CN101931332A - 转换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及转换器，所述转换器包括：控制单元，被配置为当输出电压被设为低电压时，根据在变压器的第一辅助绕组中感生的脉冲电压来接通开关元件。基于通过对于在变压器的第二辅助绕组中感生的脉冲电压进行整流和平滑而输出的直流电压，控制单元进行操作。

Description

转换器

技术领域

本发明涉及用于转换电压的转换器。

背景技术

作为电子设备的电源中的电压转换器，已知如图6中所示的那样的准谐振转换器。图6示出当准谐振转换器被应用于开关电源时的电路。下面参考图6和图7来描述电路操作。

当开关SW1被接通时，商用交流电压Vac由包括二极管D101、D102、D103和D104的二极管桥DA1进行整流，并由初级电解电容器(primary electrolytic capacitor)C1进行平滑，从而变成大致恒定的电压Vh。同时，经由激活电阻器R4将电压提供给控制模块CNT1。控制模块CNT1接通场效应晶体管FET1。然后，漏极电流Id经由变压器T1的初级绕组Np而流入场效应晶体管FET1(图7中的时间t0)。

漏极电流Id被电流检测电阻器R3转换成电压Vis来提供给控制模块CNT1。当电压Vis达到规定值时(时间t1)，控制模块CNT1断开场效应晶体管FET1。

在场效应晶体管FET1被断开后，漏极电流Id立即变为零。流经场效应晶体管FET1的初级绕组电流Ip流入初级谐振电容器C2，以对初级谐振电容器C2进行充电。然后，场效应晶体管FET1的漏极和源极之间的电压Vds开始增大。在场效应晶体管FET1被断开后，电压Vds立即大幅跃升(时间t2)。该增大电压的波形是由初级绕组Np的电感(漏感)Lpr和初级谐振电容器C2的电容Cr1之间的LC谐振操作(谐振现象)引起的结果。之后，电压Vds变为大致恒定的电压Vh+Vcl(时间t2至时间t3)。

除了初级绕组Np之外，变压器T1还具有缠绕在其上的次级绕组Ns和辅助绕组Nn。次级绕组Ns和辅助绕组Nn的缠绕方向与初级绕组Np的不同(反激(flyback)耦合)。场效应晶体管FET1被断开后(时间t2至时间t3)，在次级绕组Ns和辅助绕组Nn中感生正脉冲电压。在次级绕组Ns中感生的脉冲电压由次级整流二极管D3和次级平滑电容器C4进行整流和平滑，从而变成大致恒定的输出电压Vout-h。在此情况下，一般使用输出电压Vout-h由下面的式(1)表示电压Vcl，其中Vfd3代表次级整流二极管D3的正向(forward)电压：

$V_{\mathrm{cl}}=(V_{\mathrm{out}-h}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_p}{N_s}---\left(1\right)$

一般使用输出电压Vout-h由下面的式(2)表示在辅助绕组Nn中感生的正脉冲电压：

$V_{\mathrm{nnh}}\≅(V_{\mathrm{out}-h}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_n}{N_s}---\left(2\right)$

正脉冲电压Vnnh由二极管D2和电容器C3进行整流和平滑，并作为电源电压Vcc被提供给控制模块CNT1。此后，控制模块CNT1基于电源电压Vcc继续它的操作。在此情况下，电源电压Vcc一般由下面的式(3)表示，其中Vfd2代表二极管D2的正向电压：

$V_{\mathrm{cc}}\≅V_{\mathrm{nnh}}-V_{\mathrm{fd}2}\≅(V_{\mathrm{out}-h}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_n}{N_s}-V_{\mathrm{fd}2}---\left(3\right)$

流过次级绕组Ns的电流If不久以后被线性降低至变为零(时间t3)。然后，电压Vds开始缓慢地减小(时间t3至时间t4)。该减小电压的波形是由在电感Lp和电容Cr1之间的LC谐振现象引起的结果，并且其频率f0、周期T0、初始幅度A0一般由下面的式(4)至(6)表示。此后，除非场效应晶体管FET1再次接通，如图7的曲线图中的电压Vds的虚线所示，LC谐振现象在频率f0处继续：

$f_0\≅\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_p\·C_{r1}}}---\left(4\right)$

