CN101944853B - 绿色功率变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种绿色功率变换器，该绿色功率变换器免除了传统功率变换器中的脉宽调制PWM技术，无高频工作的功率器件，不产生EMI干扰，同时采用了对称基元SPB、幅高调制AHM和动态整流DR技术，只需把输入功率中的很小一部份进行传统功率变换，就可以获得全部输出功率，即输出功率的绝大部份既不必进行传统功率变换，也不必通过磁芯变压器，输入的交流电压不必整流滤波，无大电感、大电容，因此功率因数为1，而总谐波畸变THD为零；变压器付边采用动态整流，可以获得直流电压，也可以获得交流电压，整机的电路复杂性、功率损耗和故障率都大为降低，可以取代传统功率变换器在所有领域的应用。

Description

绿色功率变换器

技术领域

本发明涉及一种功率变换器。

背景技术

传统功率变换采用脉宽调制PWM技术，电路复杂，调整困难，所有功率器件都工作在高频范围，产生强烈的EMI干扰，使得电网输出的正弦波电压严重畸变，是电力电网的最大污染源，如果没有传统功率变换器，则电力电网世界将是一片蓝天，除了用电设备的投入或断开，再也没有其他污染源。

传统功率变换的全部输入功率，必须经过功率变换才能成为输出功率，所有变换的功率必须通过磁芯变压器，才能到达输出端；输入功率进行传统功率变换，意味着设备的成本、体积、重量、功耗的更多投入和付出，变换的功率经过磁芯变压器，意味着电功率的损耗。

传统功率变换器整机效率85％左右，功率因数PFC60％左右，效率低是进行传统功率变换的必然结果，功率因数低说明污染的严重程度，事实说明，传统功率变换器功耗大、效率低、不环保、不安全。

发明内容

要保证电力电网免受污染，就不能进行传统功率变换，不进行传统功率变换，就没有电脑，没有电视，甚至也没有路灯，则我们的世界将会变得灰暗。现代社会文明进步，多姿多彩，不进行功率变换，是不可能的，于是，我们牺牲电力电网世界的一片蓝天，来换取现代社会的多姿多彩。本发明的目的是：既要保持现代社会的文明进步和多姿多彩，又要还电力电网世界的一片蓝天，即既要进行功率变换，又不对电力电网产生污染，而变换效率可达98％以上。

本发明的整机由基本电路(2)组成，基本电路(2)由单元电路(1)组成，基本电路(2)中包括动态整流电路(3)和幅高调制电路(4)，动态整流电路(3)也由单元电路(1)组成。

本发明免除了传统功率变换器中的脉宽调制PWM技术，主电路无高频工作的功率器件，不产生EMI干扰，同时采用了单元电路、幅高调制电路、和动态整流电路，只需把输入功率中的很小一部份进行传统功率变换，就可以获得全部输出功率，即输出功率的绝大部份既不必进行传统功率变换，也不必通过磁芯变压器，输入的交流电压不必整流滤波，无大电感、大电容，因此功率因数为1，而总谐波畸变THD为零；变压器付边采用动态整流，可以获得直流电路，也可以获得交流电压，整机的电路复杂性、功率损耗和故障率都大为降低。

本发明可以取代传统功率变换器在所有领域的应用，应用范围仅限于各人的想象空间和理解能力，其中包括：

就传统功率变换器而论，有交-交、交-直、直-交、直-直四大类，每大类功率变换器的电路拓朴完全不同，就算同一大类功率变换器，如直-直功率变换器，就有单端、半桥、推挽、全桥、正激、反激等多种拓朴形式；本发明应对于上述四大类功率变换器，进而应对于每一大类功率变换器中的各种电路拓朴，只一种电路形式，就是单元电路，或者说是由单元电路组成的三种基本电路。

在传统功率变换器中，无论是单端电路还是桥式电路，也无论工作波形的占空比是多少，如果变压器中没有直流流过，则变压器原边、付边中脉冲方波的面积，总是关于时间轴为对称的，这里脉冲方波的面积，意味着其中所包含的电压、电流或电功率。正激变换器整流的意义在于把时间轴上方的面积传送到负载，丢弃下方的面积；反激变换器整流的意义在于把时间轴下方的面积传送到负载，丢弃上方的面积；桥式变换器整流的意义在于把两个付边绕组中时间轴上方的面积传送到负载，丢弃下方的面积，这里的“丢弃”意味着功率损耗和电路复杂性的增加，以及效率的降低。

本发明整流的意义在于，亦即动态整流的意义在于：把传送到变压器中的全部电压、电流或电功率，无论是处在时间轴上方的面积，还是处在时间轴下方的面积，都传送到负载。

附图说明

单元电路(1)有两种电路形式：

单元电路(1.1)的场效应管Q1是N沟道，场效应管Q2是P沟道；二极管D1的正极和二极管D2的负极相连，构成端点A，场效应管Q1的漏极和二极管D1的负极相连，其源极接端点B，场效应管Q2的漏极和二极管D2的正极相连，其源极接端点B，场效应管Q1的栅极接驱动信号V1的正极，驱动信号V1的负极接端点B，场效应管Q2的栅极接驱动信号V2的负极，驱动信号V2的正极接端点B；

单元电路(1.2)的场效应管Q1是N沟道，场效应管Q2是P沟道，场效应管Q1的漏极是端点A，场效应管Q2的源极是端点B，场效应管Q1的源极接场效应管Q2的漏极，场效应管Q1的栅极接场效应管Q2的栅极，同时接驱动电压V的正极，驱动电压V的负极接端点B。

基本电路(2)有三种电路形式：

基本电路(2.1)由单元电路(1)和电阻R1组成，单元电路(1)的端点A接输入电压Vin的火线，电阻R1接在输入电压Vin的零线和单元电路(1)的端点B之间，单元电路(1)的端点B就是基本电路(2.1)的输出端；在单元电路(1)的端点B和地之间还可以接升压电容网络(UPnet)和降压电容网络(DNnet)，取代电阻R1；

基本电路(2.2)由单元电路(1)和变压器TX1等组成，单元电路(1)的端点A接变压器TX1初级的异名端，其同名端接输入电压Vin的正极或火线，单元电路(1)的端点B接输入电压Vin的负极或零线，在变压器的付边接动态整流电路(3)；

基本电路(2.3)由单元电路(1)、电阻R1和变压器TX1等组成，单元电路(1)的端点A接变压器TX1初级的异名端，其同名端接输入电压Vin的正极或火线，单元电路(1)的端点B接电阻R2的一端，输入电压Vin的负极或零线接电阻R2的另一端，单元电路(1)的端点B就是基本电路(2.3)的输出端；在变压器TX1的付边接动态整流电路(3)，在单元电路(1)的端点B和地之间还可以接升压电容网络(UPnet)和降压电容网络(DNnet)，取代电阻R2。

驱动信号V1、V2由高频驱动信号发生器(VDrvh)和同步驱动信号发生器(VDrvs)产生的：

高频驱动信号发生器(VDrvh)由集成电路NE555和信号变换电路(SPrs)组成，直流电源V3、V4串联，中间接地，直流电压V3的负极接NE555的脚GND、电容C1、C2的一端，直流电压V4的正极接NE555的脚Vcc、Reset、电阻R7的一端，电容C1的另一端接NE555的脚Thresh，电容C2的另一端接NE555的脚Cntrl，电阻的另一端接NE555的脚Dis，二极管D1的正极接NE555的脚Dis，其负极接NE555的脚Trig，二极管D2和电阻R6串联，二极管D2的正极接NE555的脚Thresh，二极管D6的另一端接NE555的脚Dis，NE555的脚Out通过电阻R3接信号变换电路SPrs的端点IN，信号变换电路SPrs的端点GND接地；

同步驱动信号发生器(VDrvs)由集成电路LM339和信号变换电路(SPrs)组成，直流电源V4、V5串联，中间接地，直流电压V4的负极接LM339的电源脚-，直流电压V5的正极接LM339的电源脚+和电阻R8的一端，电阻R8的另一端接LM339的输出端点Gc，电源V3的负极和电阻R6的一端接地，电阻R6的另一端接LM339的同相输入脚+，电源V3的正极通过电阻R7接LM339的同相输入脚+，LM339的反相输入脚-接地，LM339的输出端点Gc通过电阻R3接信号变换电路SPrs的端点IN，信号变换电路(SPrs)的端点GND接地；

信号变换电路(SPrs)由光耦U1、U2等组成，光耦U1的二极管部份的阴极接输入端点IN，其阳极接端点GND，光耦U1的三极管部份的发射极通过电阻接电源V2的负极，同时接三极管Q2的集电极，光耦U1的三极管部份的集电极接电源V1的正极，同时接三极管Q1的集电极，、三极管Q1、Q2的发射极接在一起构成输出端点Gb，同时通过电阻R2接端点GND；光耦U2的二极管部份的阳极接输入端点IN，其阴极接端点GND，光耦U2的三极管部份的发射极通过电阻接电源V2的负极，同时接三极管Q4的集电极，光耦U2的三极管部份的集电极接电源V1的正极，同时接三极管Q3的集电极，、三极管Q3、Q4的发射极接在一起构成输出端点Ga，同时通过电阻R5接端点GND。

动态整流电路(3)有四种电路形式：

动态整流电路(3.1)由单元电路(1.1)和两个电阻构成，单元电路(1.1)的两个场效应管Q1、Q2的源极分开，场效应管Q1的源极接电阻R1的一端，构成输出端点P+，场效应管Q2的源极接电阻R2的一端，构成输出端点N-，、电阻R1、R2的另一端接输出端点N，单元电路(1.1)的端点A构成输入端点L；

动态整流电路(3.2)由单元电路(1.1)和一个电阻构成，电阻R1的一端接单元电路(1.1)的端点A，构成输出端点P+，其另一端构成输出端点N-和输入端点N，单元电路1.1端点A构成输入端点L；

动态整流电路(3.3)由两个单元电路(1.2)和两个电阻构成，两个单元电路(1.2)的端点A接在一起构成输入端点L，第一单元电路(1.2)的端点B接电阻R1的一端，构成输出端点P+，第二单元电路1.2的端点B接电阻R2的一端，构成输出端点N-，、电阻R1、R2的另一端构成输入端点N；

动态整流电路(3.4)由四个单元电路(1.2)组成，第一、第三单元电路(1.2)的端点A接在一起，构成输出端点P+，第二、第四单元电路(1.2)的端点B接在一起，构成输出端点N-，第一单元电路(1.2)的端点B和第四单元电路(1.2)的端点A接在一起，构成输入端点L，第三单元电路(1.2)的端点B和第二单元电路(1.2)的端点A接在一起，构成输入端点N。

幅高调制电路(4)由30个集成电路组成：

集成电路U3的同相端接整流电压Vd，反相端接电阻R3和电阻R10，输出端通过电阻R4接直流电压V3的正极，同时接集成电路U4的端点B，电阻R3的另一端接电压V3的正极，电阻R10的另一端接地，电容C4也经电压V3并联，交流检测电压V1的火线接二极管D1的阳极和二极管D3的阴极，其零线接二极管D2的阳极和二极管D4的阴极，、二极管D1、D2的阴极同时接电阻R2的一端，、二极管D3、D4同时接电阻R11的一端，、电阻R2、R11同时接集成电路U3的端点B；集成电路U4的端点A通过电阻R12接地，端点RST通过电阻R5接直流电压V3的正极，端点CRext通过电容C1接端点Cext，通过电阻接电压V3的正极，端点QP接、集成电路U5、U9的一端；

二集成电路U12的同相端接整流电压Vd，反相端接电压V2的正极，输出端通过电阻R20接电压V3的正极，同时接集成电路U13的端点B；集成电路U13的端点A通过电阻R26接地，端点RST通过电阻R21接电压V3的正极，端点CRext通过电容C2接端点Cext，通过电阻R17接电压V3的正极，端点QP接集成电路的另一端，同时接集成电路U29的输出端；

集成电路U19的同相端接整流电压Vd，反相端接电压V29的正极，输出端通过电阻R20接电压V3的正极，同时接集成电路U13的端点B；集成电路U13的端点A通过电阻R26接地，端点RST通过电阻R21接电压V3的正极，端点CRext通过电容C2接端点Cext，通过电阻R17接直流电压V3的正极，端点QP接集成电路的另一个输入端，同时接集成电路U29的输出端；

集成电路U27的同相端同时接电阻R47、R56的一端，，反相端同时接电阻R48、R55的一端，输出端通过电阻R49接电压V3的正极，同时接集成电路U28的端点B，电阻的另一端接电压V3的正极，电阻R55、R56的另一端接地，电容C6和电阻R56并联；集成电路U28的端点A通过电阻R57接地，端点RST通过电阻R50接电压V3的正极，端点CRext通过电容C5接端点Cext，通过电阻R46接直流电压V3的正极，端点QP同时六集成电路U16的端点E1、E2和集成电路U29、U30的输入端点，端点QN接集成电路U6的端点Rst；

集成电路U6的端点UP接集成电路U5的输出端点，端点Down接集成电路U9的输出端点，端点PL、D0、D1、D2通过电阻R43接电压V3的正极，端点D3接地，端点Q0、Q1、Q2、Q3接集成电路U16的端点A0、A1、A2、A3；

集成电路U1、U7、U10、U14、U17、U21、U23、U25、U2、U8、U11、U15、U18、U22、U24、U26的时钟输入端分别接集成电路U16的数据输出端Q0-Q15，端点SET通过电阻R43接地，端点RST接集成电路U29、U30的输出端，数据输入端点D接集成电路U13的输出端点QP，输出端点Q分别通过电阻R8、R15、R22、R27、R32、R38、R44、R53、R9、R16、R23、R28、R33、R39、R45、R54接到开关S1-S16的正输入端，到开关S1-S16的负输入端接地，电阻R6、R7、R13、R14、R18、R19、R24、R25、R29、R30、R36、R37、R41、R42、R51、R52分别与到开关S1-S16并联，然后依次串联，始端电阻R6的另一端接电压V5的正极，末端R52的另一端接电阻R58的一端，电阻R58的另一端电压V5的负极，同时接地。

