提供了一种直接确定转子时间常数的方法，此后如果转子电阻是已知的，则还可以估计主电感。本发明的实施例还提供了一种用于确定转子电阻的方法。此外，本发明的实施例还提供了一种用于比以前更准确地计算阈值电压的方法。

附图说明

在下文中将参照附图借助于优选实施例更详细地描述本发明，在附图中：

图1示出了感应电机的等效电路；

图2示出了本发明的实施例中的定子电流和转子磁通的波形；

图3、4、5和6示出了本发明的实施例中的定子电流的波形；

图7示出了本发明的实施例中的磁化电流的波形；

图8示出了本发明的另一实施例中的定子电流的波形；

图9示出了本发明的实施例中的定子电流的波形和转子磁通的波形；以及

图10示出了用于实施本发明的控制系统的示例。

具体实施方式

在下面的描述中，首先使用本发明的方法确定转子时间常数，随后给出了关于如何估计转子电阻和阈值电压的描述。在进一步的描述中，在与感应电机的其他参数无关地确定转子时间常数的情况下，使用了本发明，并且最后给出了关于从通过本发明的方法获得的结果计算主电感的描述。这里的描述还包括用于实施本发明的方法的频率转换器的控制系统的示例。

转子时间常数

本发明基于如下思路：当在电机被磁化时使频率转换器的功率级不活跃，即，将电源开关控制为关状态的情况下，间接测量感应电机的衰减反电压。在使变频器或频率转换器的功率级钝化之前，电机的磁化已被执行，使得电机的磁通处于稳定状态。根据本发明，通过变频器向感应电机提供DC磁化，并且将变频器的功率半导体元件控制为关状态。

紧随功率级钝化之后，定子电流在短的时段中换向到与所控制的开关反并联连接的续流二极管。由于在电机端子中存在电压，该电压等于所使用的DC电压并且具有相对于定子电流(只要二极管承载电流)相反的极性，因此电流向量快速减小到零。电流衰减到零典型地持续200至300μs并且转子磁通在该时段期间不会极大地下降。

当电流达到零时，转子磁通的量值是：

ψ_R＝L_Mi_{dc_magn}＝R_Rτ_ri_{dc_magn}    (1)

其中i_{dc_magn}是在使功率级钝化之前馈送到电机的磁化电流。

假设钝化之后，在时刻t＝t₀电流已下降至零。在该时刻之后，电机的转子磁通根据如下指数规律按时间常数τ_r衰减：

${\mathrm{\ψ}}_R\left(t\right)={\mathrm{\ψ}}_R{e}^{-t(t-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}=L_M{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}{e}^{-(t-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}=R_R{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}{e}^{-\left(t{-t}_0\right)/{\mathrm{\τ}}_r}---\left(2\right)$

转子磁通的衰减感生了针对电机端子的电压，可以使用下面的电机的动态方程计算该电压：

$u_{\mathrm{sd}}=(R_s+R_R)i_{\mathrm{sd}}+\mathrm{\σ}{L}_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{\ψ}}_R}{{\mathrm{\τ}}_r}---\left(3\right)$

其中u_sd和i_sd是转子磁通和磁化电流的方向上的定子电压分量和定子电流分量。

由于电流和电流的导数是零，因此根据(3)：

$u_{\mathrm{sd}}=-\frac{{\mathrm{\ψ}}_R}{{\mathrm{\τ}}_r}---\left(4\right)$

因此电极端子中的瞬时电压与转子磁通的量值成正比。因此，当转子磁通衰减时，定子电压根据同一指数规律衰减。通过测量两个不同时刻的电机的端子电压，将基本上可以确定转子时间常数。方程(4)的电压是低的(典型地小于10V)，以至于在没有昂贵的特殊装置的情况下不能在频率转换器中测量这些电压。

在本发明中，通过间接地测量所述时刻解决了这一问题。根据本发明，变频器的所有输出相被控制为同一电位，用于提供零电压向量。因此变频器的功率级被激活并且所有输出相被控制为中间电路的正的或负的DC电压，用于产生零向量。由于功率级的二极管和晶体管的阈值电压小于感应电压(4)，因此当电机的端子电压等于功率半导体元件上发挥作用的阈值电压u_th时，定子电流开始流动。

u_sd＝-u_th     (5)

当使用零电压向量时，电流遵循方程：

${-u}_{\mathrm{th}}=(R_s+R_R)i_{\mathrm{sd}}+\mathrm{\σ}{L}_s\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{\ψ}}_R}{{\mathrm{\τ}}_r}---\left(6\right)$

如图2中所示，因此电流按时间常数σL_s/(R_s+R_R)在原始磁化电流的方向上上升，该时间常数比转子时间常数τ_r＝L_M/R_R小很多。在特定的时间之后，电流达到其最大值i_{sdz_max}，此后由于转子磁通仍然衰减并且迫使方程(6)中的电流的导数最终是负的，因此电流再次开始下降。

在图2中，电流在时刻t＝t_z具有其最大值，在该时刻电流的导数是零：

${\left(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}\right)}_{t=t_z}=0---\left(7\right)$

在电流最大的时刻，从方程(6)中消去杂散电感项。因此，在时刻t_z，方程(6)可以被写为：

$-u_{\mathrm{th}}=(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max }-\frac{{\mathrm{\ψ}}_R\left(t_z\right)}{{\mathrm{\τ}}_r}---\left(8\right)$

时刻t_z的转子磁通的量值按如下方式取决于电流的最大值i_{sdz_max}和转子时间常数：

ψ_R(t_z)＝(u_th+(R_s+R_R)i_{sdz_max})τ_r    (9)

如果假设在时刻t_z之前，零向量期间的定子电流的增加不会极大地减慢转子磁通的衰减，则方程(2)的指数规律应产生关于转子磁通的根据(9)的值。换言之：

${\mathrm{\ψ}}_R\left(t\right)=R_R{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}{e}^{-\left(t_z{-t}_0\right)/{\mathrm{\τ}}_r}=-(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max }){\mathrm{\τ}}_r---\left(10\right)$