$T_0\≅2\mathrm{\π}\sqrt{L_p\·C_{r1}}---\left(5\right)$

$A_0\≅V_{\mathrm{cl}}---\left(6\right)$

电压Vds在形状上与二极管D2的阳极电压Vnn相似。阳极电压Vnn被提供给控制模块CNT1。控制模块CNT1被设置成检测阳极电压Vnn变为零的时间(t4)，并且在从时间t4开始经历规定的时间段之后接通场效应晶体管FET1。准谐振转换器的一个特征是：基于该安排，通过在电压Vds变为最低时的时间接通场效应晶体管FET1，开关损耗或辐射噪声被降低。从时间t3至时间t4和从时间t4至时间t5的时间段Δt中的每一个是LC谐振周期T0的1/4，它是已知的值，一般由下面的式(7)表示：

$\mathrm{\Δt}\≅\frac{T_0}{4}\≅\frac{\mathrm{\π}\sqrt{L_p\·C_{\mathrm{rl}}}}{2}---\left(7\right)$

这样，通过在从时间t4开始经过时间段Δt之后接通场效应晶体管FET1，场效应晶体管FET1可在LC谐振电压的最低点处被接通(时间t5)。在图7中，场效应晶体管FET1在电压Vds降为低于零并且场效应晶体管FET1的体(body)二极管D1变成导通的状态下被接通。在电压Vds大致为零的时间点处的切换一般被称作零伏开关(zerovolt switching，ZVS)。执行零伏开关使得能够大大降低接通时的开关损耗或辐射噪声。

当场效应晶体管FET1被接通时(时间t5和之后)，漏极电流Id开始经由变压器TI的初级绕组Np再次流向场效应晶体管FET1。在此情况下，在次级绕组Ns和辅助绕组Nn中感生负脉冲电压。在辅助绕组Nn中感生的负脉冲电压Vnn1一般使用电压Vh由下面的式(8)表示：

$V_{\mathrm{nn}1}\≅V_h\·\frac{N_n}{N_p}---\left(8\right)$

此后，在时间t0至时间t5的操作被重复。准谐振转换器的操作已被描述。例如，在日本专利申请公开No.2002-315330中讨论了在开关电源处的准谐振转换器的操作。

近年来，降低电子设备的功耗的需求显著提高。包括准谐振转换器的电源被期望降低功耗。为了降低功耗，提供了在电子设备被操作时的正常模式和在电子设备处于待机(standby)时的节电模式。通过降低准谐振转换器的输出电压，减小在待机期间的功率。

图8示出了用于通过降低输出电压而减小待机期间的功率的准谐振转换器的例子。在图8中，包括电阻器Ra、Rb、Rc、R8和场效应晶体管FET2的输出可变电路被添加到图6中示出的准谐振转换器中。节电信号/PSAVE从电子设备的控制组件CPU1提供给输出可变电路。基于/PSAVE信号，控制组件CPU1将电子设备从正常模式改变成节电模式。

控制组件CPU1将/PSAVE信号设为H电平以将电子设备设为正常模式，而将该信号设为L电平以将电子设备设为节电模式。/PSAVE信号被提供给场效应晶体管FET2。在正常模式下，更具体地，当/PSAVE信号在H电平时，场效应晶体管FET2被接通以并联连接电阻器Rb和电阻器Rc。通过电阻器Ra和并联电阻(Rb//Rc)分割输出电压而得到的电压被提供给分流调节器(shunt regulator)IC1的ref端。这样，正常模式的输出电压Vout-h一般由下面的式(9)表示，其中Vref表示分流调节器的参考电压：

$V_{\mathrm{out}-h}\≅\frac{R_a+(R_b//R_c)}{(R_b//R_c)}\·V_{\mathrm{ref}}---\left(9\right)$

并联电阻(Rb//Rc)是电阻器Rb和Rc的并联电阻值，一般由下面的式(10)表示：

$R_b//R_c=\frac{R_b\·R_c}{R_b+R_c}---\left(10\right)$

在节电模式下，更具体地，当/PSAVE信号在L电平时，场效应晶体管FET2被断开以分开电阻器Rc。提供给分流调节器IC1的ref端的电压变成通过电阻器Ra和Rb分割输出电压而得到的电压。这样，节电模式的输出电压Vout-l一般由下面的式(11)表示：

