CN101926091B - 电压电流转换器、微分电路、积分电路、使用该转换器的滤波器电路、及电压电流转换方法 - Google Patents

Abstract

可以提供一种能够以小面积实现具有陡峭的截止特性的可变滤波器的电压电流转换器。该电压电流转换器包括：一个或多个采样/保持单元，用于对输入电压进行采样并保持采样的电压；一个或多个单独电压电流转换单元，用于输出对应于由采样/保持单元保持的电压的电流；以及控制单元，用于控制采样/保持单元对输入电压的保持和采样的时序。

Description

电压电流转换器、微分电路、积分电路、使用该转换器的滤波器电路、及电压电流转换方法

技术领域

本发明涉及在转换增益方面具有有限冲击响应滤波器特性的电压电流转换技术。

背景技术

近几年，每种东西都装配有无线电通信功能，并且对于可以通过单个单元来遵循多个无线电通信标准的多模式收发信机的需求增加了。

图1示出了多模式接收机的配置示例。低噪声放大器(LNA)对天线接收的高频接收信号进行放大。混频器电路通过对具有与高频接收信号相同频率的本地振荡器输出和由LNA放大后的高频接收信号进行积分，对高频信号进行下变频。可变增益放大器(VGA)执行信号电平的调整。滤波器对期望信号频带外的干扰波进行大致地衰减。模数转换器(ADC)将通过滤波器的模拟信号转换为数字信号，并在数字处理电路中执行诸如解调之类的各种信号处理。

安装在多模式收发信机中的滤波器的诸如通带的宽度和次序的滤波器特性需要能够根据通信标准在较大范围内变化。

因此，以开关电容滤波器为代表的离散时间处理滤波器作为多模式可变滤波器而受到关注。由于离散时间处理滤波器的带宽与采样频率成比例，所以通过控制采样频率，带宽很容易在较大的范围内变化。

图2所示的相关技术1通过对电压电流转换器的输出电流进行采样并将其积分到一电容来获得有限冲击响应(FIR)滤波器特性或者无限冲击响应(IIR)滤波器特性，其被作为离散时间处理滤波器的实施例(非专利文献1)。

另外，在图3所示的相关技术2中，为了移除与期望信号相邻的干扰波，更高阶的滤波器被配置，以获取陡峭的截止特性(非专利文献2)。

另外，公开了一种技术，其中当从多个通道中的每个通道输入的模拟电压源的电压被转换为数字值时，通过切换通道并且在具有采样电容器的连续渐近型采样保持电路中连续且重复地执行采样，当连接至特定通道的模拟电压源的电压被采样时，首先，采样电容器被以对应于先前的转换结果(其中连接至特定通道的模拟电压源的电压被转换为数字值)的模拟电压充电，然后所述采样电容器被以连接至前述特定通道的模拟电压源的电压充电，从模拟电压源流入A/D转换器部分的电流被衰减，从而由于输出阻抗导致的模拟电压源中的压降被最小化(例如，参见专利文献1)。

专利文献1：日本专利早期公开No.2002-176358

非专利文献1：IEEE JSSC Vol.39.No.12，pp.2278-2291，2004年12月

非专利文献2：IEEE JSSC Vol.35.No.2，pp.212-220，2000年2月

发明内容

本发明将要解决的问题

然而，上述相关技术具有这样的问题：当更高阶的滤波器被配置以获取陡峭的截止特性时，使用的电容性元件的数目增加并且面积变大。

因此作出本发明用于解决上述问题，并且本发明的一个目的在于提供一种能够以小面积实现具有陡峭的截止特性的可变滤波器的电压电流转换器、微分电路、积分电路、使用该转换器的滤波器电路、以及电压电流转换方法。

解决问题的手段

为了实现该目的，本发明具有以下特征：

根据本发明的电压电流转换器是用于将输入电压转换为电流并输出该电流的电压电流转换器，包括：一个或多个采样和保持单元，每个采样和保持单元具有对输入电压进行采样和保持的功能；一个或多个单独电压电流转换单元，每个单独电压电流转换单元输出与由所述采样和保持单元采样和保持的电压相对应的电流；以及控制单元，该控制单元控制采样和保持单元对输入电压进行采样和保持的时序。该电压电流转换器的特征在于从单独电压电流转换单元输出的电流的部分或全部被叠加在一起，并且叠加后的电流被输出。