现在可以按如下方式从方程(10)解出转子时间常数：

$e^{-(t_z-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}=\frac{u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max }}{R_R{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}}$

$\⇒{\mathrm{\τ}}_r=\frac{t_z-t_0}{\ln \left(\frac{R_R{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}}{u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max }}\right)}---\left(11\right)$

通过仅在零向量的激活期间(即到t_z0)使用指数规律并且通过随后计算来自定子电流的转子磁通的改变，可以考虑因时段t_z0...t_z期间的定子电流的增加引起的转子磁通的衰减以及方程(11)的估值中得到的误差：

${\mathrm{\ψ}}_R\left(t_z\right)=R_R{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}{e}^{-(t_z-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}+\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_r}\underset{t_{z0}}{\overset{t_z}{\∫}}(L_M{i}_{\mathrm{sd}}\left(t\right)-{\mathrm{\ψ}}_R\left(t\right))\mathrm{dt}---\left(12\right)$

$=R_R{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}{e}^{-(t_z-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}+\underset{t_{z0}}{\overset{t_z}{\∫}}(R_R{i}_{\mathrm{sd}}\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\ψ}}_R\left(t\right)}{{\mathrm{\τ}}_r})\mathrm{dt}$

在时段t_z0...t_z期间积分中的电压分量ψ_R/τ_r的量值可以被近似为常数。可以从时刻t_z的方程(8)解出该量值，该时刻是电流最大的时刻：

$\frac{{\mathrm{\ψ}}_R\left(t\right)}{{\mathrm{\τ}}_r}\≈\frac{{\mathrm{\ψ}}_R\left(t_z\right)}{{\mathrm{\τ}}_r}=u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max }---\left(13\right)$

通过将方程(13)代入方程(12)的积分表达式，可以按如下方式将根据指数规律的转子磁通外推到时刻t_z：

${\mathrm{\ψ}}_R\left(r_z\right)=R_R{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}{e}^{-t_{z0}/{\mathrm{\τ}}_r}+R_R\underset{t_{z0}}{\overset{t_z}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}}\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(14\right)$

$-(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max })(t_z-t_{z0})$

基于方程(14)，应计算转子时间常数，其在时刻t_z给出具有与方程(9)相同的量值的转子磁通，即：

$R_R{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}{e}^{-(t_{z0}-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}+R_R\underset{t_{z0}}{\overset{t_z}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}}\left(t\right)\mathrm{dt}-(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max })(t_z-t_{z0})$

$=(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max }){\mathrm{\τ}}_r$

$\⇔R_R{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}{e}^{-(t_{z0}-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}$

$=(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max })({{\mathrm{\τ}}_r+t}_z-t_{z0})-R_R\underset{t_{z0}}{\overset{t_z}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}}\left(t\right)\mathrm{dt}$

$\⇒{\mathrm{\τ}}_r=\frac{t_{z0}-t_0}{\ln \left(\frac{R_R{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}}{(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max })({\mathrm{\τ}}_r+t_z-t_{z0})-R_R\underset{t_{z0}}{\overset{t_z}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}}\left(t\right)\mathrm{dt}}\right)}---\left(15\right)$

如所示出的，在封闭形式中不能从方程(15)解出更精确的转子时间常数。然而，可以使用适当的迭代方法将其数值地解出。另一种可能是在方程(15)的右侧使用转子时间常数的计算估值。例如可以从电机的额定值算出该计算估值。即使额定值是略微不正确的，在方程右侧使用计算估值仍产生了比方程(11)更准确的估值。

从方程(11)或(15)计算转子时间常数需要定子和转子的电阻是已知的。在DC磁化期间可以非常准确地测量定子电阻，但是由于所使用的注入信号及其频率，转子电阻估值可能具有相当的误差。特别地，误差由集肤效应和电压测量和/或电压控制中的不准确引起。由于定子电流的导数在i_{sdz_max}附近接近零，因此误差还可以归因于确定时刻t_z的不准确。

通过利用使用零向量时的不同的延迟t_z01和t_z02来重复上面执行的脉冲测试，可以减小来自方程(11)和(15)的估值的敏感性。图3中图示了这一过程。因此，执行两次不同的测试，其中首先通过电流i_{dc_max}使电机磁化并且在时刻t₀使脉冲钝化。在测试1中在时刻t_z01利用零向量，此后定子电流根据曲线i_sd1流动并且在时刻t_z1达到其最大值i_{sdz_max1}。在测试2中在t_z01之后的时刻，即在时刻t_z02激活零向量，此后电流根据曲线i_sd2流动并且在时刻t_z2达到其最大值i_{sdz_max2}。

根据方程(9)，时刻t_z1和t_z2的转子磁通是：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_R\left(t_{z1}\right)=(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 1}){\mathrm{\τ}}_r\\ {\mathrm{\ψ}}_R\left(t_{z2}\right)=(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 2}){\mathrm{\τ}}_r\end{array}\right.---\left(16\right)$

如果在时段t_z1...t_z2期间未接通零向量，则转子磁通将衰减，当脉冲被钝化时，根据方程(10)的指数规律，使得：

${\mathrm{\ψ}}_R\left(t_{z2}\right)={\mathrm{\ψ}}_R\left(t_{z1}\right)e^{-(t_{z2}-t_{z1})/{\mathrm{\τ}}_r}---\left(17\right)$

现在可以通过进行与利用方程(11)的估值的情况相同的近似，假设在时刻t_z1和t_z2之前零向量期间的定子电流的增加不会极大地减慢转子磁通的衰减，解出转子时间常数。换言之，根据指数规律的转子磁通(17)的衰减满足方程组(16)，由此