$V_{\mathrm{out}-l}\≅\frac{R_a+R_b}{R_b}\·V_{\mathrm{ref}}---\left(11\right)$

结果，节电模式的输出电压Vout-l比正常模式的输出电压Vout-h低。

图9A和9B分别示出了在正常模式和节电模式下准谐振转换器的操作波形。正常模式中的操作与上面参考图7所描述的相似。在节电模式中，当输出电压从Vout-h减小至Vout-l时，电压Vcl减少为一般由下面的式(12)所表示的那样：

$V_{\mathrm{cl}}\≅(V_{\mathrm{out}-l}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_p}{N_s}---\left(12\right)$

当场效应晶体管FET1截止时，在辅助绕组Nn中感生的正脉冲电压Vnnh减少为一般由下面的式(13)所表示的那样：

$V_{\mathrm{nnh}}\≅(V_{\mathrm{out}-l}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_n}{N_s}---\left(13\right)$

正脉冲电压Vnnh减小，因而控制模块CNT1的电源电压Vcc减小为一般由下面的式(14)所表示的那样：

$V_{\mathrm{cc}}\≅V_{\mathrm{nnh}}-V_{\mathrm{fd}2}\≅(V_{\mathrm{out}-l}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_n}{N_s}-V_{\mathrm{fd}2}---\left(14\right)$

如上所述，在节电模式中，输出电压减小，因而控制模块CNT1的电源电压Vcc降低。为了稳定地操作控制模块CNT1，电源电压Vcc要被保持在至少固定值，从而对于输出电压的减少量设置限度。结果，无法充分地减小节电模式下的功耗。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供一种转换器，该转换器包括：配置为切换经由变压器的初级绕组提供的电压的开关元件，配置为控制定时以便基于通过在初级绕组的电感与在开关元件的源极和漏极之间的电容之间的谐振操作而提供给开关元件的谐振电压来接通开关元件的控制单元，和配置为设置输出电压的设置单元。当输出电压被设为低电压时，控制单元根据在缠绕方向不同于初级绕组的第一辅助绕组中感生的第一脉冲电压来接通开关元件，并基于通过对在缠绕方向与初级绕组相似的第二辅助绕组中感生的第二脉冲电压进行整流和平滑而输出的第二直流电压来进行操作。

参照附图，根据下面对示例性实施例的详细描述，本发明的进一步特征和方面将变得更加明显。

附图说明

并入说明书中并构成其一部分的附图示出了本发明的示例性实施例、特征和方面，并与说明书的描述一起用于解释本发明的原理。

图1示出根据本发明的第一示例性实施例的准谐振转换器的电路。

图2示出根据第一示例性实施例当准谐振转换器处于正常模式时的电压波形。

图3示出根据第一示例性实施例当准谐振转换器处于节电模式时的电压波形。

图4示出根据本发明的第二示例性实施例的准谐振转换器的电路。

图5示出根据本发明的第三示例性实施例的准谐振转换器的电路。

图6示出传统的准谐振转换器的电路。

图7示出在传统的准谐振转换器的操作期间的操作波形。

图8示出传统的准谐振转换器的电路。

图9A和9B示出当传统的准谐振转换器分别处于正常模式下和处于节电模式下的电压波形。

具体实施方式

下面将参照附图来详细地描述本发明的各种示例性实施例、特征和方面。

图1示出根据本发明的第一示例性实施例的准谐振转换器的电路。图2示出当准谐振转换器处于正常模式下的电压波形。图3示出当准谐振转换器处于节电模式时的操作。

在此示例性实施例中，除了在图8、图9A和图9B中示出的准谐振转换器的部件外，准谐振转换器还包括整流和平滑电路，该整流和平滑电路包括变压器T1的第二辅助绕组Nh、二极管D4和电容器C5(被称作正向耦合(forward coupling)的配置)。由第二辅助绕组Nh、二极管D4和电容器C5产生的直流电压被设为控制模块CNT1的电源电压Vcc，控制模块CNT1对充当开关元件的场效应晶体管FET1进行开/关定时控制。准谐振转换器的初级绕组Np的电感和初级谐振电容器C2的电容之间的LC谐振操作(谐振现象)是共同的，因此用相似的附图标记来表示相似的部分。

下面，参考图1至图3来描述本示例性实施例的操作。

图1中示出的准谐振转换器包括输出电压设置电路，该输出电压设置电路包括电阻器Ra、Rb、Rc、R8和场效应晶体管FET2。节电信号/PSAVE从电子设备(以下称作设备)的控制组件CPU1提供给输出电压设置电路。基于/PSAVE信号，控制组件CPU1将设备从正常模式变为节电模式。