另外，根据本发明的微分电路的特征在于包括一个或多个电压电流转换器。另外，根据本发明的积分电路的特征在于包括一个或多个电压电流转换器。另外，根据本发明的滤波器电路的特征在于包括一个或多个电压电流转换器。

另外，根据本发明的电压电流转换方法的特征在于包括：对输入电压进行采样和保持的步骤；以及当输出对应于所采样和保持的电压的电流时叠加所输出电流的部分或者全部并输出叠加后的电流，以针对转换增益的频率特性表现出有限冲击响应滤波器特性或无限冲击响应滤波器特性的步骤。

本发明的有益效果

根据本发明，可以实现小面积的具有陡峭的截止特性的可变滤波器。

附图说明

图1是示出用于多模式的一般接收机的配置的示图。

图2是示出相关技术1的电路图。

图3是示出相关技术2的电路图。

图4是示出本发明的第一实施例的电路图。

图5是示出根据本发明的第一实施例的时钟信号的时序的示图。

图6是示出根据本发明的第一实施例的频率特性的示图。

图7是示出本发明的第一实施例的电路图。

图8是示出根据本发明的第一实施例的控制单元的示图。

图9是示出本发明的第二实施例的电路图。

图10是示出根据本发明的第二实施例的时钟信号的时序的示图。

图11是示出本发明的第三实施例的电路图。

图12是示出根据本发明的第三实施例的时钟信号的时序的示图。

图13是示出本发明的第四实施例的电路图。

图14是示出根据本发明的第四实施例的时钟信号的时序的示图。

图15是示出本发明的第五实施例的电路图。

图16是示出本发明的第六实施例的电路图。

图17是示出本发明的第七实施例的电路图。

图18是示出本发明的第八实施例的电路图。

具体实施方式

下面，参考附图详细描述根据本发明的优选实施例。

图4是示出根据本发明第一实施例的电压电流转换器的配置的示图。

电压电流转换器包括输入端11、输出端12、N个单独电压电流转换单元131至13N(其中，N是大于等于2的整数，它们的转换增益分别为Gm01至Gm0N)、N个串联连接在电压电流转换输入端11和单独电压电流转换单元的各输入端之间的N个开关器件141至14N、连接在单独电压电流转换单元131至13N输入端和固定电势之间的N个电容器151至15N、以及控制开关器件141至14N的开关的控制单元16。单独电压电流转换单元131至13N的输出端全部被连接至电压电流转换输出端12。开关器件141至14N或者电容器151至15N是采样保持单元的示例。

开关器件141至14N中的每一个在控制时钟信号代表1时处于闭合(接通)状态，并且在控制时钟信号代表0时处于断开(关断)状态。

控制单元16生成图5中所示的具有N个相位CLKB1至CLKBN的控制时钟信号，并且分别控制开关器件141至14N的开关。CLKB1至CLKBN中的每一个不同时取1，并且是时钟信号，其中上升和下降时序是错开的。作为获取CLKB1至CLKBN的方法，存在内部生成的方法以及从外部供应的多个时钟信号中选择的方法。

下面将描述电压电流转换器的操作。首先，当CLKB1取1时，开关器件141变为闭合状态，并且与输入电压Vin成比例的电荷被积累在电容器151中。即使在CLKB1变为关断之后，由于在开关器件141转向断开状态时刻的电荷被保持在电容器151中，所以单独电压电流转换单元131的输入装置的电压在Vin处保持恒定。所以，在CLKB1下一次取1之前，从单独电压电流转换单元输出的电流在Gm01*Vin/N处保持恒定。单独电压电流转换单元132至13N、开关器件142至14N、以及电容器152至15N分别以不同的时序执行与以上所述操作类似的操作。

因此，电压电流转换单元在采样周期Tsample＝1/(N*fCLK)中执行一个采样。例如，当CLKB1为1时，单独电压电流转换单元132保持对应于时间间隔Tsample前的输入电压的电压，并且单独电压电流转换单元13N保持对应于时间间隔(N-1)Tsample前的输入电压的电压。通过分别连接所有的输出端，将单独电压电流转换单元131至13N的输出电流叠加在一起，并将它们从电压电流转换器输出端12输出。然后，电压电流转换器的转换增益GmFIR由以下等式(1)表示。

[等式1]

${\mathrm{Gm}}_{\mathrm{FIR}}=(1+z^{-1}+z^{-2}+...+z^{-(N-1)})\frac{{\mathrm{Gm}}_0}{N}$

