CN101911492A - 利用时变电源对1-of-N NDL门进行电荷再循环 - Google Patents

Abstract

本公开内容描述的发明是一种基本电荷再循环门(70)，该基本电荷再循环门(70)包括预充电节点(75)、输出充电网络(78)、输出预充电与空传播网络(77)、评估网络(76)、第一时变电源TVS0、第二时变电源TVS2及保持电路(79)。此外，本公开内容描述的发明还是一种时变电源(130)，该时变电源(130)包括共振器电路(131)、振幅与功率检查电路(135)、一个或多个过冲及一个下冲电压箝(1105和112)、激励电路(137)和(136)及电流监视电路(138)和(139)。此外，本发明还包括利用振幅与功率检查电路(135)、电容器组(132)和(134)及电感器分接头选择控制器(133)进行频率自调谐。振幅自调谐是由振幅采样与比较电路(144)提供的。此外，还提供了相移控制电路(150)。而且，还提供了用于功率管理的分布式控制开关电路(160)。

Description

利用时变电源对1-of-N NDL门进行电荷再循环

技术领域

本公开内容涉及利用电源进行电荷再循环。更具体而言，本公开内容涉及利用时变电源对1-of-N NDL门进行电荷再循环。

背景技术

电荷再循环和绝热充电是两种可以用来减少集成电路所耗散的能量的电路技术。这些技术在对大电容性负载进行充电和放电时或者充电以循环方式执行时特别有用。

传统的充电

集成电路所耗散的全部能量中的一大部分是电路中电容性信号节点充电和放电的结果。可以通过考察如图1中所例示的简单CMOS逆变器来理解这种影响。

首先，跨电容器18的电压是零，没有能量存储在该电容器中。输入信号12使P沟道MOSFET 14截止，并使电容器18接地的N沟道MOSFET 16导通。当该给电容器18充电时，P沟道MOSFET 14导通，以便允许电流从电源流到电容器18中。一旦P沟道MOSFET 14导通，电路就可以被建模成如图2所例示的简单RC电路20，图2示出了电源22给电阻器24和电容器26供电。该RC电路令电阻器24的值作为MOSFET的“导通”电阻。

电路中所耗散的能量是电流i(t)流经电阻器24的结果并由下式给出：

$E_{\mathrm{diss}}=\underset{0}{\overset{\∞}{\∫}}{i}^2\left(t\right)\mathrm{Rdt}---\left(1\right)$

流经电阻器24的电流与流经电容器26的电流相同，由下式给出：

$i\left(t\right)=C\frac{{\mathrm{dV}}_c\left(t\right)}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

结合等式1和2并求解所得表达式，可以看到电阻中所耗散的能量是1/2CV²。重要的是需要注意：由于是利用恒定电压充电，因此通过电阻器的耗散独立于电阻器的值。

将电容器充电到电源电势所需的电荷等于CV。这暗示从电源迁移的总能量是CV²。然而，电荷是通过电阻器R输送的，并且如以上所指示的，通过电阻器耗散掉的能量是1/2CV²。因此，从电源迁移的能量的一半作为热量在电阻器中耗散掉了，另一半给负载充电。

当负载放电时，即，N沟道MOSFET导通并将电容器放电到地，发生类似的现象且另一1/2CV²在N沟道MOSFET的电阻中耗散掉了。

在传统的情况下，信号节点电容的充电和放电都导致1/2CV²的耗散。源自电源的所有能量最终都转换成电阻中的热量。

绝热充电

在热力学中，当过程不将热传输到工作流体时，该过程称为绝热的。这个概念可以扩展到电子学中，尤其是扩展到集成电路中信号节点的充电中。如果信号节点可以不在电阻中耗散能量地充电或者放电，则该充电过程是绝热的。

为了实现绝热的充电过程，需要更精确控制电容性负载如何随时间充电。这可以通过利用时变电源来实现，该时变电源开始为零，然后随时间朝期望的电源电压斜线变化，如图3中所例示的。线性的电压斜线变化提供了恒定的电流，并将跨电阻的电压限制到任意小的电平。电阻器中所耗散的能量由下式给出：