升压电容网络(UPnet)和降压电容网络(DNnet)由N阶电容网络组成，每阶都有左右两臂：

升压电容网络(UPNet)的左臂：二极管D1的阴极接电容C1的一端，形成本阶的起点Begin1，电容C1的另一端接二极管D3的阳极和场效应管Q2的漏极，场效应管的源极形成本阶的终点End1，二极管的阳极接输入电源正极，二极管的阴极接输入电源负极，升压电容网络(UPNet)的右臂：二极管D2的阳极接电容C2的一端，形成本阶的起点Begin2，电容C2的另一端接二极管D4的阴极和场效应管Q1的漏极，场效应管Q1的源极组成本阶的终点End2，二极管的阴极接输入电源负极，二极管的阳极接输入电源正极；

降压电容网络(DNnet)的左臂：二极管D1的阳极接电容C1的一端，形成本阶的端点Begin1，电容C1的另一端接二极管D3的阴极，形成本阶的端点End1，二极管的阴极接输出电压的正极，二极管的阳极接输出电压的负极，降压电容网络(DNnet)的右臂：二极管D2的阴极接电容C2的一端，形成本阶的端点Begin2，电容C2的另一端接二极管D4的阴极，形成本阶的端点End2，二极管的阳极接输出电压的负极，二极管D4的阴极接输出电压的正极；上一阶的端点End接下一阶的端点Begin，形成多阶升压电容网络和多阶降压电容网络；包络为正弦波的方波驱动信号(VEnvl)。

图1是单元电路(1.1)，市电正半周，栅极驱动信号V2正电平，Q2导通，电流从二极管D1进入，经过功率器件Q2后，从其源极流出；市电负半周，栅极驱动信号V6负电平，Q4导通，电流从功率器件Q4的源极流入，经过二极管D4后，从其阴极流出，Q2和Q4的源极接在一起。

图2是单元电路(1.2)，栅极驱动信号V1是正负对称电平，市电正半周，栅极驱动信号V1为正电平，Q1导通，电流从功率器件Q1的漏极流入，经过功率器件Q3体内二极管后，从其阴极流出；市电负半周，栅极驱动信号V1为负电平，Q3导通，电流从功率器件Q3的源极流入，经过功率器件Q1体内二极管后，从其阴极流出。

单元电路是一种奇妙的电路组合，在绿色功率变换器中无处不在，而在传统功率变换器中却绝对没有，它包括一对功率二极管和一对MOS管，在本发明中是最基本的、可以按照需要进行装配的功能部件，可以直接对交流电压或直流电压进行处理和操作，应用在绿色功率变换器的所有环节，两种单元电路功能完全相同，但用途略有差异。单元电路中MOS管的极性可以相同，也可以不同，与其相接的二极管因MOS管极性的不同而适当改变正负极的方向，以使电流可以流动而构成回路，在处理直流的场合，与MOS管相接的二极管可以省略。

图3是基本电路(2.1)，设加在单元电路的A点和地之间的电压V11是正弦波信号，在两个栅源极间加等幅方波信号V10、V12，则将在源极电阻R5上产生包络为正弦波的方波信号Vb，此信号亦称电压切割信号，图60是基本电路(2.1)产生电压切割信号的仿真波形。

图4是基本电路(2.2)，设加在变压器和地之间的电压V19是正弦波电压，在两个栅极上加等幅的方波信号V20、V22，将在变压器TX3的原边和付边绕组产生包络为正弦波的双边带电压，图61是其仿真波形，上部份是输入电压V19的波形，下部份是变压器付边电压Vs的波形。如果不加大电容滤波，则变压器付边电压波形的包络是正弦波，通过动态整流后，得到与市电同频同相的正弦波电压。如果输入电压是直流，则直流已经变成交流，绿色功率变换器进行交-交、直-交功率变换，竟是如此简单。基本电路(2.2)用来产生一个补偿电压，此电路亦称电压补偿电路。基本电路(2.2)产生补偿电压，用的是传统功率变换，其效率为85％左右，补偿电路中TX3的付边采用桥式整流，可得到直流补偿电压，对直流进行补偿，采用动态整流电路，产生交流补偿电压，对交流进行补偿。

图5是基本电路(2.3)，设加在变压器和地之间的电压V24是正弦波电压，在两个栅源极加等幅的方波信号V28、V31，则将在源极电阻R21上产生包络为正弦波的方波电压，在变压器TX4的原边和付边绕组产生包络为正弦波的双边带电压，图62是其仿真波形，最上是输入正弦波电压，中间是变压器付边产生的包络为正弦波的双边带方波电压，下面是源极输出的包络为正弦波的方波电压。

如果在场效应管Q25、Q26的栅极和地之间加基本电路(2.1)产生的电压切割信号Vb，无论漏极加何种电压，只要漏极电压大于栅极电压，就会在源极电阻上产生包络为正弦波的方波电压，此电压精确跟踪栅极信号，即栅极电压如同一把利刃，把漏极电压切下其形状与栅极电压完全相同的一部份，故基本电路(2.3)亦称电压切割电路。

如果栅极切割信号是正弦波，漏极加与切割电压等幅的直流电压，则在源极电阻上得到与直流电压等幅、与切割电压的包络同形状的输出电压，这就是直流逆变的工作原理；如果栅极切割信号是正弦波，漏极加与切割电压等幅但不同频率的交流电压，则在源极电阻上得到与漏极电压等幅、与栅极切割电压同频率、两种不同频率电压的公共部份的输出电压，这就是变频的工作原理。漏极电压被切割后的剩余部份，在TX4中进行传统功率变换，工作过程和结果与补偿电压的情况相同。

基本电路(2.2、2.3)的共同漏极，都接有磁芯变压器，由于输入电压是正弦波，又没有整流滤波，当栅极加方波驱动信号后，变压器的付边产生包络为正弦波的双边带方波电压；看上去正负半周幅度相差较大，但幅度大的脉冲窄，幅度小的脉冲宽，其面积或平均值是相等的。如果驱动脉冲的占空比等于0.5，则时间轴上下的脉冲幅度是相等的，占空比偏离0.5越多，正负脉冲幅度相差越大。

图6是高频驱动信号发生器VDrvh，集成电路NE555接成占空比可调的基本振荡器，供电电压由V26、V30串联，中心接地，在R22上输出电压Gc，Gc相对于中心地是一个对称方波电压，此信号接入图8所示信号变换电路SPrs，最后产生互补的、正负对称的驱动信号Ga、Gb。

图7中的同步驱动信号发生器VDrvs，集成电路LM339接成通用比较器电路，供电电压与图6同，其同相端接市电电压，反相端接地，当市电压不等于零时，比较器的输出产生跳变，在电阻R23上产生输出电压Gc，Gc相对中心地是一个对称方波电压，此信号接入图8所示信号变换电路SPrs，最后产生互补的、正负对称的驱动信号Ga、Gb。

图8中的信号变换电路SPrs由光耦U1、U2组成，对称方波信号Gc从In接入，正半周时，Gc通过光耦U2在电阻R12上产生正压降Va，此压降同时加在Q22、Q24的基极，由于发射极电阻R14接中心地，对于Q22、Q24相当于加上了正负对称方波电压，因此在电阻R12上形成正负对称的方波电路Ga；负半周时，Gc通过光耦U1在电阻R13上产生正压降Vb，此压降同时加在Q21、Q23的基极，由于发射极电阻R13接中心地，对于Q21、Q23相当于加上了正负对称方波电压，因此在电阻R13上形成正负对称的方波电压Gb。图6、图7产生的信号电压Ga、Gb是互补的、正负对称的、隔离的，本发明中的MOS管只用到上述两种驱动信号，就是高频驱动信号和市电同步驱动信号，以后使用时将不再重复说明。

图63是图6和图8共同产生的高频驱动信号的仿真波形，从上到下依次是：555产生的正负对称方波电压Gc，电阻R12上产生的相对于中心地的正负对称方波信号Va，电阻R11上产生的相对于中心地的正负对称方波信号Vb，电阻R14上产生的相对于中心地的正负对称方波信号Ga，电阻R13上产生的相对于中心地的正负对称方波信号Gb。

图64是图7和图8共同产生的同步驱动信号的仿真波形，波形名称和意义同上。

图9是动态整流电路(3.1)，场效应管Q17、Q18组成的单元电路SBP，其漏级接有变压器，是基本电路(2.2)，输入正弦波电压V13没有经过整流滤波，当栅极接对称方波驱动信号V9时，在变压器TX2的付边产生包络为正弦波的双边带方波电压Vs，Vs可以分成四个不同的部份，即前10毫秒的上、下部份和后10毫秒的上、下部份，V14-V17是周期为20ms的市电同步信号，其中V15、V16延时10ms，V14、V17延时0ms，根据二极管D11-D14的方向可知，D11、Q13支路选择前10ms的上部份电压，于是在源极电阻R6上得到只有正半波的馒头波电压Va+，D13、Q15支路选择后10ms的下部份电压，于是在源极电阻R7上得到只有负半周的馒头波电压Va-，D14、Q16支路选择前10ms的下部份电压，于是在源极电阻R9上得到只有负半周的馒头波电压Vb-，D12、Q14支路选择后10ms的上部份电压，于是在源极电阻R8上得到只有正半周的馒头波电压Vb+，当输出电压从Q13、Q15的源极取得，则输出电压是全波整的馒头波电压Va2x，当输出电压从Q15、Q17的源极取得，则输出电压是全波整流的馒头波电压Vb2x，Va2x和Vb2a的波形完全相同。

图65是输出电压的仿真波形，从上到下依次是：输入电流电压Vi，变压付边电压Vs，以及整流馒头波电压Va+、Va-、Va2x、Vb+、Vb-、Vb2x。从图65的仿真波形可以看到，尽管TX2付边电压波形Vs关于X轴并不对称，但经过整流和小电容C6、C7、C8、C9滤波后，电压波形Va+和Va-，Vb+和Vb-都关于X轴为对称，Va2x和Vb2x每10ms的幅值也是相等的，充分证明前述关于变压器付边双边带电压的论断：看上去正负半周幅度相差较大，但幅度大的脉冲窄，幅度小的脉冲宽，其面积或平均值是相等的。

图10是动态整流电路(3.2)，场效应管Q9、Q10组成的单元电路SBP，其漏级接有变压器，是基本电路(2.2)，输入正弦波电压V3没有经过整流滤波，在高频方波信号V9的驱动下，变压器TX1付边产生包络为正弦波的双边带方波电压Vs，和上述情况相同，但由于Q5、Q7的源极连到一起，Q6、Q8的源极连到一起，在共同源极电阻R2、R3上分别得到正负正弦波电压Vsinx和V(-sinx)。

图66是动态整流电路(3.2)的输出电压仿真波形，从上到下依次是：输入电压Vi，付边包络为正弦波的双边带电压Vs，电阻R3上的输出电压V(-sinx)，电阻R2上输出的电压Vsinx。

图11(A)是动态整流电路(3.3)，场效应管Q19、Q20组成的单元电路(1.2)，其漏级接变压器TX2，是基本电路(2.2)，输入正弦波电压Vi没有经过整流滤波，栅极加正负对称方波驱动信号V11，在TX2的付边产生包络为正弦波的双边带方波电压Vs。

图11(A)中的Q5、Q11和Q6、Q12分别组成两个单元电路(1.2)，驱动信号V5、V9是同步方波驱动信号，周期10ms，正负对称，两者相位相反，正方向驱动Q5、Q6，负方向驱动Q11、Q12，根据单元电路(1.2)的原理可知，第一个单元电路(1.2)得到的是前10ms上部的电压，电容C2上的电压上正下负，波形同Vs前10ms上部份波形的包络，第二个单元电路(1.2)得到的是后10ms下部份的电压，电容C3上的电压上负下正，波形同Vs后10ms下部份波形的包络，从Q11、Q12源极输出V2sinx的电压，幅值是Vs的2倍，与输入电压V4同频同相。可以看到，Vs前10ms下部份电压和Vs后10ms上部份电压并没有取出，相当于半波整流电压。

图11(B)是动态整流电路(3.4)，Q3、Q9，Q4、Q10，Q15、Q21，Q16、Q22分别组成四个单元电路(1.2)，驱动信号V6、V7、V12、V13都是周期20ms的正负对称方波，反相，根据单元电路(1.2)的原理可知，前10ms驱动信号的负半周到来的时候，Q9、Q10、Q21、Q22导通，Q3、Q4、Q15、Q16体内二极管组成了一个正的整流桥，整流的结果，使得前10ms双边带方波电压Vs在时间轴下方的波形，翻到时间轴的上方来，在负载电阻R3上得到前10ms正的馒头波电压；后10ms驱动信号的正半周到来的时候，Q3、Q4、Q15、Q16导通，Q9、Q10、Q21、Q22体内二极管组成了一个负的整流桥，整流的结果，使得后10ms的双边带方波电压Vs在时间轴上方的波形，翻到时间轴的下方来，在负载电阻R3上得到后10ms负的馒头波电压。电阻R3上正负两个馒头波电压形成了正弦波一个完整周期的电压波形，其幅值与变压器付边电压Vs的幅值相同，与输入电压同频、同相，Vs前后10ms，时间轴上下的波形全部到达负载，相当于全波整流电路。