这里，z-1＝exp(-j2πfTsample)，其指示一个采样的延迟。另外，我们假设Gm01＝Gm02＝…Gn0N＝Gm0/4。等式(1)意味着电压电流转换器的转换增益的频率特性是移动平均滤波器(其是FIR滤波器的实施例)。

移动平均滤波器频率特性在图6中示出，其中N＝4，fCLK＝250MHz。第n阶移动平均滤波器在带宽小于或等于N*fCLK的区域中具有(N-1)个零点，并且零点频率由k*fCLK(k是任意整数)表示。另外，N*fCLK的附近是通带。所以，在简单滤波器(诸如RC滤波器)的帮助下对N*fCLK周围的噪声进行衰减，利用大量零点的有效滤波被执行。另外，尽管单独电压电流转换单元131至13N的转换增益在这里被设置为Gm0/N，但是它们不必为相同的值。另外，它们可以为正值或负值。

图4中的N＝4时的电路示例在图7中示出。单独电压电流转换单元131至134可以由CMOS反相器实现，并且开关器件141至144可以由CMOS传输门实现。另外，由于电容器151至154可以由寄生于单独电压电流转换单元和开关器件的电容器代替，所以没有必要明确地添加电容元件。结果，电压电流转换器仅由有源元件组成，并且相比于利用开关电容器的FIR滤波器，它变成了小面积。

期望CLKB1至CLKBN中的导通时间大约7倍于由开关器件141至14N的导通电阻和电容器151至15N的电容值确定的时间常数。如果短于此，则对于电容器151至15N的充电不充分，从而波形变差。另一方面，如果长于此，则包括在输出电流波形中的连续时间信号的比例增加，从而不能获得零点处的充分的衰减特性。另外，当输入信号是预先采样的离散时间信号时，其可能等于或大于该时间常数的7倍。

当作为CMOS工艺的90nm CMOS工艺被使用时，具有大约数百ps的导通时间以及大约数百MHz的频率的CLKB1至CLKBN可以利用相对于滤波器电路较低的功耗生成。导通电阻和电容值分别大约数百欧姆和数百fF就足够了，并且其可以简单地由简单CMOS反相器或传输门配置。

另一方面，为了通过相对较慢的RC滤波器来充分衰减N*fCLK周围的噪声，N*fCLK需要具有比信号带宽高大约100倍的频率。

从以上所述可以看出，在90nm CMOS工艺的情况下，期望信号带宽等于或小于数十MHz，fCLK等于或小于数百MHz，并且N等于或大于3。这是因为，对于N＝2，使用FIR滤波器的周期性零点的优势比较小。一般，期望fCLK为后级(例如ADC)的采样频率的整数倍。这是因为，通过FIR滤波器具有的零点，可以在ADC中的采样上充分衰减折叠在信号带宽中的噪声。另外，由于随着CMOS的进一步精细化，可以以相同的精度或消耗电流生成更高频率的CLKB1至CLKBN，所以本实施例可以被应用于更大带宽中的信号。

现在，在图8中示出了控制单元16的配置示例。设置了32相时钟振荡器、窄脉冲发生器、脉冲抽取滤波器、以及矩阵切换器。

在根据本实施例的电压电流转换器中，每个采样保持单元以不同的时序对输入电压进行采样和保持，并且每个单独电压电流转换单元输出对应于其的电流。通过叠加单独电压电流转换单元的输出电流的一个部分或所有部分并输出，电压电流转换器的转换增益的频率特性具有FIR滤波器特性。通过使用单独电压电流转换单元的输入电容或者配线或开关器件的对地电容，采样保持单元可以仅由有源元件构成。由于控制单元可以仅由逻辑电路构成，所以面积足够小。所以，由于使用电压电流转换器的滤波器电路不是必需电容，所以即使被做成高阶以获得陡峭的截止特性，面积也小。另外，滤波器的带宽与采样频率成比例，并且可以通过控制采样频率而被容易地改变。根据以上所述，可以得到实现具有小面积和陡峭的截止特性的可变滤波器的效果。

[本发明的其他实施例]