$(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 2}){\mathrm{\τ}}_r=(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 1}){\mathrm{\τ}}_r{e}^{-(t_{z2}-t_{z1})/{\mathrm{\τ}}_r}$

$e^{-(t_{z2}-t_{z1})/{\mathrm{\τ}}_r}=\frac{u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 2}}{u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 1}}$

$\⇒{\mathrm{\τ}}_r=\frac{t_{z2}-t_{z1}}{\ln \left(\frac{u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 1}}{u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 2}}\right)}---\left(18\right)$

通过比较方程(11)和(18)，看到通过方程(18)计算的转子时间常数估值较之来自方程(11)的估值，显著地较少依赖于电阻的误差。随着阈值电压u_th的减小，这种对电阻估值的误差的敏感性减小。此外，在根据方程组(16)计算的两个转子磁通中，在方程(18)中零向量对转子磁通的衰减的相对影响在量值上是近似相等的。这意味着，在方程(18)的对数函数的商中实际上补偿了所提及的影响。因此，当使用两个单独的零向量测试来计算转子时间常数时，不需要如关于方程(15)那样考虑零向量的影响。

此外，在来自方程(18)的估值的情况中，可以避免来自方程(11)和(15)的估值中的确定时刻t_z的不准确。这归因于如下事实：电流的上升时间(t_z1-t_z01和t_z2-t_z02)实际上是相同的。因此，方程(18)中的时间差t_z2-t_z1可以由时间差t_z02-t_z01替换。由于后者的时间差是精确已知的估值，因此

${\mathrm{\τ}}_r=\frac{t_{z02}-t_{z01}}{\ln \left(\frac{u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 1}}{u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max 2}}\right)}---\left(19\right)$

给出了比来自方程(18)的估值更精确的结果。

因此，根据本发明，在零电压向量期间测量定子电流，并且从所测量的定子电流确定感应电机的参数。

在上述实施例中，所确定的参数是转子时间常数，并且在零向量期间，还确定了最大电流及其时刻以用于计算。

根据本发明的实施例，在第一测试过程之后，再次使感应电机磁化并且利用变频器关机和零向量接通之间的不同的时段来重复该测试过程。使用电流达到其最大值的时刻之间的时间差来估计转子时间常数。在其中执行两次单独的测试的本发明的优选实施例中，使用零向量开关时刻之间的时间差来替换最高电流时刻之间的时间差。如所理解的，对于两次单独的测量之间的时间差，指的是从各自的测试起点测量的时刻，而非测试之间消逝的时间。

转子电阻和阈值电压

在本发明的上文解释的实施例中，估计了转子时间常数。在该估计中，所使用的参数包括转子电阻和阈值电压。在不使用本发明的情况下可以给出用于估计转子时间常数的这些参数。然而，本发明提供了一种比先前已知的方法更准确地确定转子电阻R_R和阈值电压u_th的方法。

假设已通过电流i_{dc_magn}使电机磁化直至获得稳定状态。如图4中所见，在磁化之后撤除脉冲，即暂时使功率级钝化，并且在时刻t_z1接通零向量，其中电流已下降至值i_sd1。由于零向量，定子电流的衰落首先停止并且随后电流缓慢地朝向零衰减。在一些情况中，如图4中，电流临时增长，在其开始下降之前形成局部最大值。

由方程(3)可知，在零向量期间，电流的导数是

$\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{\mathrm{\σ}{L}_s}(\frac{{\mathrm{\ψ}}_R}{{\mathrm{\τ}}_r}-u_{\mathrm{th}}-(R_s+R_R)i_{\mathrm{sd}})$

目的在于找到关于定子电流的极值i_sd0和相应的关于零向量的接通时刻t_z0，使得右手的定子电流的导数在时刻t_z0是零，即

$\underset{t\→t_{z0}^{+}}{\lim }\left(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}\right)={\left(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}\right)}_{t=t_{z0}^{+}}=0$

随后，紧随零向量的接通时刻，如下条件成立：

${\left(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}\right)}_{t=t_{z0}^{+}}=\frac{1}{\mathrm{\σ}{L}_s}(\frac{{\mathrm{\ψ}}_R\left(t_{z0}\right)}{{\mathrm{\τ}}_r}-u_{\mathrm{th}}-(R_s+R_R)i_{\mathrm{sd}0})=0---\left(21\right)$

由于当电流从i_{dc_magn}下降到i_sd0时，转子磁通实际上未改变，因此如下近似成立：

ψ_R(t_z0)≈L_{Midc_magn}＝τ_rR_Ri_{dc_magn}     (22)

通过将方程(22)代入方程(21)，获得了

R_Ri_{dc_magn}-u_th-(R_s+R_R)i_sd0＝0           (23)

换言之，在时刻t_z0产生电流的零导数的电流极限i_sd0的量值是

$i_{\mathrm{sd}0}=\frac{R_R{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}-u_{\mathrm{th}}}{R_s+R_R}---\left(24\right)$

如果在激活零向量之前电流下降到该极限以下，则如图4中，对应于方程(21)的导数是正的，其中t＝t_z1。如果如图5中，再次激活零电压向量，即过早激活零电压向量，则开关时刻处的电流是i_sd2＞i_sd0并且电流的导数是负的。

如果在时刻t_z0接通零电压向量，其中电流已准确地下降到方程(24)给出的值，则开关时刻的定子电流的导数是零并且电流波形与图6一致。

因此目的在于找到产生图6的电流波形的电流极限i_sd0。实际上，为了找到正确的电流值，必须执行多个电流测试。在测试之间，零向量开关时刻可以变化。可替选地，可以在定子电流下降到所设定的极限时利用零向量。该极限也可以变化，用于获得正确的电流值，该电流值的导数在接通时刻是零。