图67是C型和D型动态整流电路输出电压的仿真波形，从上到下依次是：输入电压V4，变压器付边电压Vs，C型动态整电路输出电压V2sinx，D型动态整电路输出电压Vsinx，可以看到V2sinx的幅值是Vsinx的2倍。

图12是幅高调制电路(4)的原理电路，Q3、Q6组成单元电路(1.1)，源极接有电阻R6，是典型的基本电路(2.1)，负载电阻上的电压跟综栅极电压Vf，Vf由机内产生的参考电压Vc提供，Vc略高于市电Vi，以防止栅极控制失灵。当：1)负载R5变化，2)市电波动，3)温度发生变化，栅极电压Vf会出现波动，输出电压Vo也会随之波动，为了补偿这种波动，保持输出电压Vo恒定，必须适时调整栅极电压Vf，保持栅极电压恒定，以补偿上述三种原因引起的波动。

要保持直流电压恒定，有很多可供选择的电路，但本处栅极参考电压Vf是正弦波交流电压，以现有电路而论，没有任何一种电路可以稳定交流电压；诚然，脉宽调制PWM技术，能够稳定直流和交流电压，但其工作原理是以调节高频脉冲的脉宽为基础的(其弊端前已述及)，本发明的主功率部件并不进行传统功率变换，无脉宽可调，因此，要保持栅极电压Vf恒定，只有适时调节栅极偏置电阻R1或R5。

幅高调制电路(4)技术正是自动、适时调节偏置电阻R1或R5的阻值，间接调节正弦波交流参考电压Vf的幅值，使其保持恒定，其工作原理如下：

当输入电压Vi上升或下降，或负载电阻R6增加或减小时，源极输出电压Vo的幅值上升或下降，仍在直流参考电压V1和V2之间时，如图68的中间波形所示，幅高调制电路无动作；

当输入电压Vi上升，或者负载电阻R6增加时，源极输出电压Vo的幅值上升到大于直流参考电压V1，如图68的最上层波形所示，为了使Vo保持稳定，必须使Q3、Q6的栅极电位下降，这时可以使偏置上位电阻R1增加，R1不断增加，Vo就会不断下降，当Vo的幅值下降到小于直流参考电压V1以后，R1就不再增加，Vo也就不再下降，如图68的中间波形，保持输出电压Vo的幅值小于V1；

当输入电压Vi下降，或者负载电阻R6减小时，源极输出电压Vo的幅值下降到小于直流参考电压V2，如图68的最下层波形，为了使Vo保持稳定，必须使Q3、Q6的栅极电位上升，这时可以使上偏置电阻R1减小，R1不断减小，Vo就会不断上升，当Vo的幅值上升到大于直流参考电压V2以后，如图68的中间波形，R1就不再减小，Vo也就不再上升，保持输出电压Vo的幅值大于V2。

上述动态调整的结果，便得输出电压Vo的幅值只在直流参考电压V1、V2之间变化，而V1、V2可以预先人为设定，亦即输出电压Vo的幅值和稳压精度可以预先人为设定。这里R1的变化不是连续的，而是量化或数字化的，其方法是把电阻R1的可调部份分成N等份，每一等份电阻与一个数字开关并联，开关断开，表示这一等份电阻接入或增加，开关闭合，表示这一等份电阻短路或减少，开关的断开和闭合，由数字电路自动控制，速度极快。

幅高调制电路技术用数字电路控制电阻R1可调部份的微变增量，本质上是控制了功率器件Q3、Q6栅极正弦波动态参考电压Vf的幅值，故称幅高调制，本法的巧妙之处在于，参考电压是直流低电压，控制的对象却是交流高电压。在实际应用中，N可以取8或者16，实现的电路比较简单，如果N取值过大，电路会变得比较复杂。幅高调制电路AHM和脉宽调制PWM有异曲同工之妙，可以集成各种芯片，N可以取较大的值，电压的调节更精确、更平滑，应用起来更方便。

幅高调制电路AHM技术根据交流电压Vo的幅值，自动、适时调节偏置电阻R1或R2的阻值，其外部电路非常简单，一个是控制对象：交流输出电压Vo，一个是目标对象：电阻R1或R2，在实际电路中，可以用一个标注控制对象Vo的电阻，来等效幅高调制电路的全部电路，等效电阻的标注方法如下：AHMn(Vo)No，AHM表示幅高调制电路，n表示目标对象可调阻值范围，(Vo)表示控制对象，No表示元件的序号。

图13是幅高调制电路的实际电路，工作过程如下：U3、U4组成同步信号发生器，产生与市电同步的时钟信号Clk，U12、U13组成是电压高检测电路，当输出电压大于V1时置位，U19、U20组成电压低检测电路，当输出电压小于V2时复位，U27、U28组成开机复位信号发生电路，输出Clr和RST信号。

R6、R7、R13、R14、R18、R19、R24、R25、R29、R30、R36、R37、R41、R42、R51、R52等16个电阻和S1-S16等16个开关并联，U1、U7、U10、U14、U17、U21、U23、U25、U2、U8、U11、U15、U18、U22、U24、26等16个D型触发器(74LS74)控制开关S1-S16的断开和闭合，即控制R1等16个电阻的断开和接入，U6是四位BCD可逆计数器，预置数据端位D0-D2通过电阻R47接高电平，D3接地，预置数据为0111，四位计数输出端Q0-Q3接U16四位译码器的数据输入端A0-A3，U16把U6计数得到的四位BCD码译成16位控制信号Q0-Q15，每一位控制信号对应一个U1等16个D型触发器之一，每一个D型触发器控制以R6等16个电阻的断开和接入，这16个电阻就是图12的电阻R1的可调部份，与R6等16个电阻串联的电阻R58是图16的电阻R2，V5是图12中的控制电压Vc，直流参考电路V1、V2分别为3.0V和2.9V。

U3是比较器LM339，反相端接略大于零的低电平V0，同相端接输出电压Vo整流后的馒头波电压Vd，当此电压大于V0时，U3输出高电平，当此电压低于V0时，U3输出低电平，则在U3的输出端得到与市电同步的方波电压，此电压接到U4的输入端B；U4是单稳触发器，其输入端B是高电平触发，C1、R1决定了其输出的单脉冲为5ms，则在U4的输出端QP得到周期为10ms，脉宽为5ms时钟信号Clk，请参考图1013中Clk的仿真波形。

U12是比较器LM339，反相端接参考电压V1＝3V，同相端接输出电压Vo整流后的馒头波电压Vd，当输出电压Vo整流后的馒头波电压大于V1时，U12输出高电平，当此电压低于V1时，U12输出低电平，则在U12的输出端得到与市电半周期同步的方波电压，此电压接到U13的输入端B；U13是单稳触发器，其输入端B是高电平触发，C2、R17决定了其输出的单脉冲周期略大于5ms，则在U13的输出端QP得到直流电平而不是方波电压，亦即单稳触发器U13成为一个可重复触发单稳触发器。

U19是比较器LM339，反相端接参考电压V2＝2.9V，同相端接输出电压Vo整流后的馒头波电压Vd，当此电压大于V2时，U19输出高电平，当此电压低于V2时，U19输出低电平，则在U19的输出端得到与市电半周期同步的方波电压，此电压接到U20的输入端B；U20是单稳触发器，其输入端B是高电平触发，C3、R31决定了其输出的单脉冲周期略大于5ms，则在U20的输出端QP得到直流电平而不是方波电压，亦即单稳触发器U19成为一个可重复触发单稳触发器。

U27是比较器LM339，反相端接V3电压的一半，同相端所接电压略大于反相端电压，同时接有电容C5，当开机加电时，由于电容C5两端电压不能突变，同相端所加电压是0V，U27输出低电平，当C5两端电压上升到大于反相端电压时，U27输出高电平，则在U27的输出端得到开机加电复位和清除信号Clr，此电压接到U28的输入端B；U28是单稳触发器，其输入端B是高电平触发，C5、R46决定了其输出的单脉冲周期为1ms，则在U28的输出端QP得到开机加电复位和清除信号Clr，请参考图23中Clr的仿真波形。

四位BCD码可逆计数器U6(74LS193)的计数结果Q0-Q3直接进入4-16译码器(74LS156)U16的A0-A3，每一个确定的4位BCD码通过译码器后，与输出端Q0-Q15中确定的一位相对应，译码器的输出接到U1等16个D型触发器的时钟输入端，与4位BCD码相对应的那个D型触发器动作。

开机时，U28的QN输出1ms的负脉冲，使U6复位，复位脉冲过后，QP使U16选中，同时通过U29、U30使U1等16个D型触发器复位，S1等16个开关断开，R6等16个电阻接入电路，参考电压Vf的幅度最小。输出交流电压Vo由D1-D4组成的桥整流成馒头波电压，此电压和直流电压V1、V2进行比较，有三种情况发生：

1、当此电压幅值小于直流电压V1、大于直流电压V2时，U13的QP和U20的QN都输出低电平，时钟信号Clk不能通过与门U5、U9，U6的Up、Down无脉冲信号，U6计数停止。无论U1开头的16个D型触发器的数据端、时钟端接何种电平，开关S1-S16不动作，参考电压Vf不变，则输出电压Vo的幅值保持在允许范围之内，仿真波形请参考图69。

2、当此电压幅值大于直流电压V1、也大于直流电压V2时，U13的QP输出高电平，U20的QN输出低电平，时钟信号不能通过U5而能通过U9，进入U6的输入端Down，于是U6开始减一计数，直到输出电压Vo的幅值小于V1时，U6停止计数。因为U20的QP输出高电平，由三极管Q1反相，所以U1开头的16个D型触发器的数据端D接的是低电平，如果某个D型触发器的时钟端有脉冲到来，则其输出端Q为低电平，此低电平使得与之相连的开关断开，与开关并联的电阻接入电路，则参考电压Vf降低，输出电压Vo也随之下降。只要输出电压Vo的馒头波电压Vd的幅值大于直流电压V1(3.0V)，U6就不断进行减1计数，计数结果经LS154译码，最后总是和一个D型触发器相对应，使得与之想联系的开关断开，对应电阻接入电路，其结果是参考电压Vf不断下降，输出电压Vo也随之不断下降，仿真波形请参考图70。

3、当此电压幅值小于直流电压V1、也小于直流电压V2时，U13的QP输出低电平，U20的QN输出高电平，时钟信号不能通过U9而能通过U5，进入U6的输入端Up，于是U6开始增一计数，直到输出电压Vo的幅值大于V2时，U6停止计数。因为U20的QP输出低电平，由三极管Q1反相，所以U1开头的16个D型触发器的数据端D接的是高电平，如果某个D型触发器的时钟端有脉冲到来，则其输出端Q为高电平，此高电平使得与之相连的开关闭合，与开关并联的电阻短路，则参考电压Vf升高，输出电压Vo也随之上升。只要输出电压Vo的馒头波电压Vd的幅值小于直流电压V2，U6就不断进行加1计数，计数结果经LS154译码，最后总是和一个D型触发器相对应，使得与之相关联的开关闭合，电阻短路，其结果是参考电压Vf不断上升，输出电压Vo也随之不断上升，仿真波形请参考图71。

升压电容网络UPnet由N阶电容网络组成，图14中，从Begin到End是网络的一阶电路图，每阶都有左右两臂，电路完全对称；降压电容网络DNnet由N阶电容网络组成，图15中，从Begin到End是网络的一阶电路图，每阶都有左右两臂，电路完全对称。

具体实施方式

具体实施方式1：交流逆变电源。

图16是交流逆变电源，MOS管Q25、Q27等组成A型单元电路SBPA，在其共同漏极接变压器TX2，构成基本电路(2.2)，变压器付边是Q17、Q18、Q19、Q20、Q23、Q24、Q28、Q29组成的动态整流电路(3.4)，C2是起平滑作用的电容，V17是市电，V18、V19、V25、V26是正负对称的VDvrs型同步驱动信号，V22、V24是VDvrh型高频驱动信号。设输入电压V17的幅值为280V，变压器TX1的变比是1：0.3，负载电阻R7是50欧，则电阻R7上输出幅值为80V的交流电压Vo。图72的仿真波形中，依次是输入电压Vi、变压器付边包络为正弦波的双边带方波电压Vs、输出电压Vo，可以看到，输出电压与输入电压同频、同相，是变压器付边双边带电压波形的包络，改变驱动信号V22、V24的脉宽，即占空比，可对输出交流电压Vo进行自动调整。

具体实施方式2：直流逆变电源。

图17是直流逆变电源，MOS管Q33、Q34、Q37、Q38组成主电路，由于输入电压是直流，组成单元电路的MOS管极性相同，同时免除与之相接的二极管。外加电压V16是311V的直流电压，驱动信号V24、V25是50Hz的方波信号，V25滞后10ms，驱动信号G1、G3是由Q29、Q30产生的包络为正弦馒头波的高频方波信号，G3滞后10ms，前10ms期间，Q33、Q38导通，直流电压经TX3原边绕组、Q33、R12、Q38形成回路，在R12上产生与G1包络相同的正弦正向馒头波高频方波电压，在TX3的付边产生双边带正弦馒头波高频方波电压，后10ms期间，Q34、Q37导通，直流电压经TX3原边绕组、Q34、R12、Q37形成回路，在R12上产生与G3包络相同的正弦负方向馒头波高频方波电压，在TX3的付边产生后10ms双边带正弦馒头波高频方波电压，经过20ms，在电阻R12上形成完整的包络为正弦波的高频方波电压Voa，在TX3付边形成完整的双边带正弦波高频方波电压Vs，电压Vs经Q25、Q26、Q31、Q32、Q35、Q36、Q39、Q40组成的D型动态整流电路后，产生正弦波输出电压Vob，TX3的变比和G1、G3的脉宽可控制和调节Vob的幅值。