图9是示出根据本发明第二实施例的电压电流转换器的配置的示图。根据本发明的电压电流转换器相对于第一实施例具有以下特征：包括单独电压电流转换单元1311、1312、1321、以及1322以及分别串联连接在单独电压电流转换单元的输出端和端子17之间的开关器件1811、1812、1821、以及1822。另外，1311和1321的电压电流转换增益为Gm0，并且1312和1322的电压电流转换增益为-Gm0。

除了图5的CLKB1和CLKB2之外，控制单元16还生成图10所示的二相时钟信号CLKC1和CLKC2，并且控制开关器件1811、1812、1821、以及1822的开关。CLKC1和CLKC2是不同时取1的时钟信号，并且分别与CLKB1和CLKB2同时上升。作为获取CLKC1和CLKC2的方法，存在内部生成方法和从外部供应的多个时钟信号中选择的方法。

在根据本实施例的电压电流转换单元中，进行控制从而使得对于输入信号Vin具有转换增益Gm0的单独电压电流转换单元(1311或1321)的输出端和对于一个采样之前的输入信号z-1Vin具有转换增益-Gm0的单独电压电流转换单元(1312或1322)的输出端被连接至电压电流转换器输出端12。例如，在图9中，当CLKC1为1时，单独电压电流转换单元1311和1312的输入电压为Vin，并且1321和1322的输入电压为z-1Vin。然后，具有转换增益Gm0的1311和具有转换增益-Gm0的1322的输出端被连接至电压电流转换器输出端12。因此，来自1311的输出电流Gm0Vin和来自1322的输出电流-z-1Gm0Vin的总和是本实施例的电压电流转换器的输出电流。另一方面，当CLKC2为1时，单独电压电流转换单元1321和1312的输出端被连接至电压电流转换器输出端12。结果，等式(2)所示的根据本实施例的电压电流转换器的转换增益GmFIR10是包括(1-z-1)的等式，其代表离散时间信号处理中的微分。

[等式2]

Gm_FIR10＝Cm₀(1-z^-1)

图11是示出根据本发明第三实施例的电压电流转换器的配置的示图。本实施例的电压电流转换器相对于第一实施例具有以下特征：具有单独电压电流转换单元1311至131N、1321至132N、…以及13N1至13NN、以及分别串联连接在单独电压电流转换单元的输出端和端子17之间的开关器件1811至181N、1821至182N、…以及18N1至18NN。然而，1311、1321、…13N1的转换增益为Gm1，1312、1322、…13N2的转换增益为Gm2，并且131N、132N、…13NN的转换增益为GmN。另外，在图11中，为了避免附图复杂，假设N＝4。

除了图5的GLKB1至GLKBN之外，控制单元16还生成图12中所示的N阶时钟信号CLKC1至CLKCN，并且控制开关器件1811至181N、1821至182N、…以及18N1至18NN的开关。CLKC1至CLKCN是不同时取1的时钟信号，并且分别与CLKB1至CLKBN同时上升。作为获取CLKC1至CLKCN的方法，存在内部生成的方法和从外部供应的多个时钟信号中选择的方法。

在根据本实施例的电压电流转换器中，进行控制从而使得对于m个采样之前的输入信号z-mVin(m是从0至N的任意整数)，具有转换增益Gmm+1的单独电压电流转换单元的输出端被连接至电压电流转换器输出端12。例如，在图11中，当CLKC1为1时，单独电压电流转换器1311至1314、1321至1324、1331至1334、以及1341至1344的输入电压分别为Vin、z-1Vin、z-2Vin、以及z-3Vin。然后，具有转换增益Gm1的1311、具有转换增益Gm2的1322、具有转换增益Gm3的1333、以及具有转换增益Gm4的1344的输出端被连接至电压电流转换器输出端12。因此，来自1311的输出电流Gm1Vin、来自1322的输出电流z-1Gm2Vin、来自1333的输出电流z-2Gm3Vin、以及来自1344的输出电流z-3Gm4Vin的总和是电压电流转换器的输出电流。另一方面，当CLKC2为1时，由于单独电压电流转换器1321、1332、1343、以及1314的输出端被连接至电压电流转换器输出端12，所以来自每个单独电压电流转换单元的输出电流中的系数z-m不变。结果，根据本实施例的电压电流转换器的转换增益GmFIR2是等式(3)表示的一般FIR滤波器的传递函数。

[等式3]