不同于在磁化之后使功率级钝化，如果可以更精确地设定零电压向量的接通时刻，还可以迫使功率级产生具有与在DC磁化期间使用的电压向量相反的方向的电压向量。

可以相对快速地搜索关于在接通时刻产生零导数的电流的极值。在计算零向量起点处的电流导数之后可以立即开始用于下一测试的电机磁化。由于在零向量期间转子磁通未过多衰减，因此测试之间的磁化时间也是非常短的。图7中示出了零导数的搜索期间的典型的定子电流波形。

可替选地，从给出正导数和负导数的两个电流响应，可以近似电流极限i_sd0。如果这些电流响应如图4和5中所示，则可以通过例如按如下方式，与导数成比例地对电流极限i_sd1和i_sd2加权，从电流极限i_sd1和i_sd2计算电流极限的近似值：

$i_{\mathrm{sd}0}\≈\frac{i_{\mathrm{sd}2}\left|{\left(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}\right)}_{t=t_{z1}^{+}}\right|+i_{\mathrm{sd}1}\left|{\left(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}\right)}_{t=t_{z2}^{+}}\right|}{\left|{\left(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}\right)}_{t=t_{z1}^{+}}\right|+\left|{\left(\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}}\right)}_{t=t_{z2}^{+}}\right|}---\left(25\right)$

当找到最优电流响应和相关的电流极限i_sd0时，可以使用来自方程(23)的电流极限来计算转子电阻估值，其给出：

$R_R=\frac{u_{\mathrm{th}}+R_s{i}_{\mathrm{sd}0}}{i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}}-i_{\mathrm{sd}0}}---\left(26\right)$

转子电阻的计算需要阈值电压u_th和定子电阻R_s是已知的。方程(26)的问题在于阈值电压的值不一定是准确已知的。此外，阈值电压的值极大地影响可通过方程(26)获得的估值的准确性。然而，如果阈值电压是已知的，则可以直接使用方程(26)。

典型地，在频率转换器中，阈值电压是被设定为恒定值的参数或者在DC磁化期间估计阈值电压。如果估计阈值电压，则功率级中的换向延迟使得阈值电压估值是不太准确的，并且因此如果从DC磁化获得的阈值电压u_th被置于方程(26)中，则转子电阻的估值也是不太准确的。

然而，可以使用方程(23)获得关于阈值电压的更准确的值(或者用于消去阈值电压)。在其中方程(23)成立的情形中，零向量被激活，电流是均匀的并且其经由功率元件流动，在以上方程中这些功率元件的阈值电压应是已知的。

该估计的思路是，在使功率级钝化之前利用不用的DC磁化电流执行上文描述的多个零向量测试并且搜索不同的磁化电流i_{dc_magn，i}的各自的电流极限i_sd0，i，这些电流极限在零向量的接通时刻产生电流的零导数。这样，无论所使用的磁化电流的量值如何，方程(23)成立。

例如，通过使用两个不同的磁化电流，获得了一对方程：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_R{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},1}=u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,1}}\\ R_R{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},2}=u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sd}0,2}\end{array}\right.---\left(27\right)$

并且通过消去阈值电压u_th，转子电阻可以被计算为定子电阻的函数：

$R_R=\frac{i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,1}}-i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,2}}}{(i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},1}-i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},2})-(i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,1}}-i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,2}})}{R}_s---\left(28\right)$

还可以从方程对(27)解出阈值电压，其给出：

$u_{\mathrm{th}}=\frac{(i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},1}-i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,1}})i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,2}}-(i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},2}-i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,2}})i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,1}}}{(i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},2}-i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,2}})-(i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},1}-i_{\mathrm{sd}\mathrm{0,1}})}{R}_s---\left(29\right)$

相应地，通过使用多个不同的DC磁化电流，得到了一组方程

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},1}=A+B{i}_{\mathrm{sd}\mathrm{0,1}}\\ i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},2}=A+B{i}_{\mathrm{sd}\mathrm{0,2}}\\ \·\·\·\\ i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn},n}=A+B{i}_{\mathrm{sd}0,n}\end{array}\right.---\left(30\right)$

通过使用线性回归，可以计算与阈值电压和电阻比成比例的回归系数

$\left\{\begin{array}{c}A\≈\frac{u_{\mathrm{th}}}{R_R}\\ B\≈\frac{R_s+R_R}{R_R}\end{array}\right.---\left(31\right)$

并且此外，转子电阻估值和阈值电压估值可以被计算为定子电阻的函数。

$\left\{\begin{array}{c}{R}_R=\frac{R_s}{(B-1)}\\ u_{\mathrm{th}}=\frac{A{R}_s}{(B-1)}\end{array}\right.---\left(32\right)$

由于利用多个测量点执行测量，因此通过(32)获得的估值基本上比通过方程(28)和(29)获得的估值更加准确。

所估计的阈值电压和转子电阻可以被单独地识别并且这些估值不需要在上文给出的实施例中使用。

参数无关的转子时间常数

在估计转子时间常数的上述实施例中，定子和转子电阻的和被假设为已知的(方程(11)、(15)、(18)和(19))。此外，方程(11)和(15)需要转子电阻作为单独的参数。当通过本发明的上述实施例或者通过一些其他方式获得的转子电阻和阈值电压的估值被置于上文提及的方程中时，定子电阻仍是未知的参数。在DC磁化期间可以容易地测量作为电压和电流之间的比的定子电阻。然而，由于频率转换器的平均输出电压典型地由中间电路的DC电压以及由输出开关组合确定，因此通过该方式测量的定子电阻具有某种不确定性。

由于换向延迟和功率级的阈值电压补偿的不确定性，频率转换器的输出电压可能是略微不准确的。由于馈送到电机的电压是小的，因此该不准确在DC磁化期间具有严重的影响。这可以被视为DC磁化期间识别的定子电阻的误差，并且此外，如果基于定子电阻计算转子时间常数，还可以被视为转子时间常数的误差。