G1、G3的产生：Q27、Q28的源极分别接电阻R10、R11，栅源极接高频方波驱动信号V17、V18，漏极分别接周期20ms、占空比50％的方波信号V19、V20，V20滞后10ms，于是在电阻R10、R11上获得包络周期为20ms、占空比为50％的高频方波信号Vr3、Vr4，其中Vr4比Vr3滞后10ms。机内产生的50Hz、幅值322V的正弦波信号经过D1-D4组成的全桥后，产生馒头波信号，加在Q29、Q30的漏极，它们的源极分别通过电阻R13、R14接地，栅源极分别接R10、R11上的驱动信号Vr3、Vr4，则在源极电阻R13、R14上各获得幅值320V、包络为正弦波的一半馒头波信号G1、G3。

图73是各点电压的仿真波形，从上到下依次是：驱动信号Vr3、Vr4，驱动信号G1、G3，TX3付边双边带电压Vs，R12输出的正弦波电压Voa，动态整流DR所产生的正弦波电压Vob。

设切割下来的正弦波为ASinx，则切割后剩余部份的表达式为S＝A-ASinx，S是正弦函数ASinx反转后平移的结果，仍为正弦函数，所以在变压器TX3付边得到的双边带方波电压，其包络仍旧是正弦波。

Q33、Q34构成主切割电路，Q37、Q38引导电流换向，其作用相当于交流输入时，与MOS管相接的二极管。R12上的输出电压Voa紧跟栅极电压G1、G3，其幅值低一个Vgs，经过电容C10滤波后，其波形不再是方波电压，而是与栅极信号G1、G3包络相同的正弦波电压。

Q33、Q34组成的切割电路把加在漏极的直流电压切下正弦波电压Voa，面积是输入电压的64％，切割后的剩余部份占输入电压面积的36％，这部份电压在TX3中经过传统功率变换，产生正弦波电压Vob。Voa是切割下来的源极电压，其变换效率为100％，Vob是通过TX3进行传统功率变换后的输出电压，其变换效率为85％，设这部份的功率损耗为P1，P1＝36％*(1-85％)＝5.4％，则有用功即总效率为94.56％。

具体实施方式3：交流稳压电源。

图18是交流稳压电源的原理电路，功率器件Q1、Q3组成A型单元电路SBPA，在共同源极接有电阻R7，构成基本电路(2.1)，幅高调制等效电阻AHM20k(Vo)1和电阻R6是Q1、Q3栅极的偏置电路，输入电压Vi是幅值为360V的正弦波。输出电压Vo跟踪Q1、Q3的栅极电压，当上偏置电阻在10k到100k之间变化时，输出电压Vo在300V到170V之间变化，即交流输出电压是可调的，图74是输出电压的仿真波形；当负载电阻R7、输入电压Vi、或温度T发生变化时，输出电压Vo会发生相应变化，此时幅高调制电路(4)启动，闭环控制的结果，使得输出电压保持恒定。幅高调制等效电阻AHM20k(Vo)1的标注意义是：上偏置电阻AHM1的可调阻值范围是20k，控制对象是输出电压Vo。

设输入电压250V，源极输出电压220V，输出电流20A，则有30V的交流电压降在Q1、Q3的漏源极，功率损耗为600W，整机效率为88％。为了使Q1、Q3漏源30V交流电压不致发热浪费，Q1、Q3组成的单元电路的漏极接变压器TX1，把这一部份功率(12％)进行传统功率变换，与输出电压Vo并行输出，如图19所示。

图19中，Q13、Q14组成的单元电路(1.1)的共同漏极接变压器TX1，演化成基本电路(2.3)，在两个功率器件Q13、Q14的栅极加VDvrh型高频驱动信号V8、V10，外加电压V1为250V，源极输出电压Voa为220V，则变压器原边绕组和Q13、Q14漏源压降之和为30V。由于Q13、Q14工作在饱和区附近，其漏源压降很小，30V电压基本上都加在变压器的原边，TX1的变比为11，则在TX1的付边产生幅值接近311V、包络为正弦波的双边带方波电压，此电压经过动态整流电路(3.4)后，得到正弦波电压Vob。图75是输出电压的仿真波形，从上到下依次是：输入电压Vi、变压器付边双边带方波电压Vs、源极输出电压Voa、变压器付边输出电压Vob，从仿真波形可以看到，输出电压Voa、Vob与输入电压Vi同频同相。

由于输出电压和输入电压串联，输入电流和输出电流相同，计算效率时，功率可用电压代替，输入电压250V，其中220V由源极输出，剩30V经过传统功率变换，其变换效率为85％，这部份输出电压为30*85％＝25.5V，因此实际输出为220+25.5＝245.5V，效率等于输出功率除以输入功率，因此，图19交流稳压器的整机效率为245.5/250＝98.2％。输入功率的绝大部份(88％)由源极输出，直达输出端，不必通过磁芯变压器，这部份功率的变换效率是100％，只有极小部份功率(12％)要进行传统功率变换，并通过磁芯变压器传递功率。图19的电路中，Q13、Q14组成的基本电路(2.3)像一把刀，把输入正弦波电压Vi切割成两部份，一部份是输出交流电压Voa，另一部份是变压器原边电压Vp，因此，图19的电路是电压切割电路。

既要保证输出电压Voa为恒定的正弦波电压，又要保证变压器TX1的工作频率，加在Q1、Q2的栅极驱动信号必须是包络为正弦波的方波电压，其幅值应与输出电压略高，其频率应与变压器的工作频率相当；另外，当输入电压低于220V时，必须进行电压补偿，以达到额定输出电压值。

图20是交流稳压器的主电路，由Q57、Q58组成的基本电路(2.2)，加上变压器的付边电路，是一个交流逆变电源，与图16的电路相同。逆变器的输出电压与输入电压Vi串联，即电阻R16上输出的交流电压Vr16与输入交流电压Vi串联，R16的下端接输入电压Vi的火线，R2的另一端接输出端点Vc，改变驱动信号V38的脉宽，即占空比，可对输出电压Vc进行自动调整。

由Q49、Q50组成的基本电路(2.1)，在其栅极加VDvrh型驱动信号，当外加交流电源V35时，在源极电阻R18上输出包络为正弦波的方波信号，其包络的幅值比栅极电压低一个Vgs，其频率与栅极所加VDvrh型驱动信号的频率相同。由Q51、Q54组成的基本电路(2.3)及其变压器的付边电路，组成一个交流稳压器，与图19的电路完全相同，当电阻R18输出的、包络为正弦波的方波信号加到Q51、Q54的栅极时，可保证其源极的输出电压Voa是额定幅值的正弦波电压，也可保证变压器TX4的工作频率，变压器TX4付边的输出电压Vob在端点Va与源极输出电压Voa并联输出。幅高调制等效电阻AHM30k(Voa)1与电阻R18串联，当AHM30k(Voa)1变大时，R18上输出的包络为正弦波的方波信号幅值变小，反之亦然，间接控制了输出电压Voa的幅值。

图20的交流稳压电源工作过程如下：当输入电压Vi在正常范围时，补偿电路和切割电路不启动，输出电压就是输入电压Vi；当输入电压过高时，切割电路启动，补偿电路不启动，输出电压为Va；当输入电压过低时，切割电路不启动，补偿电路启动，输出电压为Vc；电压Vi、Va、Vc的接入和断开，有专门开关进行控制(请参考不间断电源UPS)。

具体实施方式4：直流稳压电源。

图21是直流稳压电源的原理电路，输入电压V2经过D3、D4、D13、D14组成的整流桥，产生馒头波电压Vd，此电压通过电阻R1加在MOS管Q2的漏极，Q2的源极通过电阻R9接地，其栅极接方波驱动信号V3，源极产生包络为馒头波的方波信号Vc，Vc通过D11、D12、D15组成的稳压管堆削波，成为平顶馒头波切割信号，加在MOS管Q4的栅极。Q4和变压器TX1、电阻R8组成的电路是基本电路(2.3)，即切割电路的一半，在Q4的源极电阻R8上得到与切割信号相同的平顶馒头波电压，TX1的付边电路产生的双边带方波电压通过全桥整流后，得到直流电压Vob，Voa、Vob的幅度相同，两路直流电压并行输出。

幅高调制等效电阻AHM50k(Voa)1，可调阻值是50k，调节对象是输出交流电压Voa，输出电压Vob的调整有两个途径，一是TX1的变比，是粗调，二是切割方波的脉宽，是细调。

图78是各点电压的仿真波形，从上到下依次是：输入电压经整流后的馒头波电压Vd、切割电压Vc、Q2源极输出电压Voa、TX1付边双边带电压Vs、桥式整流得到的输出电压Vob，这里Voa、Vob未加大电容滤波，是单向脉动电压。

采用平顶波切割的好处是可以进一步提高整机效率，图76是切割方式的比较演示图，要输出250V直流电压，可以用幅值为250V的正弦波信号切割输入电压，但切割后的剩余部份，明显大于用250V直流信号切割输入电压的剩余部份，切割的剩余部份越少，需要进行传统功率变换的功率越少，效率也就越高，本直流稳压电源采用的完整切割信号如图77所示。设输入交流电压为220V，输出直流电压250V，则输入电压面积为P1＝220*1.414*2＝622(V)，削波的头部面积为P2＝51.45，整机效率可计算如下：

电阻R8上输出的平顶馒头波电压面积为P1-P2＝(622-51.45)＝570.55，这部份的变换效率是100％，头部面积51.45需要进行传统功率变换，效率为85％，则这部份的有用功率为51.45*85％＝43.73，整机效率为：(570.55+43.75)/622＝98.75％，当输出电压更高时，整机效率也更高。

具体实施方式5：交流不间断电源UPS。

在交流稳压电源的电路上，附加直流电压接入电路和输出电压控制电路，就成为不间断电源UPS，具体电路如图22。

功率器件Q4、Q10、Q5、Q11、Q6、Q12组成三个基本电路(2.1)，作为交流电压的开关工作，三者统称输出电压控制电路，此电路是交流稳压电源的一部份(请参考交流稳压电源)。当输入电压在正常范围时，与端口Vi相接的单元电路启动，输入电压在源极电阻R2上形成压降，成为输出电压Vo；当输入电压过高时，与端口Va相接的单元电路启动，切割电路产生的电压Va在电阻R2上形成压降，成为输出电压Vo；当输入电压过低时，与端口Vc相接的单元电路启动，补偿电路产生的电压Vc在电阻R2上形成压降，成为输出电压Vo。

功率器件Q9、Q3组成的基本电路(2.1)是充放电电路，功率器件Q2、Q8组成的基本电路(2.1)是电压极性转换电路，功率器件Q1、Q7组成的基本电路(2.1)是方波转换电路，三者统称为直流电压接入电路。当蓄电池电压低于额定值时，Q3启动，输入交流电压Vi经过D3、Q3对蓄电池V13充电，当蓄电池电压高于额定值时，Q3断开，停止充电。

市电停电时，输入电压Vi为零，Q9启动，蓄电池电压通过Q9、D9输出周期20ms、脉宽10ms、与市电同步的正方波电压；前10ms期间，此电压分两路，一路通过D1、Q1，在电阻R上形成方波电压Vp的正半周，另一路电压通过D2、Q2和D14对电容C1充电，形成上正下负的电容电压Vc5；后10ms期间，蓄电池无输出，电容C5上的电压Vc5的正极通过Q8、D8接地，其负极通过D7、Q7在电阻R1上形成方波电压Vp的负半周，电阻R1上形成的50Hz方波电压Vp直接进入输入电压母线。

方波电压Vp进入输入电压母线后，根据高于、低于额定电压二种情况，与交流电压时完全一样，进行相同的处理和控制，即大于额定值时进行切割，小于额定值时进行补偿，切割和补偿的结果，输出电压Vo都是正弦波电压(请参考直流逆变电源)。

具体实施方式6：直流不间断电源UPS之无变换器不间断电源。

不间断电源UPS这一名称的全部意义，不但意味着输出电压不间断，同时还意味着输出电压的目的，主要是给计算机及其外设提供电能。由于计算机及其外设都采用开关电源，交流电源进入计算机后的第一步，就是进行整流，把交流电压整成直流电压，输入电压是交流电压还是直流电压，对于计算机及其外设说来，并不重要，因此直流电压可以直接进入计算机及其外设。直流不间断电源UPS的全部意义，具备同样的含意：即不但意味着输出电压不间断，同时还意味着输出电压的目的，主要是给计算机及其外设提供电能。

图23是无变换器不间断电源的主电路图，由MOS管Q1、Q2组成的A型单元电路的源极接蓄电池V2，有市电时，市电V1直接向负载供电，MOS管Q2栅极控制电压Gp为低，Q2截止。当蓄电池电压低于额定值时，Q1栅极控制信号Gn为高，Q1导通，市电经二极管D1、MOS管Q1对蓄电池V2充电，当蓄电池电压大于额定值时，Q1栅极控制信号Gn为低。Q1关断，充电停止；当市电停电时，MOS管Q2栅极控制信号Gp为高，Q2导通，蓄电池电压通过Q2、D2向负载供电。本实施方式没有任何功率变换器，故称无变换器不间断电源。

无变换器不间断电源在有市电时，直接输出市电，当市电停电时，直接输出蓄电池直流电压，市电和蓄电池直流电压未经任何功率变换。之所以能够如此，是基于以下两点原因：其一，计算机及其外设在市电的场合运行得很正常，之所以要安装UPS，完全是因为市电会意外中断而不是其他原因。其二，计算机及其外设并不一定要求交流供电，直流供电会更好。

具体实施方式7：直流不间断电源UPS之无功耗不间断电源。

图24是无功耗不间断电源的主电路图，与图23的无变换器不间断电源相比，多出了由二极管D8、D9、D18、D19组成的全桥电路。无功耗不间断电源UPS的输入电压只经过整流电路，整机只有相当于一个二极管PN结所产生的功耗，其功耗极小，故称无功耗不间断电源。