Gm_FIR2＝Gm₁+z^-1Gm₂+z^-2Gm₃+…+z^-(N-1)Gm_N

除了fCLK的整数倍位置外，根据本实施例的电压电流转换器可以通过选择系数来排列零点。另外，每个单独电压电流转换器的转换增益Gm1至GmN的符号可以为正或负。并不要求所有的单独电压电流转换器1311至131N、1321至132N、…以及13N1至13NN都一直工作。例如，单独电压电流转换器1311可以仅在CLK1为导通期间工作。另外，也不总需要并置N乘N个单独电压电流转换器。例如，当集中在单独电压电流转换器1311和1312上时，只要Gm1＝Gm2，就可以合并为一个单独电压电流转换器。另外，即使在Gm1不等于Gm2时，也可以通过组合具有较小转换增益的单独电压电流转换器和具有其差值的转换增益的单独电压电流转换器进行配置。

图13是示出根据本发明第四实施例的电压电流转换器的配置的示图。根据本实施例的电压电流转换器具有以下特征：添加连接在第一实施例的电压电流转换器(转换增益GmFIR3)输出端17和本实施例的电压电流转换器输出端12之间的开关器件191、连接在端子17和固定电势之间的开关器件192、以及控制开关器件191和开关器件192的开关的增益控制单元20。另外，开关器件191、开关器件192、以及增益控制单元20是电流提取单元的示例。并且，第三实施例可以代替第一实施例被应用。

增益控制单元20生成图14中所示的增益控制时钟信号CLKA及其反相信号CLKA_INV，它们分别控制开关器件191和开关器件192。CLKA是以恒定周期重复0和1的矩形波，并且开关器件191的开关比为CLKA的导通时间比。在增益控制单元20中，作为获取具有期望的导通时间比的CLKA的方法，存在内部生成的方法和从外部供应的多个时钟信号中选择的方法。

将利用图13和图14描述根据本实施例的电压电流转换器的工作原理。根据与第一实施例相同的操作，输入到输入端11的电压Vin被转换为流入端子17的电流GmFIR3*Vin。当开关器件191处于闭合状态时，流入端子17的电流被从输出端12直接输出，并变为根据本实施例的电压电流转换器输出电流。另一方面，当开关器件191转到断开状态时，端子17和输出端12被分离，并且流入端子17的电流经由开关器件192流入固定电势。然后，根据本实施例的电压电流转换器输出电流变为0。

在上述操作中，当根据本实施例的转换器输出电流被时间平均时，有效的电压电流转换增益Gmeff由以下等式(4)表示。

[等式4]

${\mathrm{Gm}}_{\mathrm{eff}}=\frac{\underset{0}{\overset{\mathrm{TCLKA}}{\∫}}{\mathrm{Gm}}_{\mathrm{FIR}3}\mathrm{dt}}{T_{\mathrm{CLKA}}}=\frac{T_{\mathrm{ONA}}}{T_{\mathrm{CLKA}}}{\mathrm{Gm}}_{\mathrm{FIR}3}$

这里，在等式(3)中，TCLKA是CLKA的周期，并且TONA是CLKA的导通时间。等式(3)意味着本实施例的电压电流转换器的有效转换增益Gmeff由开关器件191的导通时间比(TINA与TCLKA的比)，即开关比确定。这里，开关比可以通过利用精细的CMOS工艺高度精确地控制，并且其可以在较大范围内变化而不导致性能劣化，即使在低电压的情况下。另外，由于开关器件191、开关器件192、以及增益控制单元20可由精细的CMOS构成，所以面积上几乎没有增加。结果，即使在低电压的情况下，转换增益也可以在较大范围内变化而不会增加面积。

根据本实施例的电流提取单元以频率fCLKA＝1/TCLKA执行采样处理。然后，在电流提取单元中进行采样之前，必须预先衰减具有等于或大于fCLKA的频率的干扰波。然后，通过使fCLKA与电压电流转换器具有的FIR滤波器的零点相符，干扰波可以被有效移除。例如，在图14中假设fCLKA＝fCLK。

图15是示出根据本发明第五实施例的滤波器电路的配置的示图。本实施例包括图4、图9、图11、或图13中的电压电流转换器211和212。其滤波器电路的传递函数可以由等式(5)表示。

[等式5]

$F\left(z\right)=\frac{{\mathrm{Gm}}_{\mathrm{FIR}4}}{{\mathrm{GM}}_{\mathrm{FIR}5}}=\frac{{\mathrm{Gm}}_{41}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{42}+...+z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{4N}}{{\mathrm{Gm}}_{51}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{52}+...+z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{5N}}$