控制组件CPU1将/PSAVE信号设为H电平以将设备设置于正常模式，而将该信号设为L电平以将设备设置于节电模式。/PSAVE信号被提供给场效应晶体管FET2。在正常模式下，更具体地，当/PSAVE信号在H电平时，场效应晶体管FET2被接通以并联连接电阻器Rb和电阻器Rc。于是，通过电阻器Ra和并联电阻(Rb//Rc)分割输出电压而产生的电压被提供给分流调节器IC1的ref端。这样，在正常模式下的输出电压Vout-h一般由下面的式(15)表示，其中Vref代表分流调节器的参考电压：

$V_{\mathrm{out}-h}\≅\frac{R_a+(R_b//R_c)}{(R_a//R_c)}\·V_{\mathrm{ref}}---\left(15\right)$

并联电阻(Rb//Rc)是电阻器Rb和Rc的并联电阻值，一般由下面的式(16)表示：

$R_b//R_c=\frac{R_b-R_c}{R_b+R_c}---\left(16\right)$

在节电模式下，更具体地，当/PSAVE信号在L电平时，场效应晶体管FET2被断开以隔开电阻器Rc。因此，提供给分流调节器IC1的ref端的电压变成由电阻器Ra和Rb分割输出电压而产生的电压。这样，节电模式的输出电压Vout-l一般由下面的式(17)表示：

$V_{\mathrm{out}-l}\≅\frac{R_a+R_b}{R_b}-V_{\mathrm{ref}}---\left(17\right)$

这样，节电模式的输出电压Vout-l比正常模式的输出电压Vout-h低。

图2示出在正常模式下准谐振转换器的操作波形。当场效应晶体管FET1截止时，场效应晶体管FET1的漏极和源极之间的电压Vds变成大致恒定的电压Vh+Vcl(在时间t12至时间t13的时间段期间的电压)。除了初级绕组Np以外，变压器T1还具有缠绕在其上的次级绕组Ns、第一辅助绕组Nn和第二辅助绕组Nh。次级绕组Ns和第一辅助绕组Nn的缠绕方向与初级绕组的不同(被称作反激耦合的配置)。这样，在场效应晶体管FET1被断开之后(时间t12至时间t13的时间段)，在次级绕组Ns和第一辅助绕组Nn中感生正脉冲电压。另一方面，第二辅助绕组Nh的缠绕方向与初级绕组Np的相似(被称作正向耦合的配置)。这样，在场效应晶体管FET1被断开之后(时间t12至时间t13的时间段)，在第二辅助绕组Nh中感生负脉冲电压。在次级绕组Ns中感生的脉冲电压由次级整流二极管D3和次级平滑电容器C4整流和平滑，从而变成大致恒定的输出电压Vout-h。在此情况下，一般使用输出电压Vout-h由下面的式(18)表示电压Vcl，其中Vfd3代表次级整流二极管D3的正向电压：

$V_{\mathrm{cl}}\≅(V_{\mathrm{out}-h}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_p}{N_s}---\left(18\right)$

在第一辅助绕组Nn中感生的正脉冲电压Vnnh一般使用输出电压Vout-h由下面的式(19)表示：

$V_{\mathrm{nnh}}\≅(V_{\mathrm{out}-h}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_n}{N_s}---\left(19\right)$

在第二辅助绕组Nh中感生的负脉冲电压Vnhl一般使用输出电压Vout-h由下面的式(20)表示：

$V_{\mathrm{nhl}}\≅(V_{\mathrm{out}-h}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_h}{N_s}---\left(20\right)$

流经次级绕组Ns的电流If线性地减小至变成零(时间t13)。然后，电压Vds开始缓慢地减小(时间t13至时间t14的时间段)。该减小电压的波形是在电感Lp和电容Cr1之间的LC谐振现象，其频率f0、周期T0和初始幅度A0一般由下面的式(21)、(22)和(23)表示。此后，除非场效应晶体管FET1被再次接通，如图2中所示的电压Vds的虚线所示，LC谐振现象在频率f0处继续。

$f_0\≅\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_P\·C_{\mathrm{rl}}}}---\left(21\right)$