无功耗不间断电源在有市电时，输出的是市电经整流后的馒头波脉动电压，当市电停电时，输出的是蓄电池单边下降的直流电压，之所以能够如此，是基于以下两个原因：其一，计算机及其外设都采用了开关稳压电源，输入电压恒定不恒定，对计算机及其外设来说，并无区别。其二，计算机及其外设并不一定要求交流电压供电，直流电压供电会更好。

具体实施方式8：直流不间断电源UPS之无逆变器不间断电源。

图25是无逆变器不间断电源的主电路图，与图24的无功耗不间断电源相比，多出了由Q57、Q58组成的电压补偿电路，补偿电路产生的补偿直流电压与输入市电整流后的馒头波电压Vd或蓄电池输出的直流电压V55串联，当输入市电低于额定值时，可控硅SCR1关断，补偿电压和Vd或V55叠加成输出电压Vo，由于补偿电压是进行传统功率变换(PWM)而来，调节脉宽可使输出电压Vo保持恒定；当市电不低于额定值时，补偿电路关闭，SCR1开通，其余工作过程与无功耗不间断电源完全相同。

无逆变器不间断电源在有市电时，输出的是市电经整流后的馒头波Vd与补偿电压Vc叠加后的恒定电压Vo，当市电停电时，输出的是蓄电池直流电压V1与补偿电压Vc叠加后的恒定电压Vo，无逆变器不间断电源没有逆变器，直流不再变换成交流，因为计算机及其外设并不一定要求交流电压供电，直流电压供电会更好。

图26是无逆变器不间断电源的交流检测和蓄电池检测电路，电路分两部份，前部份是交流检测电路，比较器LM339的同相端接参考交流电压整流后的馒头波电压Va，反相端接输入市电整流后的馒头波电压Vd。当输入市电在额定范围之内，电压Vd大于电压Va，比较器LM339输出低电平，使开关S1关断；当输入市电小于额定范围或停电时，电压Vd小于电压Va，比较器LM339输出高电平，使开关S1开通，于是信号电压V30加在Q56的栅源之间，Q56导通，蓄电池电压输出提供负载电流。

后部份是蓄电池检测电路，蓄电池电压E01接到光耦4N33二极管部份的阳极，通过电阻R14形成回路，三极管部份接成射极跟随器，经过电阻R12、R18和R11、R19分压后，接入时钟芯片555/ALD的Trig和Thresh端，当蓄电池电压在正常范围时，555/ALD输出低电平，当蓄电池电压低于额定值时，555/ALD输出高电平，使开关S2开通，信号电压V31加在Q55的栅源之间，Q55导通，整后的馒头波电压对蓄电池进行充电。

本电路与无逆变器不间断电源有三个接口信号：Gp、Gn、E01，无功耗不间断电源和无变换器不间断电源也有同样的三个接口信号，信号的定义完全相同，因此，本检测电路适合上述三种直流不间断电源。

具体实施方式9：交流恒流电源。

图27是交流恒流电源，由Q47、Q48组成的基本电路(2.1)，在其共同漏极接输出电阻R17，在源极电阻R10、R11上分别并联稳压二极管D39、D38，由功率MOS管特性可知，漏源电流只和栅极电压有关，当栅极电压不变时(由稳压二极管D39、D38稳压)，其漏源电流也不变，当负载发生变化，或输入电压发生变化时，输出电流不变。图79是输出电流的仿真波形，负载电阻R17从10欧变到50欧时，输出电流保持恒定；图80是输出电压的仿真波形，负载电阻R17从10欧变到50欧时，R17上输出电压从60V变化到280V，也说明负载电流恒定。

具体实施方式10：直流恒流恒压电源。

图28是直流恒流恒压电源，输入市电经过D15、D16、D25、D26组成的全桥整电路后的馒头波电压，加在MOS管Q29的漏极，同时加在由电阻R1和稳压管D21、D23、D24、D27串联的稳压管堆上，每个稳压管是75V，Q1的栅极被钳位在300V电平，其源极通过电阻R8接地，则在R8上产生300V削波的平顶馒头波电压，此电压通过电阻R7加在MOS管Q30的源极，其漏极通过电阻R9接地，栅源极接稳压二极管D17。根据MOS管的特性，漏源电流仅和栅极电压有关，栅极电压不变，漏源电流也不变，现在Q30的栅极电压被稳压二极管D3钳位在一定的电平，因此其漏源电流不变，输出恒流电流；当负载电阻R5的阻值增大到其上电压超过允许值时，Q29输出恒压，限制了R5输出电压继续增加，保持恒压功能。

图81是输出电流的仿真波形，负载电阻R4从8欧变到30欧，流过负载电阻R18的电流基本不变；图82是输出电压的仿真波形，负载电阻R18从8欧变到30欧，其上电压从50V变化到200V，说明其中通过的电流保持恒定。

具体实施方式11：辅助电源。

图29是辅助电源，电路中MOS管Q15、Q17，Q16、Q18组成两个A型单元电路SBPA，它们的共同源极分别接电阻R4、R5，构成基本电路(2.1)，外接电源V20是幅值311V市电，驱动信号V14、V18、V15、V19都是周期20ms、脉宽1ms的方波，延时依次是：0ms、10ms、9ms、19ms，分别取正弦波过零前后1ms区间的电压，如图83是各点电压的仿真波形，从上到下依次是：输入交流电压Vi，栅极驱动电压V1、V2、V3、V4，电阻R4上的输出电压Vp，电阻R5上的输出电压Vn。V1-V4是区间选择脉冲，可以看到，选择脉冲和输出电压尖头区间一一对应。图84是经过大电容滤波后的正负对称直流电压，幅值接近80V，如果选择选择不同脉宽，可以得到不同幅值的输出直流电压。

电网污染，功率因数低，主要原因是有太多的容性负载，容性负载的特点是仅利用正弦波峰值附近区间小部份电压，如果从过零开始的区间利用正弦波电压，不但开发了一个能源大宝库，而且可以大大改善电网的污染程度。

本辅助电源正是利用了过零附近区间的正弦波电压，适当选择MOS管驱动信号的脉宽，想要多低的辅助电压，就可以有多低。当选择驱动信号脉宽0.5ms时，输出对称电压为30V左右，此电压也可以整流后得到直流正电压。

具体实施方式12：极性反转电源。

图30是极性反转电源，功能是把电压的极性取反。MOS管Q1、Q12的共同源极接电阻R5和C7、D20的串联支路，D20的阴极接地，输入电压V12是正电压，驱动信号V9、V10是50Hz的方波。前10ms期间，Q11导通，V12在电阻R5上形成10ms的方波电压，同时通过D20向电容C7充电，极性上正下负；第二个10ms到来的时候，Q11截止，Q12导通，把C7的正电压端接地，二极管D17把输出负电压，于是在电阻R6上得到10ms的负方波电压。图85的仿真波形是正负脉冲电压，要得到对称直流输出，可以加大滤波电容，实际上，图49左边的电路，也是一个方波逆变电源。极性反转电源，在后续的具体实施方式中经常用到。

具体实施方式13：交流到交流N阶升压电源。

图31是交流到交流N阶升压电源，左右两边电路完全对称，现以N＝4为例。MOS管Q11、Q4组成A型单元电路，源极接N阶升压电容网络UPnet，Q1、Q8组成的单元电路，其共同源极接电阻R1和电容C1，两个单元电路都接成基本电路(2.1)。对于升压电容网络第一阶，正半周期间，Q11通，V34通过二极管D7、D11、D17和Q23对电容C2充电，负半周期间，Q4导通，V34通过二极管D9、D12、D18和Q38对电容C3充电，升压电容网络的其他三阶充电方式完全相同。充电和放电是同时进行的，正半周期间，Q4、Q15、Q21、Q27、Q8导通，电容C3、C10、C17、C23上的电压迭加后在电阻R1上形成负向压降，负半周期间，Q11、Q18、Q24、Q30、Q1导通，电容C2、C9、C16、C22上的电压迭加后在电阻R1上形成正向压降，充电和放电交替进行，输出电压Vo较输入电压V11滞后半个周期。图86是输出电压的仿真波形，中间正弦波是311V市电波形，外层是已经升压到接近1200V的方波输出电压。

本电源的效率可估算如下：

负载电阻R1是1k，输出电压1200V，则输出电流1.2A，正半周和负半周网络电容上的电压是迭加输出，充电电流和放电电流可认为相同。二极管正向饱和压降为1.2V，MOS管饱和导通电阻为0.75欧，每个充电通道有三个二极管，一个MOS管，其电压损耗是：

U1＝1.2*3+0.75*1.2＝4.5V

由于电容充电的电路是串联的，电流相同，计算效率可用电压取代，同时四个充电通道的电压损耗完全相同，则充电时的效率η1为：

η1＝(311-4.5)/311＝98.56％

放电通道有四个MOS管，一个二极管，电压损耗为：

U2＝0.75*4*1.2+1.2＝4.8V

同样道理，放电效率η2为：

η2＝(1200-4.8)/1200＝99.6％

于是，总效率η＝η1*η2＝98.56％*99.6％＝98.17％

具体实施方式14：交流到直流N阶升压电源。

图32是交流到直流N阶升压电源，现以N＝4为例，本实施方式与上例有以下两点不同：1)MOS管Q9的源极直接接地；2)在二极管D32的阳极和地之间加接C15和D39的串联支路，D39的阳极接地。

本实施方式是交流输入，但能输出直流，其工作过程与实施方式10不相同的地方是：1)负半周期间，Q9不导通，电容C5、C12、C19、C25上的电压迭加后，通过二极管D39对电容C15充电，C15上的电压方向是上负下正。2)在下一个周期的正半周，Q9导通，把电容C15的负电压端(上端)接地，正电压端(下端)输出电压Vb，此电压通过二极管D33在负载电阻R2上形成正压降。图87是输出电压仿真波形，上面是311V的输入市电Vi，中间是输出电压Va，幅值为1200V的正方波电压，最下面是Vb，幅值也是1200V的正向方波电压，Vb与Va并列输出，相位相同，重叠在一起。

具体实施方式15：直流到交流N阶升压电源。

图33是直流到交流N阶升压电源，与交流到交流4阶升压电源相比，1)在充电端以2个MOS管代替2个二极管，因为是直流输入，要用全控器件MOS管控制充电的时机；2)增加了由C26、D59、Q35组成的极性翻转电路，产生周期20ms、滞后10ms的负向脉冲电压，Q6的漏极相当于加上交流负半周电压，此后的工作过程与交流到交流N阶升压电源完全相同。图88是输出电压的仿真波形，0.2和0.4中间的直线是输入300V直流电压V+，0和-0.3中间的方波电压是极性翻转电路产生的-300V的脉冲电压V-，最外层是1200V对称方波的输出电压Vo。

具体实施方式16：交流到交流N阶升压高频高压电源。

图34是交流到交流N阶升压高频高压电源，与交流到交流4阶升压电源相比，有两点不同之处：1)在充电端以2个MOS管代替2个二极管，因为要控制充电频率，必须用全控器件MOS管控制充电的时机；2)工作频率从50Hz提高到1KHz，此工作频率可选，工作频率就是输出高频高压电源的输出电压频率。图89是输出电压的仿真波形，中间正弦波是幅值为250V的输入电压Vi，1000V的对称方波是输出的高频高压Vo。

具体实施方式17：交流到直流N阶升压高频高压电源。

图35是交流到直流N阶升压高频高压电源，与交流到直流4阶升压电源相比，有两点不同之处：1)在充电端以2个MOS管代替2个二极管，因为要控制充电频率，必须用全控器件MOS管控制充电的时机；2)工作频率从50Hz提高到1KHz，此工作频率可选，工作频率就是输出高频高压电源的输出电压频率。图90是输出电压的仿真波形，右边正弦波是幅值为250V的输入电压Vi，左边1000V的方波是输出的高频直流高压Vo。

具体实施方式18：直流到交流N阶升压高频高压电源。

图36是直流到交流N阶升压高频高压电源，与图52的直流到交流4阶升压电源相比，电路结构、工作过程、工作环境完全相同。图91是输出电压的仿真波形，与图88的波形相同，只是频率提高了20倍。

具体实施方式19：交流到交流N*N阶升压电源。

图37是交流到交流N*N阶升压电源，实际上是两个电路拓朴完全相同的交流到交流4阶升压电源拼接而成，左边电源的输入电压是交流80V的电压Vi，输出电压是300V左右的方波电压Vo，右边电源的输入电压是Vo，输出电压是1200V的方波电压Vb。图92是输出电压的仿真波形，从上到下分别是：80V输入电压Vi、第一个4阶升压电源产生的300V左右的输出电压Va、第二个4阶升压电源产生的1200V左右的输出电压Vb。4阶升压电源需要12个MOS管，8阶需要20个，16阶需36个，采用N*N阶以后，升压16阶，只需要24个。

具体实施方式20：交流到交流N阶升压稳压电源。

图38是交流到交流N阶升压稳压电源，MOS管Q4、Q10组成C型基本电路，即电压切割电路，切割信号由Q3、Q7组成的基本电路(2.1)产生，加在Q4、Q10的栅极和地之间，保持Q4、Q10的源极输出电压恒定。这一恒定电压加在一个交流到交流N阶升压网络上，则此升压网络的输出电压Vo必定也是恒定的。电压切割后的剩余电压由变压器TX1进行传统功率变换，输出直流电压Vob。由Q3、Q7组成的切割信号产生电路通过幅高调制等效电阻AHM20k(Vo)1接市电，在其源极电阻R2上产生包络为正弦波的方波信号，其幅值比输出电压Vo高一个栅源电压Vgs，AHM20k(Vo)1的可调范围是20k，检测和稳定的对象是输出电压Vo；TX1付边产生的直流电压Vob的幅值由TX1的变比进行粗调，由切割信号的脉宽进行细调。图93是各点电压的仿真波形，从上到下分别是：输入市电Vi、切割信号Vc、输出电压Vo、TX1付边电压Vs、变压器的输出直流电压Vob。