$E_{\mathrm{diss}}=\left(\frac{\mathrm{RC}}{T}\right){{\mathrm{CV}}_{\mathrm{dd}}}^2---\left(3\right)$

根据等式3很显然的是，对于这种充电场景，电阻器中所耗散的能量是时变电源周期的函数。增加周期导致更少的耗散能量，并且，在T＞＞RC的情况下，耗散接近零。利用减小的电压斜线变化，负载电容可以以绝热方式放电，这将导致用于所耗散能量的相同表达式。

当绝热充电和放电一起使用时，所耗散能量的减少是惊人的。参考图4，考虑电路40中电容性负载已经在时刻t₀放电到地的情况。对于这个例子，假定电压源42就象存储了CV²能量的能量贮存器41，而电容器46就象空的能量贮存器48，电路40具有电阻器44。

在图5中，当电容性负载充电时，1/2CV²输送到能量贮存器58，即电容器56。根据等式3，另一RC/TCV²已经从电源贮存器51迁移并作为热量在电阻器54中耗散。因此，与整个电源贮存器都变空的传统的充电情况相比，总共(1/2+RC/T)CV²从电源贮存器51迁移。与电源贮存器完全耗尽的传统的充电情况相比，当负载放电时，随着能量返回到电源贮存器51，另一RC/TCV²在电阻器54中耗散，从而留下总共CV²-2RC/TCV²在电源51中。在T＞＞RC的限制情况下，电路在电阻器中不耗散能量，且从电源汲取以给电容器充电的电荷在电容器放电时返回到电源。

一般的电源由于通常通过分路阻抗耗散到地，所以不能够处理在绝热放电过程中返回的电荷。这种限制使得绝热放电过程不比传统的放电方法更有效。为了利用返回的能量，有必要使用用于时变电源的共振源，这是由于该共振源能够回收返回的电荷、存储该电荷并使其可用于后续的时钟周期。

发明内容

本公开内容描述的发明是一种基本电荷再循环门70，该基本电荷再循环门70包括预充电节点75；耦接到信号输出72的输出充电网络78；输出预充电与空传播网络77；具有信号输入71的评估网络76，该评估网络76耦接到所述预充电节点75，并耦接到所述输出充电网络78和所述输出预充电与空传播网络77；耦接到所述预充电节点75和所述输出充电网络78的第一时变电源TVS0；耦接到所述评估网络76的第二时变电源TVS2；及耦接到所述信号输出72和所述评估网络76的保持电路79。

此外，本公开内容描述的发明还是一种时变电源130，该时变电源130包括共振器电路131、振幅与功率检查电路135、一个或多个过冲电压箝1105及一个下冲电压箝112、激励电路137和136、及电流监视电路138和139。此外，本发明还包括利用振幅与功率检查电路135、电容器组132和134及电感器分接头选择器133进行频率自调谐。振幅自调谐是由振幅采样与比较电路144提供的。而且，还提供了相位偏移控制电路150。而且，还提供了用于功率管理的分布式控制开关电路160。