当组合上文提及的估计转子时间常数、转子电阻和阈值电压的实施例时，可以几乎与任何参数无关地计算转子时间常数。在本发明的该实施例中，执行两次单独的零向量测试。在第一测试(图8，测试1)中，通过电流i_{dc_magn1}使电机磁化直至获得稳定的状态。随后在时刻t₀移除脉冲并且在时刻t_z0启动零向量。由于零向量，电流开始增加并且在时刻t_z达到局部最大值i_{sdz_max}。

在第一测试之后，执行该实施例的第二阶段。在第二阶段(测试2)中，结合用于确定转子时间常数和阈值电压的实施例来执行相似的零向量测试。在该情况中，使用DC电流i_{dc_magn2}使电机磁化，此后在时刻t₀移除脉冲(使功率级钝化)。当电流下降到测试1中获得的局部最大值i_{sdz_max}的水平时，激活零向量。测试2的目的在于，当通过所提及的电流使电机磁化并且在电流处于所提及的局部最大值的水平时激活零向量的情况下，找到使电流响应具有零导数的磁化电流i_{dc_magn2}。

通过使用上文描述的用于找到零导数(图4至7)的方法，使得i_sd0被替换为i_{sdz_max}，可以搜索适当的磁化电流。然而，在该情况中，不同于电流极限i_sd0，磁化电流被改变。例如，在图4的情况中，磁化电流应减小，而在图5的情况中，磁化电流应增加。

当产生定子电流的零导数的磁化电流已被找到时，根据方程(23)

R_Ri_{dc_magn2}＝u_th+(R_s+R_R)i_{sdz_max}    (33)

当方程(33)被代入方程(11)(使得i_{dc_magn}被替换为i_{dc_magn1})时，获得了关于转子时间常数的估值：

$\⇒{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\ρ}}=\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\ζ}}-{\mathrm{\τ}}_0}{\mathrm{\λ\ν}\left(\frac{{\mathrm{\ι}}_{\mathrm{\δ\χ}\_\mathrm{\μ\α\γ\ν}1}}{{\mathrm{\ι}}_{\mathrm{\δ\χ}\_\mathrm{\μ\α\γ\ν}2}}\right)}---\left(34\right)$

如所看到的，在根据方程(34)的式中，电机参数不需要是已知的。由于类似方程(11)，方程(34)不考虑时段t_z0...t_z期间的转子磁通的衰减时的定子电流的增加，因此该式包含小的误差。该误差取决于电机参数，并且在这种意义上，方程(34)并不完全与电机参数无关。

在方程(15)中引入了考虑时段t_z0...t_z期间的定子电流的增加的更准确的估值。也可以结合本实施例使用同一方程。当方程(33)被代入方程(15)时，获得了：

$\⇒{\mathrm{\τ}}_r=\frac{t_{z0}-t_0}{\ln \left(\frac{{\mathrm{\τ}}_r{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}1}}{i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}2}({\mathrm{\τ}}_r+t_z-t_{z0})-\underset{t_{z0}}{\overset{t_z}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}}\left(t\right)\mathrm{dt}}\right)}---\left(35\right)$

类似方程(34)，方程(35)不需要任何电机参数。通过使用方程(35)，可以获得转子时间常数的更加准确的估值。另一方面，与方程(35)相关的问题在于，转子时间常数是以隐含形式存在的并且为了将其解出，需要迭代。然而，通过总是将前一次计算的估值代入方程右手侧的对数函数中，通过迭代算法容易地解开了该方程。由于方程的右手侧并非高度依赖于对数函数的自变量中使用的转子时间常数，因此迭代非常迅速地收敛。

理论上，如果L等效电路准确地表示电机的动态特征，则方程(35)产生的估值与其他电机参数完全无关。实际上，在时刻t₀铁损对电流导数的影响是相当大的，并且因此给出零导数的磁化电流i_{dc_magn2}可能不同于使用L等效电路的参数计算时应得到的磁化电流。

出于该原因，可取的是，如图9中指出的，执行两次零向量测试，在此之前在某个时段中使脉冲钝化，使得当零向量被激活时电流总是零。这些测试基本上与图3中的测试相类似。然而，该情况中的思路是按如下方式使用两个不同的磁化电流i_{dc_magn1}和i_{dc_magn2}：零向量期间的定子电流的最大值在量值上相等。换言之，在图9中，i_{sdz_max1}＝i_{sdz_max2}＝i_{sdz_max}。由于在图9的情形中，t_z02＞t_z01因此在测试2中，磁化电流i_{dc_magn2}必须高于磁化电流i_{dc_magn1}，从而补偿时段t_z01...t_z02期间的转子磁通的衰减。

通过假设转子磁通基于方程(12)从时刻t₀到时刻t_z1和t_z2根据同一指数规律衰减，获得了

$\left\{\begin{array}{c}{L}_M{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}1}{e}^{-(t_{z1}-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r=(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max })}{\mathrm{\τ}}_r-R_R\underset{t_{z01}}{\overset{t_{z1}}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}1}\left(t\right)\mathrm{dt}\\ L_M{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}2}{e}^{-(t_{z2}-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}=(u_{\mathrm{th}}+(R_s+R_R)i_{\mathrm{sdz}\_\max }){\mathrm{\τ}}_r-R_R\underset{t_{z02}}{\overset{t_{z2}}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}2}\left(t\right)\mathrm{dt}\end{array}\right.---\left(36\right)$

零向量期间的电流脉冲是相同的，并且因此

$\underset{t_{z01}}{\overset{t_{z1}}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}1}\left(t\right)\mathrm{dt}=\underset{t_{z02}}{\overset{t_{z2}}{\∫}}{i}_{\mathrm{sd}2}\left(t\right)\mathrm{dt}$

方程对(36)的右手侧具有相同的量值，并且获得了

$L_M{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}1}{e}^{-(t_{z1}-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}=L_M{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}2}{e}^{-(t_{z2}-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}---\left(37\right)$