$T_0\≅2\mathrm{\π}\sqrt{L_P\·C_{\mathrm{rl}}}---\left(22\right)$

$A_0\≅V_{\mathrm{cl}}---\left(23\right)$

电压Vds变得在形状上与第一辅助绕组Nn的端电压Vnn相似。端电压Vnn被提供给控制模块CNT1。控制模块CNT1被设置为检测端电压Vnn变成零的时间(t14)并在从时间t14开始经历规定的时间段之后接通场效应晶体管FET1。准谐振转换器的一个特征是：基于此配置，在电压Vds变为最低时的时间，通过接通场效应晶体管FET1来降低开关损耗或辐射噪声。从时间t13至时间t14和从时间t14至时间t15的时间段Δt中的每一个是LC谐振周期T0的1/4，它是已知的值，一般由下面的式(24)表示：

$\mathrm{\Δt}\≅\frac{T_0}{4}\≅\frac{\mathrm{\π}\sqrt{L_p\·C_{\mathrm{rl}}}}{2}---\left(24\right)$

这样，通过从时间t14开始经历时间段Δt后接通场效应晶体管FET1，场效应晶体管FET1可在LC谐振电压的最低点处被接通(时间t15)。在图2中，在电压Vds减小至零以下并且场效应晶体管FET1的体二极管D1变得导通的状态下，场效应晶体管FET1被接通。在电压Vds大致为零时的切换一般被称作零伏开关(ZVS)。通过零伏开关，可以在接通时大幅降低开关损耗或辐射噪声。

当场效应晶体管FET1被接通时(时间t15和之后)，漏极电流Id开始经由变压器T1的初级绕组Np再次流向场效应晶体管FET1。在此情况下，在次级绕组Ns和第一辅助绕组Nn中感生负脉冲电压。另一方面，在第二辅助绕组Nh中感生正脉冲电压。在第一辅助绕组Nn中感生的负脉冲电压Vnn1一般使用电压Vh由下面的式(25)表示：

$V_{\mathrm{nnl}}\≅V_h-\frac{N_n}{N_p}---\left(25\right)$

在第二辅助绕组Nh中感生的正脉冲电压Vnhh一般使用电压Vh由下面的式(26)表示：

$V_{\mathrm{nhh}}\≅V_h\·\frac{N_h}{N_p}---\left(26\right)$

正脉冲电压Vnhh由二极管D4和电容器C5进行整流和平滑，以作为电源电压Vcc提供给控制模块CNT1。此后，控制模块CNT1基于电源电压Vcc而继续它的操作。在此情况下，电源电压Vcc一般由下面的式(27)表示，其中Vfd4代表二极管D4的正向电压：

$V_{\mathrm{cc}}\≅V_{\mathrm{nhh}}-V_{\mathrm{fd}4}\≅V_h\·\frac{N_h}{N_p}-V_{\mathrm{fd}4}---\left(27\right)$

此后，重复从时间t11至时间t15的时间段内的操作。

图3示出在节电模式下准谐振转换器的操作波形。在节电模式下，当输出电压从Vout-h减少至Vout-l时，电压Vcl减少为一般由下面的式(28)表示的那样。

$V_{\mathrm{cl}}\≅(V_{\mathrm{out}-l}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_p}{N_s}---\left(28\right)$

当场效应晶体管FET1截止时(时间t22至时间t23)，在第一辅助绕组Nn中感生的正脉冲电压Vnnh减少为一般由下面的式(29)表示的那样：

$V_{\mathrm{nnh}}\≅(V_{\mathrm{out}-l}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_n}{N_s}---\left(29\right)$

在第二辅助绕组Nh中感生的负脉冲电压Vnh1减少为一般由下面的式(30)表示的那样：

$V_{\mathrm{nhl}}\≅(V_{\mathrm{out}-l}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_h}{N_s}---\left(30\right)$

另一方面，当场效应晶体管FET1接通时(时间t25和之后)，在第一辅助绕组Nn中感生的负脉冲电压Vnnl一般使用电压Vh由下面的式(31)表示：

$V_{\mathrm{nnl}}\≅V_h\·\frac{N_n}{N_p}---\left(31\right)$

在第二辅助绕组Nh中感生的正脉冲电压Vnhh一般使用电压Vh由下面的式(32)表示：

$V_{\mathrm{nhh}}\≅V_h\·\frac{N_h}{N_p}---\left(32\right)$

这样，控制模块CNT1的电源电压Vcc一般由下面的式(33)表示：

$V_{\mathrm{cc}}\≅V_{\mathrm{nhh}}-V_{\mathrm{fd}4}\≅V_h\·\frac{N_h}{N_p}-V_{\mathrm{fd}4}---\left(33\right)$