附图说明

为了进一步帮助理解本发明，附图有助于例示本发明的特定特征，以下是对附图的简要描述：

图1例示了简单的CMOS逆变器。

图2例示了简单RC电路的电建模。

图3例示了时变电源随时间的电压。

图4例示了时变电源的电模型的初始电路状态。

图5例示了在电容器充电后时变电源的电路状态。

图6例示了示例性1 of N NDL门。

图7公开了基本电荷再循环NDL门的实施例。

图8例示了简单的电感电路。

图9例示了简单LC电路到四个相位的扩展。

图10例示了单独时钟控制的2N2P LC激励电路的实施例。

图11公开了具有过冲和下冲电压箝的激励电路的实施例。

图12公开了具有用于频率自调谐的电容器组的时变电源的实施例。

图13公开了具有可调节电感的时变电源的实施例。

图14公开了具有振幅自调谐的时变电源的实施例。

图15公开了用于时变电源的实施例的相移系统。

图16公开了利用分布式控制开关的时变电源的实施例。

具体实施方式

本公开内容描述了用于利用时变电源对1 of N NDL门进行电荷再循环的方法与装置。为了提供对本发明的透彻理解，本公开内容描述了多个特定的细节。本领域技术人员将认识到，可以在没有这些特定细节的情况下来实践本发明。此外，为了不模糊所公开的发明，本公开内容没有具体描述有些众所周知的项。

基本充电再循环NDL门

为了利用以上所述的绝热充电与放电过程，两种电路技术是必需的。这些技术中的第一种是逻辑门本身。

为了能够使用以上所述的充电与放电过程，已经开发出了几种不同的逻辑家族。这些家族中的每一个都有从需要完全差分逻辑到低噪声裕量的缺陷。从1-of-N NDL拓扑结构导出的新逻辑家族解决了这些问题并提供了鲁棒的电路解决方案。1-of-N拓扑结构是Intrinsity公司所拥有的1-of-N Domino Logic(多米诺逻辑)(

)电路技术。和

是Intrinsity公司的注册商标。FAST14技术和NDL门在美国专利第6,069,497号和第6,118,304号中得以更好的描述，这两个专利出于所有目的都通过引用并入于此。

参考图6，1-of-N NDL门60是用于创建电荷再循环逻辑家族的理想起点。门60包括预充电节点，即，堆栈顶(top-of-stack)，如果输入61的逻辑状态正确，则该预充电节点将通过评估网络66放电。堆栈顶节点的值通过逆变器68输出到其它门。

P沟道MOSFET 64负责堆栈顶节点的预充电。当CLK 63为低时，PFET 64导通并将堆栈顶充电至电源电压。当CLK变高时，PFET64截止，门60开始评估。

在评估过程中，N沟道MOSFET 65导通，并且依赖于输入的状态，将堆栈顶节点放电至地。评估网络66包括耦接到一起的N沟道MOSFET的各种组合，以便基于1-of-N编码的数据输入实现给定的逻辑功能。

就象关于所有的动态逻辑电路一样，存在由于一个或多个输入上寄生噪声而造成的堆栈顶节点的非预期放电的风险。为了防止这种情况，使用完全保持器(这是组合的逆变器68和逆变器67)。通过提供少量的附加电荷，附加的逆变器67帮助在噪声、电荷共享及到节点的非期望耦接过程中将堆栈顶电压保持在电源电平。逆变器的大小被设计成足够弱，使得在期望的堆栈顶放电过程中，评估堆栈不难克服保持器逆变器。

为了允许基本的NDL门在电荷再循环系统中使用，需要对基本的NDL门进行几个关键的改变。这些改变中的第一个涉及图6的输出逆变器68。现在参考图7，图7公开了基本电荷再循环NDL门70，输出逆变器已经被控制数据输出的充电与放电的两个网络所替代。第一个网络即输出充电网络78在门70评估的时候(即，堆栈顶放电的时候)，将输出72连接到第一时变电源TVS0，以便绝热地给输出充电。当第一时变电源开始变低时，输出充电网络78继续连接到输出72，以便允许输出以绝热方式放电。本领域技术人员将认识到，输出充电网络78可以包括实现其任务的适当电路。

第二个网络，即输出预充电与空传播网络77，确保在预充电过程中输出72上固有的接地电平，并维持门不评估时的有效连接(空传播)。在美国专利第7,053,664号中对空值传播更好地进行了描述，该专利出于所有目的通过引用并入于此。本领域技术人员将认识到，输出预充电与空传播网络77可以包括实现其任务的适当电路。