如果当磁化电流从i_{dc+_magn1}增加到i_{dc_magn2}时主电感未饱和，则将其从方程(37)约去，使得转子时间常数是唯一未知的。

从方程(37)可以如下解出转子时间常数：

$i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}1}{e}^{-(t_{z1}-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}=i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}2}{e}^{-(t_{z2}-t_0)/{\mathrm{\τ}}_r}$

$\⇔e^{(t_{z2}-t_{z1})/{\mathrm{\τ}}_r}=\frac{i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}2}}{i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}1}}$

$\⇔{\mathrm{\τ}}_r=\frac{t_{z2}-t_{z1}}{\ln \left(\frac{i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}2}}{i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}1}}\right)}---\left(38\right)$

因此，在优选实施例中，首先通过磁化电流i_{dc_magn1}使电机磁化。在磁化之后在时刻t₀将变频器的开关控制为不导通状态。在时刻t_z01控制变频器产生零向量并且定子电流开始上升。在时刻t_z1定子电流达到其最大值i_{sdz_max1}并且开始衰减。

使用不同的磁化电流i_{dc_magn2}使电机再次磁化并且重复相似的过程。目的在于找到利用零向量时的磁化电流和相应的时间常数，其产生具有对应于测试的第一阶段中获得的最大值的最大值的定子电流。

可能必须通过重复测试的第二阶段来搜索所期望的磁化电流。通过使磁化电流的量值变化或者使利用零向量的时刻变化，可以改变零向量期间的定子电流的最大值。在图9中示出了第二磁化电流i_{dc_magn2}高于第一磁化电流i_{dc_magn1}。然而，该实施例的操作不需要首先使用较低的电流。关于电流的唯一要求是电流具有不同的量值。

一旦找到第二磁化电流和零向量期间的定子电流的最大值的时刻，则可以使用方程(38)计算转子时间常数，其中还使用第一磁化的磁化电流的量值以及第一阶段期间的定子电流的最大值的时刻。

由于零向量期间的电流脉冲是相同的，因此如下条件成立：

t_z1-t_z01＝t_z2-t_z02

因此在方程(38)中，可以使用时间差t_z02-t_z01替换时间差t_z2-t_z1，导致了

${\mathrm{\τ}}_r=\frac{t_{z02}-t_{z01}}{\ln \left(\frac{i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}2}}{i_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}1}}\right)}---\left(39\right)$

由于较之最大电流之间的时间差，可以更加准确地确定零向量的接通时刻之间的时间差，因此来自方程(39)的转子时间常数的估值给出了比方程(38)更准确的结果。

通过推断在时刻t₀+t_z02-t_z01的最后的测试中的转子磁通ψ_R2必须等于第一测试中的在时刻t₀的转子磁通ψ_R1，还可以通过更加直接的方式得到方程(39)。这归因于如下事实，在这些时刻之后的相等的时段(＝t_z01)期满之后接通零向量，并且它们产生具有准确地同一量值的电流脉冲。

因此，可以推断如下关系成立并且直接导致方程(39)

${\mathrm{\ψ}}_{R1}\left(t_0\right)={\mathrm{\ψ}}_{R2}(t_0+t_{z02}-t_{z01})={\mathrm{\ψ}}_{R2}\left(t_0\right)e^{-(t_{z02}-t_{z01})/{\mathrm{\τ}}_r}$

${\⇔L}_M{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}1}=L_M{i}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{magn}2}{e}^{-(t_{z02}-t_{z01})/{\mathrm{\τ}}_r}---\left(40\right)$

主电感

从通过本发明的实施例获得的估值可以计算作为转子时间常数和转子电阻的积的主电感L_M，即

L_M＝R_Rτ_r    (41)

由于通过本发明的方法估计的转子时间常数和转子电阻也是准确的，因此通过方程(41)计算的主电感是准确的。

控制系统

图10示出了可用于实施本发明的方法的控制系统的示例。该控制系统是在用于按所期望的方式控制电机的频率转换器的正常操作期间使用的。该控制系统产生针对频率转换器的功率级的控制信号。根据用于控制电机的调制方案在频率转换器的调制器中计算该控制信号。

在图10中，控制系统包含电流控制器、电压控制器和在dq坐标系统中操作的调制器。在DC磁化期间，电流控制器输出电压基准，该电流控制器根据关于磁化电流i_{dc_magn}的基准控制电流的d分量，并且相应地将电流的q分量控制为零。通过这些控制动作，迫使电流向量处于角度θ的方向上，该方向给出了磁化方向并且因此给出了d轴的方向。电压基准被变换到定子参照系中并且被馈送到电压控制器并被进一步馈送到控制功率级的调制器。连接到频率转换器的感应电机产生电流响应，基于所测量的相电流和磁化θ的方向将该电流响应变换到dq坐标系统中。优选地，角度θ被选择为处于感应电机的相位的方向上，但是也可以被任意地选择。

可以按如下方式结合上文描述的确定转子时间常数而使用该控制系统。在时刻t＝t₀(见图2)，识别模块通过将参数mod_ena设定为假(False)而使频率转换器的功率级钝化，这将输出开关元件设定为关状态并且当电机的端子电压设定为通过转子磁通的衰减感生的电压时，将相电流设定为零。在时刻t＝t_z0，识别模块激活功率级并且通过将参数mod_ena和zero_force设定为真(True)，迫使使用零电压向量。在零电压向量期间，识别模块根据方程(11)确定电流i_sd的最大值(i_{sdz_max})及其时刻t_z，用于确定转子时间常数。

通过顺序控制使能信号zero_force和mod_ena可以通过图10的控制系统相似地实施本发明的其他实施例。信号zero_force迫使利用零向量(时刻t_z0、t_z01和t_z02)并且信号mod_ena使功率级钝化(时刻t₀)。在图10的示例中，通过向调制器给出电压基准来支配零向量。可替选地，也可以通过直接控制输出开关元件来利用零向量而不使用图10中图示的电压基准。