然而，等式(5)中的GmFIR4和GmFIR5分别是电压电流转换器211和212的转换增益，并且Gm41至Gm4N、Gm51至Gm5N是构成电压电流转换器211和212的单独电压电流转换单元的转换增益。由于等式(5)是一般IIR滤波器的传递函数，并且该滤波器的带宽与采样频率成比例，所以带宽可以在非常大的范围内变化。另外，由于其因没有使用电容元件而位于小面积内，所以可以通过增加并置的单独电压电流转换器的数目来抬升滤波器阶数，然后可以在小面积中配置具有陡峭的截止特性的滤波器电路。

特别地，当GmFIR5由图9中所示的电压电流转换器配置时，传递函数由等式(6)表示。

[等式6]

$H\left(z\right)=\frac{{\mathrm{Gm}}_{41}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{42}+...+z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{4N}}{{\mathrm{Gm}}_{51}(1-z^{-1})}$

然而，使Gm52＝-Gm51。等式(6)示出滤波器电路的传递函数包括1/(1-z-1)，其表示离散时间信号处理中的积分。当采样频率1/Tsample相对于信号频率f足够大时，考虑到(1-z-1)可以被近似为j2πfTsample，所以电压电流转换器212有效地充当Gm51Tsample的电容。结果，在根据相关滤波器配置方法设计的滤波器中，通过用当前积分器代替使用电容的积分器，本发明可以很容易地被应用。

另外，通过进一步将电流镜电路插入转换器输出端，可以很容易地实现具有相反符号的电压电流转换增益。或者，在完全差分类型的情况下，可以通过交换正相位和负相位的输入/输出连接实现。另外，可以结合图4、图9、图11、和图13的电压电流转换器以及具有平坦频率特性的一般电压电流转换器中的多种。例如，通过在输入侧使用图4或图11中的电压电流转换器，在输出侧使用图13的电压电流转换器，并且使输入侧的FIR滤波器的零点频率与图13的电流提取单元处的采样频率相符，可以衰减电流提取单元的采样操作中的折叠噪声。

图16是示出根据本发明第六实施例的滤波器电路的配置的示图。本实施例包括图4、图9、图11、或图13中的电压电流转换器213和214、以及电容221。其滤波器电路的传递函数由等式(7)表示。

[等式7]

$F(s,z)=-\frac{{\mathrm{Gm}}_{\mathrm{FIR}6}}{s{C}_1+{\mathrm{Gm}}_{\mathrm{FIR}7}}$

$=\frac{{\mathrm{Gm}}_{61}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{62}+z^{-2}{\mathrm{Gm}}_{63}+...+z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{6N}}{s{C}_1+{\mathrm{Gm}}_{71}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{72}+z^{-2}{\mathrm{Gm}}_{73}+...+z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{7N}}$

然而，等式(7)中的GmFIR6和GmFIR7分别是电压电流转换器213和214的转换增益，并且Gm61至Gm6N和Gm71至Gm7N是构成电压电流转换器213和214的单独电压电流转换器的转换增益。C1示出了电容221的电容值。

一般，图6中所示的仅由z函数表示的FIR/IIR滤波器的频率增益关于Nyquist频率(其是采样频率的一半)对称，并且在等于或大于采样频率的带宽上，等于或小于采样频率的频率特性被重复。因此，在等于或大于采样频率的频率带宽中，也存在很多通带。

根据本实施例的滤波器电路，通过添加电容元件，并且通过具有与包括电压电流转换器和电容的一般Gm-C滤波器相同的滤波器配置，连续时间滤波器的频率特性被叠加在传递函数上。结果，不必要的通带可被消除。这意味着在电压电流转换器214处的采样上，折叠在通带中的噪声被衰减。

特别地，传递函数(其中GmFIR7是利用图9中所示的电压电流转换器配置的)由等式(8)表示。

[等式8]

$H(s,z)=\frac{{\mathrm{Gm}}_{61}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{62}+...z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{6N}}{s{C}_1+{\mathrm{Gm}}_{71}(1-z^{-1})}~$

$\frac{{\mathrm{Gm}}_{61}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{62}+...z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{6N}}{s(C_1+{\mathrm{Gm}}_{71}{T}_{\mathrm{sample}})}$