交流到交流N阶升压稳压电源的输出电压可以人为设定，是稳定的交流或直流输出电压，稳压等级由幅高调制电路(4)中直流参考电压V1、V2控制，详细工作过程请参考电压切割电路。电压切割电路接上不同的升压网络，就成为不同的稳压电源，上述交流到直流N阶升压电源、直流到交流N阶升压电源、交流到交流N*N阶升压电源、直流到交流N阶升压高频高压电源等等，在输出端附加上电压切割电路，都可成为稳压电源。

具体实施方式21：交流到交流N阶降压电源。

图39是交流到交流N阶降压电源，左右两边电路完全对称，现以N＝4为例。MOS管Q4、Q1组成A型单元电路，其共同源极接N阶降压电容网络DNnet，在其漏极接输出电阻R1。对于左边电路，正半周期间，V7通过二极管D1、D13、D31、D49对电容C1、C7、C13、C19充电，同时Q2导通，电容C2、C8、C14、C20并联放电，在电阻R1上产生负向电压，负半周期间，V7通过二极管D4、D16、D34、D52对电容C2、C8、C14、C20充电，同时Q4导通，电容C1、C7、C13、C19并联放电，在电阻R1上产生正向电压。充电期间，四个电容串联，放电期间，四个电容并联，因此，电阻R1上的电压Vo是输入电压V7的四分之一。图94是输出电压的仿真波形，正弦波是311V市电波形，中间是已经降压到77V的方波输出电压。

本电源的效率可估算如下：

负载电阻R1是77欧，输出电压77V，则输出电流1A，二极管正向饱和压降为1.2V，MOS管饱和导通电阻为0.75欧，每个充电通道有四个二极管，其电压损耗是：

U1＝1.2*4＝4.8V

由于对电容充电的电路是串联的，电流相同，计算效率可用电压取代，充电时的效率η1为：

η1＝(Vi-U1)/Vi＝(311-4.8)/311＝98.46％

放电通道有1个MOS管，2个二极管，电压损耗为：

U2＝0.75*1+1.2*2＝1.95V

放电时电压为：

U3＝(311-4.8)/4＝76.55

同样道理，放电效率η2为：

η2＝(U3-U2)/U3＝(76.55-1.95)/76.55＝97.45％

于是，总效率η＝η1*η2＝98.46％*97.45％＝95.94％

具体实施方式22：交流到直流N阶降压电源。

图40是交流到直流N阶降压电源，与交流到交流N阶降压电源相比，左边电容降压网络正常工作，右边电容降压网络可看成一个电容，通过二极管D101接地，D101的阳极接地，Q11不接负载电阻，而是直接接地，输出电压由二极管D63接到负载上，这是一个极性反转电路，把负电压转变成正电压。图95是输出电压的仿真波形，正弦波是311V幅值的市电电压，中间是电阻R5上的输出电压波形。

具体实施方式23：直流到交流N阶降压电源。

图41是交流到直流N阶降压电源，左右两边电路完全对称，现以N＝4为例。MOS管Q7、Q9和Q6、Q10是A型单元电路SBPA，其共同源极都接电容降压网络DNnet，与交流到交流N阶降压电源相比，有如下不同之处：1)输入直流电压由R8、C41和R7、C42均等分压，中心接地，正极点接Q7的漏极，负极接Q10的漏极，此后的工作过程，与交流到交流N阶降压电源完全相同。图96是输出电压的仿真波形，上面是均等分压的+160V，中间是均等分压-160V，下面是电阻R1上的输出电压Vo。

输入电压Vi是幅值为320V的交流电压，输出电压Vo是40V的方波电压，本电源实际上是一个直流到交流2*N阶的降压电源。

具体实施方式24：交流到交流N*N阶降压电源。

图42是交流到交流N*N阶降压电源，实际上是两个电路拓朴完全相同的交流到交流4阶降压电源拼接而成，左边电源的输入电压是交流620V的电压Vi，输出电压是160V左右的方波电压Vo，右边电源的输入电压是Vo，输出电压是40V左右的方波电压Vb。图97是输出电压的仿真波形，从上到下分别是：620V输入电压Vi、第一个4阶降压电源产生的160V左右的输出电压Vo、第二个4阶降压电源产生的40V左右的输出电压Vb。

具体实施方式25：交流到交流N阶降压全隔离电源。

图43是交流到交流N阶降压全隔离电源，与交流到交流N阶降压电源相比，充电和放电完全隔开，左边电路增加了MOS管Q13、Q32，右边电路增加了Q16、Q38，增加的MOS管导通和截止与市电同步。图98是输出电压的仿真波形，上面是输入电压Vi的波形，下面是输出电压Vo的输出波形。

具体实施方式26：交流到交流N阶降压稳压电源。

图44是交流到交流N阶降压稳压电源，与交流到交流N阶升压稳压电源相比，只不过是用降压电容网络代换了升压电容网络，工作原理和工作过程完全相同。图99是输出电压的仿真波形，从上到下依次是输入电压Vi、切割电压Vc、输出电压Vo、TX1付边电压Vs、输出电压Vob。

具体实施方式27：直流到直流N阶超低压大电流电源。

图45是直流到直流N阶超低压大电流电源，左右两边电路完全相同，只是相位落后10ms，左边电容充电时，右边电容放电，反之亦然。与交流到交流N阶降压电源相比，电源输入端的D1、D2换成了MOS管Q1、Q2，这是因为直流输入的时候，必须控制电压20ms周期的通断，输出端与电阻R1相连的Q1、Q2不变，其余所有二极管都换成MOS管，决定MOS管的极性和方向的原则是：使得MOS管体内二极管的方向与原来二极管的方向相同。当MOS管不导通的时候，整个电路也能工作，只不过MOS管体内二极管的饱和压降为1.2V，相对太大，当MOS管适时导通时，相当于把二极管的饱和压降短路，大大提高了整机效率。IRF4004工作电流350A，正向饱和电阻只有0.00135欧，通过100A电流，其饱和压降只0.135V。图100是直流到直流N阶超低压大电流电源输出电压的仿真波形，上层曲线是电容C3上的电压，下层是曲线是输出电压Vo，从仿真波形可以看出，输入直流电压V15＝4V，四倍降压充电，电容得到的电压接近1V，说明充电损耗极小，输出电压为0.97V，说明放电过程中，4倍电压放电总损耗只1.2V左右，设输入电流为Ii，输出电流为4Ii，则整机效率可估算如下：

η＝Wo/Wi＝(Vo*Io)/(Vi*Ii)＝0.97*4*Ii/4*Ii＝0.97*4/4＝97％

具体实施方式28：微机电源。

图46是微机电源，电路分左右两部份，左部份是交流220V到50V电路和50V到12V电路，右部份是12V到5V和12V到3.3V电路。输入电压V27是图21直流稳压电源产生的288V直流电压，加在交流到交流6阶降压电源的正半周电路上，其输出电压为V48；电压V48加在直流到直流4阶超低压电源的输入端，在其输出端得到电压V12，可将AHM等效电阻的调整对象改成V12，则V12就是稳定的12V直流电压。

右边电路的输入电压是V12，上部份是电压切割电路，由于输入电压是直流，切割电压产生电路和电压切割电路本身都只需要正半周部份的电路，MOS管Q19组成了切割驱动信号产生电路，产生幅度比输出电压V10高一个Vgs的等幅方波信号，此信号的幅度由幅高调制等效电阻AHM200(V10)1控制，其标注意义是：幅高调制等效电阻可调范围是200欧，检测对象是电压V10。Q21和TX1组成电压切割电路，其源极电阻R4上输出10V的电压V10，当输出电压V10因输入电压V12发生变化，或因负载R4发生变化时，输出电压V10也会发生改变，幅高调制电路(4)自动调节Q21的栅极驱动信号的幅度，以保持V10幅值不变。改变TX1的变比，可以粗调次级输出电压Vob的幅值，调节等幅切割方波信号的占空比，可以细调输出电压Vob的幅值，Vob的幅值与V10相等，并行输出。图47右下方是两个独立的直流到直流N阶超低压电源，左边电路N＝2，把电压V10降压成5V，右边电路N＝3，把电压V10降压成3.3V。

图101是输出电压的仿真波形，从上到下分别是：由220V市电产生的50V左右的电压V48、由V48产生的稳定的+12V电压V12、由12V电压产生的稳定的+5V电压V05、由V12产生的稳定的+3.3V电压V33，图102仿真波形把每种电压以相同的空间显示，细节看得更清楚。

具体实施方式29：通讯电源。

图47是通讯电源，其电路分三部份，左边第一部份是完整的交流到直流4阶降压电源，输入电压是市电Vi，输出电压Vo为70V左右的直流电压，比标称电压为48V的蓄电池充电电压略高。

第二部份是由MOS管Q10、Q11组成完整的无功耗不间断电源，其充电、放电控制，电压检测和蓄电池检测电路都完全相同，在这里，输入电压不是整流后的馒头波电压，而是交流到直流4阶降压电源输出的直流电压Vo，LM339的检测信号不是交流信号而是直流信号。

第三部份是直流切割电路，与微机电源的直流切割电路相同。

输入市电经过第一部份交流到直流4阶降压电源以后，输出70V左右的直流电压Vo，此电压加在Q10、Q11组成的无功耗不间断电压的输入端，当蓄电池电压低于额定值时，蓄电池检测电路输出高电平，开关S1闭合，驱动信号V7使Q10导通，Vo通过二极管D20对蓄电池充电；当蓄电池电压高于额定值时，蓄电池检测电路输出低电平，开关S1断开，Q10截止，蓄电池停止充电。与此同时，电压Vo加在Q12、Q13组成的直流切割电路上，在其源极电阻上输出稳定的48V直流电压Va，Vo被切割后的剩余电压加在变压器TX2进行传统功率变换，变压器付边电路输出的直流电压Vb与电压Va的幅值相同，并联输出。当市电停电或低于额定值时，电压检测电路中的LM339输出高电平，开关S2闭合，驱动信号V10使Q11导通，蓄电池电压通过二极管D26加到由Q12、Q13组成的直流切割电路上，以下工作过程与市电没有停电时相同；当市电恢复正常时，产生电压Vo，工作过程和未停电前一样，这时电压检测电路中的LM339输出低电平，开关S1断开，Q10截止，蓄电池电压断开。

图103是交流到直流4阶降压电源输出电压和电流的仿真波形，输出电流Io约40A，输出电压70V左右，图104是直流切割电路产生的输出电压Va和变压器付边输出电压Vb的仿真波形，Va、Vb基本相等。

具体实施方式30：零功耗光伏并网逆变器。

图48是零功耗光伏并网逆变器，电路分三部份，第一部份是正半周驱动信号，第二部份是负半周驱动信号，第三部份是逆变器主电路。

图48左边电路，市电正半周信号V12通过二极管D3加在U1、U3、U5、U7的同相端，在它们的反相端加等间距的直流信号，等间距的直流信号由直流电压V8和阻值相等的四个电阻R8、R16、R24、R34组成。正半周期间，当输入交流电压上升变化到大于电阻R34上的电压时，比较器U7(LM339)输出高电位，依此类推，当输入交流电压变化到大于电阻R24、R16、R8上的电压时，比较器U5、U3、U1输出高电位，当输入交流电压下降变化到小于电阻R8上的电压时，比较器U1输出低电位，依此类推，当输入交流电压变化到小于电阻R16、R24、R34上的电压时，比较器U3、U5、U7输出低电位，输入交流电压的正半周期过后，在比较器U1、U3、U5、U7的输出端得到按正弦规律变化的、脉宽逐渐变大的方波信号，这些方波信号通过电阻R5、R14、R22、R30分别使开关S1、S3、S5、S7导通，把直流电压V1、V6、V10、V14加到MOS管Q5、Q8、Q10、Q12的栅极。

图48中间电路，市电负半周信号V12通过二极管D8加在U2、U4、U6、U8的同相端，工作过程与正半周时完全相同。

图48右边电路是一个完整的直流到交流4阶升压电源，输入电压V17、V19是太阳能电池板产生的光伏电压，输入光伏电压的幅值依输出交流电压和电容升压网络的阶决定，例如输出交流电压220V，4阶电容升压网络，则输入光伏电压的幅值U＝220*1.4/4＝77。充电时与常规升压电路无异，放电时略有不同，电容升压网络中的MOS管导通时机由左边电路所产生的驱动信号控制。

图105是16阶控制信号的仿真波形，从上到下，比较器LM339所产生方波信号的脉宽按正弦规律从小到大逐渐变化；图106、图107、图108分别是4阶、8阶、16阶零功耗光伏并网逆变器的输出电压仿真波形。图48直流到交流4阶升压电源更换成直流到交流4阶升压稳压电源，则零功耗光伏并网逆变器的输出是恒定的正弦波。

具体实施方式31：功率因数校正器PFC；

图49是功率因数校正器，实际上是一个交流到交流5阶升压电源，不同之处是把充电二极管全部换成MOS管，以控制升压网络中电容的充电时机。

当输入电流和输入电压完全同步时，定义功率因数为1，越不同步，功率因数越低。整流滤波的容性负载，其功率因数很低，原因是整流后的馒头波电压对电容充电，电容上的直流电压，都会充到接近馒头波的幅值，绝大部份幅值小于电容器上直流电压的那些时刻，输入电压没有机会对电容充电，在这些时刻，输入电流为零；只有幅值大于电容器上直流电压的那些时刻，才有机会对电容器充电，在这很短的时间内，要提供全周期的平均电流，所以输入电流的峰值相当大，这就造成了输入电流和输入电压很不同步，功率因数非常低。