如上文结合不同实施例详细描述的，本发明的不同的实施例可能需要不同次数的DC磁化、功率级钝化和零向量强迫应用。图10中的识别逻辑模块关注于控制本发明的过程的各种信号并且还监控定子电流及其导数的量值，用于获得关于i_{sdz_max}、i_{sdz_max1}、i_{sdz_max2}、i_sd、t_z、t_z1和t_z2的值。这些值通过信号被通知给参数计算模块，该参数计算模块使用如上文详细描述的用于计算所需参数的各种方程。

上述控制系统指出了计算所有上述参数。然而，一些参数不需要使用本发明的方法来估计，而一些参数可以使用其他的方法来估计。

对于本领域的技术人员明显的是，随着技术进步，本发明的概念可以通过各种方式实现。本发明及其实施例不限于上文描述的示例，而是可以在权利要求的范围内变化。

Claims (17)

1.一种在感应电机连接到电压源变频器的输出相并且所述感应电机处于停转状态时识别所述感应电机的参数的方法，其特征在于，

通过所述变频器向所述感应电机提供直流DC磁化电流(i_{dc_magn})，

将所述变频器的功率半导体元件控制为关状态，

将所述变频器的所有输出相控制为同一电位，用于提供零电压向量，

测量所述零电压向量期间的定子电流(i_sd)，以及

从在所述零电压向量期间测量的定子电流(i_sd)确定所述感应电机的参数。

2.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是转子时间常数(τ_r)，其中，

所述的测量定子电流(i_sd)包括测量所述零电压向量期间的最大电流(i_{sdz_max})及其时刻(t_z)的步骤，

从以下参数确定转子时间常数(τ_r)：

DC磁化电流(i_{dc_magn})的量值，

所述电机的定子和转子的电阻(R_s、R_R)，

所确定的最大电流(i_{sdz_max})及其时刻(t_z)，

将所述功率半导体元件控制为关状态的时刻(t₀)，以及

所述变频器的阈值电压(u_th)。

3.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是转子时间常数(τ_r)，其中，

所述的测量定子电流包括测量所述零电压向量期间的最大电流(i_{sdz_max})及其时刻(t_z)的步骤，

使用迭代算法从以下参数数值地确定转子时间常数：

DC磁化电流(i_{dc_magn})的量值，

所述电机的定子和转子的电阻(R_s、R_R)，

所确定的最大电流(i_{sdz_max})及其时刻(t_z)，

利用所述零电压向量的时刻(t_z0)，

将所述功率半导体元件控制为关状态的时刻(t₀)，

所述变频器的阈值电压(u_th)，以及

转子时间常数的初始估值。

4.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是转子时间常数(τ_r)，其中，

所述的测量定子电流包括测量最大电流(i_{sdz_max})及其时刻(t_z)，

利用关于所述零电压向量的不同的接通时刻(t_z01、t_z02)，使用同一磁化电流(i_{dc_magn})重复所述最大电流的测量，

从以下参数确定转子时间常数：

所测量的最大电流的时刻(t_z1、t_z2)，

所测量的最大电流(i_{sdz_max1}、i_{sdz_max2})，

所述电机的定子和转子的电阻(R_s、R_R)，以及

所述变频器的阈值电压(u_th)。

5.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是转子时间常数(τ_r)，其中，

所述的测量定子电流包括测量最大电流(i_{sdz_max})，

利用关于所述零电压向量的不同的接通时刻(t_z01、t_z02)，使用同一磁化电流(i_{dc_magn})重复所述最大电流的测量，

从以下参数确定转子时间常数：

关于零电压向量的接通时刻(t_z01、t_z02)，

所测量的最大电流(i_{sdz_max1}、i_{sdz_max2})，

定子和转子的电阻(R_s、R_R)，以及

所述变频器的阈值电压(u_th)。

6.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是所述电机的转子电阻(R_R)，其中，

所述的将所述变频器的输出相控制为同一电位包括如下步骤：其中将所述输出相控制为同一电位，使得紧随开关之后的定子电流(i_sd)的导数是零，以及

所述的测量定子电流(i_sd)包括在开关之后立即测量定子电流的步骤，其中从以下参数计算转子电阻(R_R)：

所测量的定子电流(i_sd0)，

磁化电流(i_{dc_magn})的量值，

所述变频器的阈值电压(u_th)，以及

所述电机的定子电阻(R_s)。

7.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是所述电机的转子电阻(R_R)，其中，

所述的将所述输出相控制为同一电位包括如下步骤：其中将所述输出相控制为同一电位，使得紧随开关之后的定子电流(i_sd)的导数是零，

所述的测量定子电流包括在开关之后立即测量定子电流的步骤，以及

利用不同的磁化电流(i_{dc_magn，1}、i_{dc_magn，2}、i_{dc_magn，n})使所述步骤重复一次或多次，用于获得两个或更多个定子电流值(i_sd0，1、i_sd0，2、i_sd0，n)和磁化电流(i_{dc_magn，1}、i_{dc_magn，2}、i_{dc_magn，n})的量值，