然而，使Gm72＝Gm71。当采样频率1/Tsample相对于信号频率f足够大时，等式(8)中的近似变为真。然后，电容221和电压电流转换器214有效地充当(C1+Gm51Tsample)的电容。这样，通过结合连续时间状电容(continuous time like capacity)221和离散时间状电容(discrete timelike capacity)214，可以限制电路的面积，并衰减折叠噪声。

然而，在根据本实施例的滤波器电路中，滤波器的带宽不仅与采样频率成比例，而且与转换增益和电容之比Gm/C成比例。所以，当具有可变带宽时，必须一起对转换增益或电容值和采样频率进行控制。例如，在采样频率被减半以将带宽减半的情况下，转换增益也减半。然后，当图13中的转换器被使用时，通过根据采样频率改变CLKA的导通时间比，转换增益可以很容易地被改变，并且存在面积不会增大的优点。

滤波器电路也可以被应用于具有第二阶或更高阶的一般Gm-C滤波器的配置。所以，当配置更陡峭的滤波器时，可以具有两种方法：提升设置在电压电流转换器中的FIR滤波器的阶数、以及提升Gm-C滤波器的阶数。一般，当提升Gm-C滤波器的阶数时，由于电容器数目的增加，所以面积也会增大，但是通过结合这两种方法，可以以小面积配置更高阶的滤波器。

另外，在根据本实施例的滤波器电路中，并不总是所有的电压电流转换器都必须具有FIR滤波器特性。例如，当不具有FIR滤波器特性的用于连续时间处理的转换器被用作根据本实施例的滤波器电路的输入侧上的转换器213，并且图4中所示的电压电流转换器被用作输出侧的转换器214时，可以利用由电压电流转换器213和电容221形成的连续时间处理滤波器来衰减N/fCLK附近的噪声，并且将被插入前级的滤波器变得不必要。

图17是示出根据本发明第七实施例的滤波器电路的配置的示图。本实施例包括图4、图11、或图13中的电压电流转换器215至216、电容222、以及运算放大器30。滤波器电路的传递函数由等式(9)表示。

[等式9]

$F(s,z)=-\frac{{\mathrm{Gm}}_{\mathrm{FIR}8}}{s{C}_2+{\mathrm{Gm}}_{\mathrm{FIR}9}}$

$=\frac{{\mathrm{Gm}}_{81}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{82}+z^{-2}{\mathrm{Gm}}_{83}+...+z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{8N}}{s{C}_1+{\mathrm{Gm}}_{91}+z^{-1}{\mathrm{Gm}}_{92}+z^{-2}{\mathrm{Gm}}_{93}+...+z^{-(N-1)}{\mathrm{Gm}}_{9N}}$

然而，等式(9)中的GmFIR5和GmFIR6分别代表电压电流转换器215至216的转换增益，并且C2代表电容22二的电容值。在本实施例中，由于电压电流转换器的输出端被连接至运算放大器30的虚拟地点(virtual ground point)，所以根据下面描述的两个原因，可以配置具有完美线性的滤波器。第一个原因是每个单独电压电流转换单元的输出级不需要处理大信号。第二个原因是当电压电流转换器(尤其是第四实施例的电压电流转换器)被使用时，由于被用作开关器件的CMOS传输门的导通电阻取决于栅极和源极之间的电压而导致的失真并不会发生。另外，并不总需要使用电容222。

图18是示出根据本发明第八实施例的配置的示图。一般，当Gm-C滤波器电路被如图18(a)中所示配置时，其中的电容24被连接在电压电流转换器23的输入端25和输出端26之间(转换增益：Gm10)的电路可以被使用。通过将这个电路结合到滤波器中，配置具有任意传递函数的滤波器(诸如，带通滤波器)成为可能。图18(a)的传递函数由等式(10)表示。

[等式10]

$F\left(s\right)=1+\frac{{\mathrm{Gm}}_{10}}{s{C}_3}$

如果根据第一至第四实施例的电压电流转换器被用作电压电流转换器23，则当电容24被直接连接至输入端25时，连续时间信号经由电容24被混合进后级的FIR滤波器，从而不能得到足够量的衰减。为了对经由电容24的信号也执行FIR滤波，如图18(b)中所示，单独电压电流转换器231至23N(转换增益分别为Gm101至Gm10N，并且Gm101+Gm102+…+Gm10N＝Gm5N)的输入端仅需要被分别连接至电容241至24N(电容值分别为C31至C3N，并且C31+C32+…+C3N＝C3)，并且单独电压电流转换器231至23N的输出端和电容241至24N的另一端仅需要被连接至输出端26。于是，图18(b)的传递函数由等式(11)表示。