为了提高功率因数，必须使输入电流与输入电压同步，即在每一时刻，无论幅值大小，输入电压都有机会对电容充电，充电才能产生输入电流。

采用交流到交流5阶升压电源进行功率因数校正的方法如下：把正负半周都分成五等分，市电正半周期间，Q2通过D7对电容C1充电2ms，Q11通过D11对电容C4充2ms，等等；市电负半周期间，Q8通过D6对电容C3充电2ms，Q14通过D12对电容C5充电2ms，等等。这样一来，整个周期，无论幅度大小，输入电压都有机会对电容充电。正半周充电完成，电容器上的电压在负半周叠加输出，负半周充电完成，电容器上的电压在正半周叠加输出，电容网络每个电容上的电压是不相等的，与本电容充电终了时刻输入电压幅度有关，图109是输出电压的仿真波形，输入交流电压220V，输出直流电压接近1000V。

要使输入电流与输入电压更加同步，可以增加阶数，阶数越大，输入电流越与输入电压同步，图110是N＝0，即未加功率因数校正时输入电流波形，图111是N＝5时输入电流波形，图112是N＝10时输入电流波形，图113是N＝20时输入电流波形。

具体实施方式32：高频高压高功率因数电源。

图50是高频高压高功率因数电源，在5阶功率因数校正器的基础上，增加了由MOS管Q21、Q22组成的切割信号产生电路，产生的切割信号是Vg。V12是50Hz的方波，延时10ms，Q21、Q22的驱动信号是V9、V10，都是18V、1kHz(频率低是为了仿真时容易观察)的方波信号，因此，Q21、Q22所产生的切割信号Vg的波形是包络为50Hz的方波、调制频率1kHz的方波信号。

5阶功率因数校正器的输出级由Q1、Q4组成，其驱动信号本来是延时10ms、50Hz的方波，在共同源极电阻R1上获得的输出电压Vo是幅值1000V、50Hz的方波电压，现在加在Q11、Q12栅极的是包络为50Hz方波、调制频率1kHz的方波信号Vg，则在共同源极电阻R1上获得了输出电压幅值1000V、包络为50Hz方波、调制频率1kHz的方波电压Vo。图114是输出电压仿真波形，波形由低到高，稳定在1000V左右，包络方波的频率是50Hz，每个方波中包含十个调制方波，输出电压Vo的波形与驱动信号Vg完全相同。图115是放大了的输出电压Vo的波形，细节可以看得更清楚。图116是输入电压和输入电流的仿真波形，这里输入电压显示的是-Sinx，以便更好地观察和比较同步的程度，由仿真图可看出，输入电流与输入电压完全同步，功率因数可达99％以上。

具体实施方式33：无高频变换通用变频器。

图51是无高频变换通用变频器，MOS管Q37、Q41，Q38、Q42，Q43、Q44组成三个基本电路(2.1)，Q35、Q36、Q39、Q40、Q45、Q46、Q49、Q50组成动态整电路(3.4)，幅值311V的输入电压Sinx加在第一和第二基本电路(2.1)的输入端，在第一基本电路(2.1)的共同栅极加幅度311V的电压切割信号Sin2x，从输入电压Sinx切下两者共同部份Voa；在第二基本电路(2.1)的共同栅极加幅度311V的电压切割信号-Sin2x，从输入电压Sinx切下两者共同部份Vob，切割下来的Voa、Vob并联输出，得到输出电压Voc，Voc经过动态整流电路(3.4)后，输出电压Vod，Vod和一个补偿电压V36叠加，由第三个基本电路(2.1)进行电压补偿(共同栅极所加驱动信号是Sin2x)，最后输出电压VSin2x。电阻R12和电容C14起平滑作用。

图117是动态整流输出电压的仿真波形，动态整流电路中所有驱动信号的周期都是10ms，把一个周期中前5ms的电压翻到上面，后5ms的电压翻到下面，电压Voc经过动态整流后，得到电压Vod。图118是电压补偿的仿真波形，内层曲线是由动态整流得到的电压Vod，外层正弦波是补偿后的输出电压VSin2x。图119是图51电路各点电压的仿真波形，从上到下依次是：输入电压Sinx、栅极切割电压Sin2x、栅极切割电压-Sin2x、切割后的合并电压Voc、动态整流输出电压Vod、2倍频最后输出电压VSin2x。

图52是电压切割的演示电路，是图51电路的一部份，只不过切割驱动信号sin2x和-sin2x从输入电压sinx上切割下来的电压Voa、Vob是分开的。图120是Sin2x切割Sinx的仿真波形，上部份是切下的、两者共有的部份电压Voa，下面是切割的实际波形；图121是-Sin2x切割Sinx的仿真波形，上部份是切下的、两者共有的部份电压Vob，下面是切割的实际波形。

图53是用基本电路(2.3)取代基本电路(2.1)，即切割电路和输入电压之间，增加了变压器TX1，使得切割后的剩余电压在变压器中进行传统功率变换。图51中第一和第二基本电路(2.1)的栅极驱动信号不再是sin2x和-sin2x，而是由Q7、Q11，Q14、Q10组成的切割电压发生电路(基本电路(2.1))产生的包络为sin2x和-sin2x的切割驱动信号Vta、Vtb，TX1付边通过B型动态整流后，得到Vz，此电压与动态整流电路的输出电压Vod的波形完全一致。图122是各点电压的仿真波形，从上到下依次是：输入电压sinx，切割驱动信号Vta、Vtb，切割下来的共同部份电压Voc，变压器付边电压Vs，变压器输出电压Voz。

图54是无高频变换通用变频器的完整电路图，电阻R6、R7上输出电压Voz与Vod串联后，加在由Q22、Q23组成的补偿电路上，在它们的共同源极输出最后的倍频电压VSin2x。本变频器所有功率器件都工作在工频，全部用单元电路SBP实现，只对波形本身操作，图中输入电压是Sinx，变频输出倍频Sin2x。

可以证明，当输入电压和输出电压幅值相同时，外界不必补充能量，Sin2x和-Sin2x切割Sinx后的剩余部份，经变压器进行传统功率变换后，正好补充输出电压的不足部份。

同样可以证明，分频和倍频的工作过程完全相同，只不过调换切割部份和补偿部份，调换输入电压和切割电压；本例倍频和分频时，输入电压和输出电压的频率是整数倍的例子，当输入频率和输出频率不是整数倍时，工作过程完全相同，无高频变换通用变频器输出电压频率的调节和变化是连续的。

具体实施方式34：三相交流稳压电源。

图55是三相交流稳压电源，MOS管Q1、Q7，Q2、Q8，Q3、Q9组成三个基本电路(2.1)，输入三相电压Via、Vib、Vic分别接到它们的输入端，栅极工作点分别由电阻R1、R7，R2、R9，R3、R11决定，在它们的源极电阻R8、R10、R12上获得稳定的三相交流输出电压Va、Vb、Vc，每相电路的稳压原理已于前述。图123是三相交流稳压电源输出电压的仿真波形，外层是输入电压波形，里层是输出电压波形，调节电阻R1、R2、R3可以调节输出电压幅值。

稳压精度高时，用幅高调制AHM等效电阻取代R1、R2、R3，可直接对输出电压进行自动调整；当输入电压和输出电压之差Vm过大时，可用基本电路(2.3)取代基本电路(2.1)，将压差Vm进行传统功率变换，回授至输入端或直接输出。

具体实施方式35：三相交流逆变电源。

图56是三相交流逆变电源，每一相的电路都与图31交流逆变电源完全相同，由于输入是三相电压，每相动态整流中的栅极驱动信号要与本相输入电压的相位相同，每相动态整流电路(3.4)的输出电压Vca、Vcb、Vcc都与本相市电输入电压Via、Vib、Vic串联，串联叠加后的电压是交流逆变电源的输出电压Ac、Bc、Cc。图124是输出电压的仿真波形，图中有3组曲线，最里层1组3条是补偿电压曲线Vca、Vcb、Vcc，最外层1组3条曲线是输入电压和补偿电压叠加后的输出电压Ac、Bc、Cc，中间1组3条曲线是输入电压Via、Vib、Vic。

三相交流逆变电源的输入相电压过低(幅值280V)，其输出的额定相电压(幅值311V)经过了交流逆变补偿，本具体实施方式亦称三相交流补偿电源，补偿电压Vca、Vcb、Vcc可以独立输出，对其他电路进行三相交流补偿。

具体实施方式36：三相直流逆变电源。

图57是三相直流逆变电源，MOS管Q4、Q10，Q5、Q11，Q6、Q12组成三个基本电路(2.1)，直流输入正电压V+分别通过D4、D5、D6进入Q4、Q5、Q6，直流输入负电压V-分别通过D12、D13、D14进入Q10、Q11、Q12，三个基本电路的栅极分别接依次滞后120度的正弦波驱动信号，信号的幅度比输出电压高一个Vgs，根据电压切割原理，在三个基本电路的源极电阻R4、R5、R6上获得依次滞后120度的三相正弦波电压Va、Vb、Vc。图125是三相直流逆变电源输出电压的仿真波形，三相正弦波电压的幅值接近输入直流电压，直流输入电压逆变成三相交流电压，只通过了一个环节，即电压切割，本逆变电路效率高而损耗小，本具体实施方式亦称直流切割电源。为了更进一步提高效率，可用基本电路(2.3)取代基本电路(2.1)，将切割后的剩余电压进行传统功率变换，回授至输入端或直接输出。

具体实施方式37：三相交流切割电源。

图58是三相交流切割电源，每一相的电路都与图35交流切割电路完全相同，由于输入是三相电压，每相动态整流(3.4)中的栅极驱动信号要与本相输入电压的相位相同。图126是输出电压的仿真波形，图中有3组曲线，最外层1组3条是输入电压曲线Via、Vib、Vic，里层有2组6条曲线分别是切割正弦波电压Voa、Vob、Voc，和经过变压器TX1进行传统功率变换和动态整流后的输出电压Va、Vb、Vc，由于切割正弦波电压和变压器付边输出电压的幅值非常接近，两组曲线基本重合，曲线看起来比输入三相电压的曲线粗得多。

具体实施方式38：三相交流不间断电源UPS。

图59是三相不间断电源UPS，图中电路分3部份，每一部份是一相，三相电路完全相同，有4种输入电压：市电输入电压Vai、Vbi、Vci，直流逆变成交流的电压Va、Vb、Vc，输入电压过高时经过切割后的电压Voa、Vob、Voc，输入电压过低时经过电压补偿后的电压Ac、Bc、Cc，一种输出电压：VA、VB、VC。MOS管Q13、Q16组成的基本电路(2.1)的功能是接入交流市电的A相电压，Q19、Q23组成的基本电路(2.1)的功能是用作三相不间断电源A相的总开关。4种电压的正半周通过二极管D31-D34接到MOS管Q19的漏极，负半周通过二极管D43-D46接到MOS管Q23的漏极，由于正负半周分开，正半周的电压不会在Q19的漏极互相干扰，负半周的电压不会在Q23的漏极互相干扰。当市电正常时，Q13、Q16导通，市电经过D31、D43在电阻R16上输出A相电压VA；当市电过低时，电压Ac通过D34、D46在电阻R16上输出A相电压VA，同时把市电的输出通道二极管D31、D43封死；当市电过高时，Q13、Q16截止，电压Voa通过D33、D45在电阻R16上输出A相电压VA；当市停电时，直流逆变电压Va通过D32、D44在电阻R16上输出A相电压VA。MOS管Q10、Q13在不间断电源运行的全过程中是开通的，仅当三相不间断电源UPS完全退出使用或外界负载短路时才截止。

B相和C相电路的工作过程与A相完全相同。

图59是三相交流不间断电源的完整电路图，包括市电电压过低产生补偿电压即三相交流补偿电源，包括市电电压过高产生切割电压即三相切割电源，包括市电停电时产生直流逆变电压即三相直流逆变电源。如果图59电路不包括市电停电时产生直流逆变电压及所有与之相接的二极管，则三相交流不间断电源UPS就成为完整的三相交流稳压电源；如果图59电路只包括一相电路，则三相交流不间断电源UPS就成为单相交流不间断电源UPS。

说明：说明书附图中所有电路图均出自电力电子仿真软件SIMetrix/SIMPLIS5.60，可不加修改直接仿真，获得相同的输出波形。

Claims (5)

1.一种功率变换器，不采用脉宽调制(PWM)，其特征是：整机由三种基本电路(SBP-A、SBP-B、SBP-C)组成，三种基本电路都由对称基元(SBP)组成，三种基本电路结合幅高调制(AHM)和动态整流(DR)，独立或相互配合完成已知的和潜在的各种功率变换；基本电路的三种电路形式是：

1)A型基本电路(SBP-A)由对称基元(SBP)和电阻(R1)组成，对称基元(SBP)的端点A接输入电压(Vin)的火线，电阻(R1)接在输入电压(Vin)的零线和对称基元(SBP)的端点B之间，对称基元(SBP)的端点B就是第A型基本电路(SBP-A)的输出端；在对称基元(SBP)的端点B和地之间接升压电容网络(UPnet)和降压电容网络(DNnet)，取代电阻(R1)；

2)B型基本电路(SBP-B)由对称基元(SBP)和变压器(TX1)组成，对称基元(SBP)的端点A接变压器(TX1)初级的异名端，其同名端接输入电压(Vin)的正极或火线，对称基元(SBP)的端点B接输入电压(Vin)的负极或零线，在变压器的付边接动态整流电路(Rect)；