由式(33)显而易见的是，电源电压Vcc与输出电压Vout-l的值无关。这样，在节电模式下，即使当输出电压减小时，控制模块CNT1的电源电压Vcc也不会降低。对于输出电压的减少量不设置限度，这与上面在背景技术部分中讨论的情况不同。结果，在节电模式中，能够充分地减少输出电压，并且能够足够地减少功耗。

下面将描述本发明的第二示例性实施例。

在图1中示出的第一示例性实施例的配置中，控制模块CNT1的电源电压Vcc与输出电压Vout-l的值无关(第一示例性实施例的式(33))。由式(33)显而易见的是，电源电压Vcc与商用交流电源的整流电压Vh近似成比例。因此，例如，当电力传输系统的故障导致商用交流电源的电压降低时，电源电压Vcc减小，使得控制模块CNT1不能继续它的稳定操作。即使当商用交流电源的电压减小时，本示例性实施例能够确保允许控制模块CNT1的稳定操作的电源电压Vcc。

图4示出根据本发明的第二示例性实施例的准谐振转换器。本示例性实施例具有这样的特征：除了图1中示出的第一示例性实施例的准谐振转换器的部件之外，还在辅助绕组Nn和控制模块CNT1之间设置二极管D5，并且二极管D5的阴极端与电容器C5相连接。与第一示例性实施例相似的部分用相似的附图标记表示，并且省略对它们的描述。

在图4示出的配置中，当商用交流电源的电压在正常范围内时，如在第一示例性实施例中所述，作为控制模块CNT1的电源电压Vcc的直流电压通过由二极管D4和电容器C5对辅助绕组Nh的正脉冲电压进行整流和平滑而获得。在本示例性实施例中，所述直流电压被设为第一直流电压。

当商用交流电源的电压减小至正常范围值以下时，通过对辅助绕组Nh的正脉冲电压进行整流和平滑而获得的第一直流电压减小。这样，通过由二极管D5和电容器C5对辅助绕组Nn的正脉冲电压进行整流和平滑而获得的第二直流电压作为电源电压Vcc被提供给控制模块CNT1。更具体地，基于辅助绕组Nh的正脉冲电压的第一直流电压和基于辅助绕组Nn的正脉冲电压的第二直流电压中较高的一个被设为电源电压Vcc。

辅助绕组Nn的正脉冲电压Vnnh由下面的式(34)表示：

$V_{\mathrm{nnh}}\≅(V_{\mathrm{out}-h}+V_{\mathrm{fd}3})-\frac{N_n}{N_s}---\left(34\right)$

这样，电源电压Vcc一般由下面的式(35)表示，其中Vfd5代表二极管D5的正向电压：

$V_{\mathrm{cc}}\≅V_{\mathrm{nnh}}-V_{\mathrm{fd}5}\≅(V_{\mathrm{out}-h}+V_{\mathrm{fd}3})\·\frac{N_n}{N_s}-V_{\mathrm{fd}5}---\left(35\right)$

由式(35)显而易见的是，电源电压Vcc与商用交流电源的整流电压Vh的值无关。因此，商用交流电源的电压减小不会降低电源电压Vcc。控制模块CNT1能够继续它的稳定操作。

根据本示例性实施例，即使当商用交流电源的电压降低时，能够确保使能控制模块CNT1的稳定操作的电源电压Vcc。

下面将描述本发明的第三示例性实施例。

在图1示出的第一示例性实施例的配置中，如式(33)所示，控制模块CNT1的电源电压Vcc与输出电压Vout-l的值无关。由式(33)显而易见的是，电源电压Vcc与商用交流电源的整流电压Vh近似成比例。因此，举例来说，当电力传输系统的故障使商用交流电源的电压增大时，电源电压Vcc增大，超过控制模块CNT1的额定电压。即使当商用交流电源的电压增大时，本示例性实施例也能防止提供给控制模块CNT1的电源电压Vcc超过额定电压。