其中从以下参数计算转子电阻：

所测量的定子电流(i_sd0，1、i_sd0，2、i_sd0，n)，

磁化电流(i_{dc_magn，1}、i_{dc_magn，2}、i_{dc_magn，n})的量值，以及

所述电机的定子电阻(R_s)。

8.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是所述变频器的阈值电压(u_th)，其中，

所述的将所述输出相控制为同一电位包括如下步骤：其中将所述输出相控制为同一电位，使得紧随开关之后的定子电流的导数是零，以及

所述的测量定子电流包括在开关之后立即测量定子电流的步骤，其中从以下参数计算所述变频器的阈值电压：

所测量的定子电流(i_sd0)，

磁化电流(i_{dc_magn})的量值，

所述电机的转子电阻(R_R)，以及

所述电机的定子电阻(R_s)。

9.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是所述变频器的阈值电压(u_th)，其中，

所述的将所述输出相控制为同一电位包括如下步骤：其中将所述输出相控制为同一电位，使得紧随开关之后的定子电流的导数是零，

所述的测量定子电流包括在开关之后立即测量定子电流的步骤，以及

利用不同的磁化电流使所述步骤重复一次或多次，用于获得两个或更多个定子电流值(i_sd0，1、i_sd0，2、i_sd0，n)和磁化电流(i_{dc_magn，1}、i_{dc_magn，2}、i_{dc_magn，n})的量值，

其中从以下参数计算所述变频器的阈值电压：

所测量的定子电流(i_sd0，1、i_sd0，2、i_sd0，n)，

磁化电流(i_{dc_magn，1}、i_{dc_magn，2}、i_{dc_magn，n})的量值，以及

所述电机的定子电阻(R_s)。

10.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是转子时间常数，其中，

所述的测量包括测量所述零电压向量期间的最大电流(i_{sdz_max})及其时刻(t_z)的步骤，

所述方法进一步包括以下步骤：

a)通过第二磁化电流向所述感应电机提供DC磁化，

b)将所述变频器的所述功率半导体元件控制为关状态，

c)当定子电流下降到所测量的最大电流值(i_{sdz_max})时，将所述变频器的所有输出相控制为同一电位，用于提供零电压向量，以及确定紧随控制输出开关之后的定子电流的导数，

如果所确定的定子电流的导数不是零，则改变第二磁化电流(i_{dc_magn，2})的值并且重复以上步骤a)、b)和c)，

从以下参数计算转子时间常数：

所述零电压向量期间的定子电流的最大电流(i_{sdz_max})的时刻(t_z)，

将所述功率半导体元件控制为关状态的时刻(t₀)，

产生所测量的最大电流(i_{sdz_max})的磁化中使用的磁化电流(i_{dc_magn，1})的量值，以及

产生定子电流的零导数的第二磁化电流(i_{dc_magn，2})的量值。

11.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是转子时间常数，其中，

所述的测量包括测量所述零电压向量期间的最大电流(i_{sdz_max})及其时刻(t_z)的步骤，

所述方法进一步包括以下步骤：

a)通过第二磁化电流向所述感应电机提供DC磁化，

b)将所述变频器的所述功率半导体元件控制为关状态，

c)当定子电流下降到所测量的最大电流的值时，将所述变频器的所有输出相控制为同一电位，用于提供零电压向量，以及确定紧随控制输出开关之后的定子电流的导数，

如果所确定的定子电流的导数不是零，则改变第二磁化电流(i_{dc_magn，2})的值并且重复以上步骤a)、b)和c)，

从以下参数计算转子时间常数：

所述零电压向量被激活的接通时刻(t_z0)

所述零电压向量期间的定子电流的最大电流的时刻(t_z)，

将所述功率半导体元件控制为关状态的时刻(t₀)，

产生所测量的最大电流(i_{sdz_max})的磁化中使用的磁化电流(i_{dc_magn，1})的量值，

产生定子电流的零导数的第二磁化电流(i_{dc_magn，2})的量值，以及

转子时间常数的初始值。

12.如权利要求11的方法，其特征在于，使用所计算的转子时间常数作为迭代中的转子时间常数的初始值，迭代地计算转子时间常数。

13.如权利要求1至12中的任一权利要求所述的方法，其特征在于，在磁化之后，不同于将所述变频器的功率半导体元件控制为关状态，将所述功率半导体元件控制为产生具有与磁化中使用的电压向量相反的极性的电压向量。

14.如权利要求1的方法，其特征在于，所识别的参数是转子时间常数，其中，

所述的测量包括测量所述零电压向量期间的最大电流(i_{sdz_max})及其时刻(t_z1)的步骤，

所述方法进一步包括以下步骤：

a)通过第二磁化电流(i_{dc_magn，2})向所述感应电机提供DC磁化，

b)将所述变频器的功率半导体元件控制为关状态，

c)将所述变频器的所有输出相控制为同一电位，用于提供零电压向量，以及测量所述零电压向量期间的定子电流的最大值及其时刻(t_z2)

如果定子电流的最大值不等于第一磁化期间测量的最大电流(i_{sdz_max})，则改变第二磁化电流(i_{dc_magn，2})的值并且重复以上步骤a)、b)和c)，

从以下参数计算转子时间常数：

所述零电压向量期间的定子电流的最大电流(i_{sdz_max})的时刻(t_z1、t_z2)，

产生所测量的最大电流(i_{sdz_max})的磁化中使用的磁化电流(i_{dc_magn，1})的量值，以及

产生具有等于所述第一磁化的最大值的最大值的定子电流的第二磁化电流(i_{dc_magn，2})的量值。

15.如权利要求14的方法，其特征在于，在计算转子时间常数时，使用了利用零电压向量的时刻(t_z01、t_z02)，而非最大电流的时刻(t_z1、t_z2)。

16.如权利要求14或15的方法，其特征在于，不同于改变磁化电流的值，改变利用所述零电压向量的时刻，用于获得具有等于第一磁化期间测量的最大电流的值的最大值的定子电流。

17.一种在感应电机连接到电压源变频器的输出相并且所述感应电机处于停转状态时识别所述感应电机的参数的装置，其特征在于，

变频器被配置为向所述感应电机提供直流DC磁化，以及，所述装置包括：

用于将所述变频器的功率半导体元件控制为关状态的部件，

用于将所述变频器的所有输出相控制为同一电位以用于提供零电压向量的部件，

用于测量所述零电压向量期间的定子电流的部件，以及

用于从所述零电压向量期间测量的定子电流来确定所述感应电机的参数的部件。

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