3)C型基本电路(SBP-C)由对称基元(SBP)、电阻(R1)和变压器(TX1)组成，对称基元(SBP)的端点A接变压器(TX1)初级的异名端，其同名端接输入电压(Vin)的正极或火线，对称基元(SBP)的端点B接电阻(R2)的一端，输入电压(Vin)的负极或零线接电阻(R2)的另一端，对称基元(SBP)的端点B就是C型基本电路(SBP-C)的输出端；在变压器(TX1)的付边接动态整流电路(Rect)，在对称基元(SBP)的端点B和地之间接升压电容网络(UPnet)和降压电容网络(DNnet)，取代电阻(R2)；

4)升压电容网络(UPnet)由N阶电容网络组成，每阶都有左右两臂；升压电容网络(UPNet)的左臂：第一二极管(D1)的阴极接第一电容(C1)的一端，形成本阶的起点Begin1，第一电容(C1)的另一端接第三二极管(D3)的阳极和第二场效应管(Q2)的漏极，第二场效应管的源极形成本阶的终点End1，第一二极管的阳极接输入电源正极，第三二极管的阴极接输入电源负极，升压电容网络(UPNet)的右臂：第二二极管(D2)的阳极接第二电容(C2)的一端，形成本阶的起点Begin2，第二电容(C2)的另一端接第四二极管(D4)的阴极和第一场效应管(Q1)的漏极，第一场效应管(Q1)的源极组成本阶的终点End2，第二二极管的阴极接输入电源负极，第四二极管的阳极接输入电源正极；

5)降压电容网络(DNnet)由N阶电容网络组成，每阶都有左右两臂；降压电容网络(DNnet)的左臂：第一二极管(D1)的阳极接第一电容(C1)的一端，形成本阶的端点Begin1，第一电容(C1)的另一端接第三二极管(D3)的阴极，形成本阶的端点End1，第一二极管的阴极接输出电压的正极，第二二极管的阳极接输出电压的负极，降压电容网络(DNnet)的右臂：第二二极管(D2)的阴极接第二电容(C2)的一端，形成本阶的端点Begin2，第二电容(C2)的另一端接第四二极管(D4)的阴极，形成本阶的端点End2，第二二极管的阳极接输出电压的负极，第四二极管(D4)的阴极接输出电压的正极；上一阶的端点End接下一阶的端点Begin，形成多阶升压电容网络和多阶降压电容网络；包络为正弦波的方波驱动信号(VEnv1)。

2.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征是：对称基元(SBP)的两种电路拓朴是：

1)A型对称基元(SBPA)的第一场效应管(Q1)是N沟道，第二场效应管(Q2)是P沟道；第一二极管(D1)的正极和第二二极管(D2)的负极相连，构成端点A，第一场效应管(Q1)的漏极和第一二极管(D1)的负极相连，其源极接端点B，第二场效应管(Q2)的漏极和第二二极管(D2)的正极相连，其源极接端点B，第一场效应管(Q1)的栅极接第一驱动信号(V1)的正极，第一驱动信号(V1)的负极接端点B，第二场效应管(Q2)的栅极接第二驱动信号(V2)的负极，第二驱动信号(V2)的正极接端点B；

2)B型对称基元(SBPB)的第一场效应管(Q1)是N沟道，第二场效应管(Q2)是P沟道，第一场效应管(Q1)的漏极是端点A，第二场效应管(Q2)的源极是端点B，第一场效应管(Q1)的源极接第二场效应管(Q2)的漏极，第一场效应管(Q1)的栅极接第二场效应管(Q2)的栅极，同时接驱动电压(V)的正极，驱动电压(V)的负极接端点B。

3.根据权利要求2所述的功率变换器，其特征是：第一、第二驱动信号(V1、V2)由高频驱动信号发生器(VDrvh)和同步驱动信号发生器(VDrvs)产生的：

1)高频驱动信号发生器(VDrvh)由集成电路NE555和信号变换电路(SPrs)组成，第三、第四直流电源(V3、V4)串联，中间接地，第三直流电压(V3)的负极接NE555的脚GND、第一、第二电容(C1、C2)的一端，第四直流电压(V4)的正极接NE555的脚Vcc、Reset、第七电阻(R7)的一端，第一电容(C1)的另一端接NE555的脚Thresh，第二电容(C2)的另一端接NE555的脚Cntr1，第七电阻的另一端接NE555的脚Dis，第一二极管(D1)的正极接NE555的脚Dis，其负极接NE555的脚Trig，第二二极管(D2)和第六电阻(R6)串联，第二二极管(D2)的正极接NE555的脚Thresh，第六电阻(R6)的一端与第二二极管(D2)的负极连接，第六电阻(R6)的另一端接NE555的脚Dis，NE555的脚Out通过第三电阻(R3)接信号变换电路(SPrs)的端点IN，信号变换电路(SPrs)的端点GND接地；

2)同步驱动信号发生器(VDrvs)由集成电路LM339和信号变换电路(SPrs)组成，第四、第五直流电源(V4、V5)串联，中间接地，第四直流电压(V4)的负极接LM339的电源脚-，第五直流电压(V5)的正极接LM339的电源脚+和第八电阻(R8)的一端，第八电阻(R8)的另一端接LM339的输出端点Gc，第三电源(V3)的负极和第六电阻(R6)的一端接地，第六电阻(R6)的另一端接LM339的同相输入脚+，第三电源(V3)的正极通过第七电阻(R7)接LM339的同相输入脚+，LM339的反相输入脚-接地，LM339的输出端点Gc通过第三电阻(R3)接信号变换电路(SPrs)的端点IN，信号变换电路(SPrs)的端点GND接地；

3)信号变换电路(SPrs)由第一、第二光耦(U1、U2)组成，第一光耦(U1)的二极管部份的阴极接输入端点IN，其阳极接端点GND，第一光耦(U1)的三极管部份的发射极通过第一电阻接第二电源(V2)的负极，同时接第二三极管(Q2)的集电极，第一光耦(U1)的三极管部份的集电极接第一电源(V1)的正极，同时接第一三极管(Q1)的集电极，第一、第二三极管(Q1、Q2)的发射极接在一起构成输出端点Gb，同时通过第二电阻(R2)接端点GND；第二光耦(U2)的二极管部份的阳极接输入端点IN，其阴极接端点GND，第二光耦(U2)的三极管部份的发射极通过第四电阻接第二电源(V2)的负极，同时接第四三极管(Q4)的集电极，第二光耦(U2)的三极管部份的集电极接第一电源(V1)的正极，同时接第三三极管(Q3)的集电极，第三、第四三极管(Q3、Q4)的发射极接在一起构成输出端点Ga，同时通过第五电阻(R5)接端点GND。

4.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征是：动态整流(DR)的四种电路形式是：

1)A型动态整流电路(RectA)由A型对称基元(SBPA)和两个电阻构成，A型对称基元(SBPA)的两个场效应管(Q1、Q2)的源极分开，第一场效应管(Q1)的源极接第一电阻(R1)的一端，构成输出端点P+，第二场效应管(Q2)的源极接第二电阻(R2)的一端，构成输出端点N-，第一、第二电阻(R1、R2)的另一端接输出端点N，A型对称基元(SBPA)的端点A构成输入端点L；

2)B型动态整流电路(RectB)由A型对称基元(SBPA)和一个电阻构成，电阻(R1)的一端接A型对称基元(SBPA)的端点A，构成输出端点P+，其另一端构成输出端点N-和输入端点N，A型对称基元(SBPA)端点A构成输入端点L；

3)C型动态整流电路(RectC)由两个B型对称基元(SBPB)和两个电阻构成，两个B型对称基元(SBPB)的端点A接在一起构成输入端点L，第一B型对称基元(SBPB1)的端点B接第一电阻(R1)的一端，构成输出端点P+，第二B型对称基元(SBPB2)的端点B接第二电阻(R2)的一端，构成输出端点N-，第一、第二电阻(R1、R2)的另一端构成输入端点N；

4)D型动态整流电路(RectD)由四个B型对称基元(SBPB)组成，第一B型对称基元(SBPB1)和第三B型对称基元(SBPB3)的端点A接在一起，构成输出端点P+，第二B型对称基元(SBPB2)和第四B型对称基元(SBPB4)的端点B接在一起，构成输出端点N-，第一B型对称基元(SBPB1)的端点B和第四B型对称基元(SBPB4)的端点A接在一起，构成输入端点L，第三B型对称基元(SBPB3)的端点B和第二B型对称基元(SBPB2)的端点A接在一起，构成输入端点N。

5.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征是：幅高调制电路(AHM)的第一到第三十集成电路(U1-U30)的具体连接是：

1)第三集成电路(U3)的同相端接整流电压(Vd)，反相端接第三电阻(R3)和第十电阻(R10)，输出端通过第四电阻(R4)接直流电压(V3)的正极，同时接第四集成电路(U4)的端点B，第三电阻(R3)的另一端接第三电压(V3)的正极，第十电阻(R10)的另一端接地，第四电容(C4)也经三电压(V3)并联，交流检测电压(V1)的火线接第一二极管(D1)的阳极和第三二极管(D3)的阴极，其零线接第二二极管(D2)的阳极和第四二极管(D4)的阴极，第一、第二二极管(D1、D2)的阴极同时接第二电阻(R2)的一端，第三、第四二极管(D3、D4)同时接第十一电阻(R11)的一端，第二、第十一电阻(R2、R11)同时接第三集成电路(U3)的端点B；第四集成电路(U4)的端点A通过第十二电阻(R12)接地，端点RST通过第五电阻(R5)接直流电压(V3)的正极，端点CRext通过第一电容(C1)接端点Cext，通过第一电阻接第三电压(V3)的正极，端点QP接第五、第九集成电路(U5、U9)的一端；

2)第十二集成电路(U12)的同相端接整流电压(Vd)，反相端接第二电压(V2)的正极，输出端通过第二十电阻(R20)接第三电压(V3)的正极，同时接第十三集成电路(U13)的端点B；第十三集成电路(U13)的端点A通过第二十六电阻(R26)接地，端点RST通过第二十一电阻(R21)接第三电压(V3)的正极，端点CRext通过第二电容(C2)接端点Cext，通过第十七电阻(R17)接第三电压(V3)的正极，端点QP接第五集成电路的另一端，同时接第二十九集成电路(U29)的输出端；

3)第十九集成电路(U19)的同相端接整流电压(Vd)，反相端接第二十九电压(V29)的正极，输出端通过第二十电阻(R20)接第三电压(V3)的正极，同时接第十三集成电路(U13)的端点B；第十三集成电路(U13)的端点A通过第二十六电阻(R26)接地，端点RST通过第二十一电阻(R21)接第三电压(V3)的正极，端点CRext通过第二电容(C2)接端点Cext，通过第十七电阻(R17)接直流电压(V3)的正极，端点QP接第五集成电路的另一个输入端，同时接第二十九集成电路(U29)的输出端；

4)第二十七集成电路(U27)的同相端同时接第四十七、第五十六电阻(R47、R56)的一端，反相端同时接第四十八、第五十五电阻(R48、R55)的一端，输出端通过第四十九电阻(R49)接第二电压(V3)的正极，同时接第二十八集成电路(U28)的端点B，第四十七、第四十八电阻(R47、R48)的另一端接第三电压(V3)的正极，第五十五、第五十六电阻(R55、R56)的另一端接地，第六电容(C6)和第五十六电阻(R56)并联；第二十八集成电路(U28)的端点A通过第五十七电阻(R57)接地，端点RST通过第五十电阻(R50)接第三电压(V3)的正极，端点CRext通过第五电容(C5)接端点Cext，通过第四十六电阻(R46)接直流电压(V3)的正极，端点QP同时第十六集成电路(U16)的端点E1、E2和第二十九、第三十集成电路(U29、U30)的输入端点，端点QN接第六集成电路(U6)的端点Rst；

5)第六集成电路(U6)的端点UP接第五集成电路(U5)的输出端点，端点Down接第九集成电路(U9)的输出端点，端点PL、D0、D1、D2通过第四十三电阻(R43)接第三电压(V3)的正极，端点D3接地，端点Q0、Q1、Q2、Q3接第十六集成电路(U16)的端点A0、A1、A2、A3；

6)第一、第七、第十、第十四、第十七、第二十一、第二十三、第二十五、第二、第八、第十一、第十五、第十八、第二十二、第十十四、第二十六集成电路(U1、U7、U10、U14、U17、U21、U23、U25、U2、U8、U11、U15、U18、U22、U24、26)的时钟输入端分别接第十六集成电路(U16)的数据输出端Q0-Q15，端点SET通过第四十三电阻(R43)接地，端点RST接第十十九、第三十集成电路(U29、U30)的输出端，数据输入端点D接第十三集成电路(U13)的输出端点QP，输出端点Q分别通过第八、第十五、第二十二、第二十七、第三十二、第三十八、第四十四、第五十三、第九、第十六、第二十三、第二十八、第三十三、第三十九、第四十五、第五十四电阻(R8、R15、R22、R27、R32、R38、R44、R53、R9、R16、R23、R28、R33、R39、R45、R54)接第一到第十六开关(S1-S16)的正输入端，第一到第十六开关(S1-S16)的负输入端接地，第六、第七、第十三、第十四、第十八、第十九、第二十四、第二十五、第二十九、第三十、第三十六、第三十七、第四十一、第四十二、第五十一、第五十二电阻(R6、R7、R13、R14、R18、R19、R24、R25、R29、R30、R36、R37、R41、R42、R51、R52)分别与第一到第十六开关(S1-S16)并联，然后依次串联，始端第六电阻(R6)的另一端接第五电压(V5)的正极，末端第五十二电阻(R52)的另一端接第五十八电阻(R58)的一端，第五十八电阻(R58)的另一端第五电压(V5)的负极，同时接地。

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