[等式11]

$F(s,z)=\frac{\underset{k=1}{\overset{k=N}{\mathrm{\Σ}}}{z}^{-k+1}(G{m}_{10k}+s{C}_{10k})}{s{C}_3}$

等式(11)意味着FIR滤波也可以对经由电容24的信号执行。另外，在图12中示出了根据第一实施例的电压电流转换器的情况。另外，单独电压电流转换单元231至23N的所有转换增益不必是相同的值，并且电容241至24N的电容值不必是相同的值。

另外，上述实施例中的每一个都是根据本发明的优选实施例，并且在不脱离本发明的范围的条件下可以作出各种改变和修改。

另外，本申请基于并要求于2008年1月28日递交的日本专利申请No.2008-016264和于2008年7月8日递交的日本专利申请No.2008-177997的优先权，其公开的内容通过参考被全部结合于此。

工业应用性

本发明例如可以被应用于将输入电压转换为电流并输出的电压电流转换器。

Claims (11)

1.一种用于将输入电压转换为电流并输出电流的电压电流转换器，包括：

采样和保持单元，被配置为采样和保持所述输入电压；

单独电压电流转换单元，被配置为输出对应于由所述采样和保持单元采样和保持的所述电压的电流；以及

控制单元，被配置为控制所述采样和保持单元对所述输入电压进行采样和保持的时序，其中

当从所述单独电压电流转换单元输出的电流的部分或全部被叠加并且叠加后的电流被输出时，从所述输入电压到所述叠加后输出的电流的转换增益的频率特性表示有限冲击响应滤波器特性，并且

当从所述电压电流转换器输出的电流被输入到另一电压电流转换器、并且从所述另一电压电流转换器输出的电流的部分被输入到所述另一电压电流转换器时，从所述输入电压到从所述另一电压电流转换器输出的电流的转换增益的频率特性表示无限冲击响应滤波器特性。

2.根据权利要求1所述的电压电流转换器，其中，

所述采样和保持单元包括：

开关器件；和电容，其中

所述电容包括配线的对地电容、所述开关器件的对地电容、以及后级单独电压电流转换单元的输入电容中的至少一种。

3.根据权利要求1所述的电压电流转换器，包括：

多个所述采样和保持单元，所述采样和保持单元中的每一个以相等的时间间隔对所述输入电压进行采样和保持；以及

多个所述单独电压电流转换单元，所述单独电压电流转换单元中的每一个包括相等的转换增益，

其中，所述频率特性表示移动平均滤波器特性。

4.根据权利要求1所述的电压电流转换器，还包括：

电流提取单元，被配置为间歇地从所述单独电压电流转换单元的输出端提取电流，并输出所提取的电流，其中

从所述输入电压到输出电流的转换的有效增益由所述电流提取单元的间歇操作比控制。

5.一种微分电路，包括根据权利要求1所述的电压电流转换器。

6.根据权利要求5所述的微分电路，还包括：

电容元件，其被连接至所述电压电流转换器的输出端。

7.一种积分电路，包括根据权利要求1所述的电压电流转换器。

8.根据权利要求7所述的积分电路，还包括：

电容元件，其被连接至所述电压电流转换器的输出端。

9.一种滤波器电路，包括根据权利要求1所述的电压电流转换器。

10.根据权利要求9所述的滤波器电路，还包括：

电容元件，其被连接至所述电压电流转换器的输出端。

11.一种用于将输入电压转换为电流并输出所述电流的电压电流转换方法，包括：

对所述输入电压进行采样和保持；

输出电流，该电流对应于所采样和保持的电压；以及

叠加所输出的电流的部分或全部，并输出叠加后的电流，其中

当对应于所采样和保持的电压的输出电流的部分或全部被叠加并且叠加后的电流被输出时，从所述输入电压到所述叠加后输出的电流的转换增益的频率特性表示有限冲击响应滤波器特性，并且

当从电压电流转换器输出的电流被输入到另一电压电流转换器、并且从所述另一电压电流转换器输出的电流的部分被输入到所述另一电压电流转换器时，从所述输入电压到从所述另一电压电流转换器输出的电流的转换增益的频率特性表示无限冲击响应滤波器特性。