图5示出本示例性实施例的准谐振转换器的电路。本示例性实施例具有这样的特征：除了图1中示出的第一示例性实施例的准谐振转换器的部件之外，还设置恒定电压源，所述恒定电压源包括电阻器R9、齐纳二极管ZD1和电容器C6。齐纳二极管ZD1的击穿电压被设为大致等于或小于控制模块CNT1的额定电压。与第一示例性实施例中的部分相似的那些部分用相似的附图标记表示，并且省略对它们的描述。

在图5示出的配置中，当商用交流电源的电压在正常范围内时，更具体地，当通过由二极管D4和电容器C5对辅助绕组Nh的正脉冲电压进行整流和平滑而产生的直流电压在控制模块CNT1的额定范围内时，所述直流电压经由电阻器R9和电容器C6变成电源电压Vcc而被提供给控制模块CNT1。

当商用交流电源的电压超出正常范围时，更具体地，当通过由二极管D4和电容器C5对辅助绕组Nh的正脉冲电压进行整流和平滑而产生的直流电压超出控制模块CNT1的额定范围时，所述直流电压被电阻器R9和齐纳二极管ZD1箝位成在控制模块CNT1的额定范围内的直流电压。所述直流电压作为电源电压Vcc被提供给控制模块CNT1。更具体地，当所述直流电压大时，对所述直流电压进行变换以将其作为电源电压Vcc提供给控制模块CNT1。

结果，即使当商用交流电源的电压超出正常范围时，提供给控制模块CNT1的电源电压Vcc也不会超过额定电压。

即使当商用交流电源的电压增大时，本示例性实施例也能防止提供给控制模块CNT1的电源电压Vcc超过额定电压。

尽管已经参照示例性实施例描述了本发明，但是应当理解，本发明不限于所公开的示例性实施例。以下的权利要求的范围应被赋予最宽的解释以便包含所有的变更方式、等同的结构和功能。

Claims (9)

1.一种转换器，所述转换器包括：

开关元件，配置为切换经由变压器的初级绕组而提供的电压；

控制单元，配置为控制定时以便基于谐振电压来接通开关元件，所述谐振电压通过在初级绕组的电感与在开关元件的漏极和源极之间的电容之间的谐振操作而被提供给开关元件；以及

设置单元，配置为设置输出电压，

其中，当输出电压被设为低电压时，控制单元根据在缠绕方向不同于初级绕组的第一辅助绕组中感生的第一脉冲电压，接通开关元件，并基于通过对在缠绕方向与初级绕组相似的第二辅助绕组中感生的第二脉冲电压进行整流和平滑而输出的第二直流电压来进行操作。

2.根据权利要求1的转换器，其中，基于第二直流电压和通过对第一脉冲电压进行整流和平滑而输出的第一直流电压中较高的一个，控制单元进行操作。

3.根据权利要求1的转换器，其中，控制单元基于通过变换第二直流电压而获得的直流电压来进行操作。

4.一种转换器，所述转换器包括：

开关元件，配置为切换经由变压器的初级绕组而提供的第一电压，

控制部分，配置为控制开关元件的接通时间段以便控制在变压器的次级绕组中感生的第二电压，

其中，控制部分基于在缠绕方向与初级绕组相似的第一辅助绕组中感生的第一辅助电压来进行操作。

5.根据权利要求4的转换器，还包括第二辅助绕组，

其中，第二辅助绕组的缠绕方向与次级绕组相似，以及

其中，控制部分基于在第二辅助绕组中感生的第二辅助电压来控制开关元件。

6.根据权利要求4的转换器，还包括配置为设置第二电压的电压设置部分，

其中，当电压设置部分将第二电压设为低电压时，第一辅助电压被保持为大于预定值的电压。

7.一种电源，所述电源包括：

开关元件，配置为切换经由变压器的初级绕组而提供的电压；

控制部分，配置为控制开关元件的接通时间段以便控制在变压器的次级绕组中感生的第二电压，

第一辅助绕组，其缠绕方向与初级绕组不同；

第二辅助绕组，其缠绕方向与初级绕组相似，

其中，控制部分基于在缠绕方向与初级绕组相似的次级绕组中感生的第二电压来进行操作。

8.根据权利要求7的电源，

其中，控制部分基于在第一辅助绕组中感生的第一辅助电压来控制开关元件。

9.根据权利要求7的电源，还包括配置为设置第二电压的电压设置部分，

其中，当电压设置部分将第二电压设为低电压时，第二辅助电压被保持为大于预定值的电压。

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