采用类似的技术，来以绝热方式给堆栈顶节点放电。门60的评估设备65已经除去，且评估网络的底部已经直接连接到第二时变电源TVS2。假定输入数据71使得，当时变电源TVS2过渡到低状态时，门70将评估，堆栈顶节点将跟随，从而近似于绝热放电，这限制了通过评估堆栈中MOSFET的耗散。当时变电源TVS2过渡到高状态时，堆栈顶节点以绝热方式充电至V_dd-V_th。PFET 75完成了对堆栈顶的预充电。

最后，通过将PFET 75连接到一个时变电源，FET的栅极电容以绝热方式充电和放电，由此减少耗散并允许更多的电荷再循环。

重要的是需要注意：逆变器79在电荷再循环版本的NDL门中仍然存在。这维持了类似于传统类型门的抗噪特性。

电荷再循环版本的NDL门维持了相同的基本拓扑结构，但是如上所述，允许堆栈顶电容和输出负载电容两者以近似于绝热理想的方式充电和放电。由此，这种门比其传统的对应物耗散更少的能量，并允许存储在以上提到的电容中的一部分能量再次循环，由此减少整体的功耗。

时变电源

实现绝热充电与放电的好处的第二种关键的电路技术是时变电源。如前面所指出的，随时间变化的电源对于以绝热方式控制信号节点的充电与放电是必需的。此外，时变电源必须允许在绝热放电过程中所返回的电荷的回收(再循环)。在循环的充电部分中，时变电源提供给负载充电所必需的能量。当负载放电时，时变电源充当能量槽，用以从负载回收没有作为热量在电路的电阻中耗散的能量，并存储其以在下次的充电周期中使用。

包括电感器与聚合片上电容的共振电路是用于生成必需的时变电源的最佳选择。电感的使用将生成正弦电压波形。尽管这不是以上所述的理想的线性电压斜线变化，但它充当一种很接近的近似。最后，在共振器电路中必须要留意，以便最小化耗散并允许相位锁定到主时间基准。

共振器

创建能够再循环绝热充电过程中所保存的能量的电源的一种技术涉及电感器的使用。现在参考图8，其思想是创建包括电感器81(在芯片的内部或者外部)和片上电容82(有或者没有片上或片外镇流电容)的共振电路。电路的共振频率由下式给出：

${\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LC}}}---\left(4\right)$

如果电感器的值选择成使得电路在期望的时钟频率下共振，则需要非常少的能量来保持电路工作。此外，存储在电容器的电场中的能量在绝热放电过程中可以(较少耗散地)传输到电感器的磁场，由此使得电荷可以再循环。

以上简单的LC电路可以扩展成提供用于以上所提到的再循环NDL门工作所必需的四个相位。现在参考图9和电路90，添加第二个电感器并将电容性负载分成四个相等的部件实现了这个任务。两个分离的储能电路(91、92、93和94、95、96)中的每一个都创建了彼此异相180°的两个时钟相位。用于储能电路的激励电路可以用于在两个储能电路之间感应出必需的90°相移，由此创建所需的四个时钟相位。

现在参考图10，作为再循环NDL门的最佳选择的激励电路是单独时钟控制的2N2P布置。共振器电路104包括电感器103、电容器1001和1002，其中电容器1001和1002产生第一时变电源TVS0和第二时变电源TVS2。PFET 108和NFET 105形成用于CLKA和CLKBX的第一激励电路101，而PFET 106和NFET 107形成用于CLKB和CLKAX的第二激励电路102。

在这个电路100中，单独的晶体管(104、105、106、107)是利用从主时间基准中导出的非重叠时钟脉冲激活的。通过使用这种脉冲，有可能单独地控制每个晶体管被激活的时间，由此允许电路被“调谐”，以便提供将储能电路激励到共振所必需的最小量能量。通过确保在电感器同一侧的PFET和NFET不在相同的时间导通，例如104-105和106-107，脉冲驱动的布置还最小化了这些类型结构中公共的击穿电流。

由于整个系统需要四个时钟相位(CLKA、CLKAX、CLKB、CLKBX)，因此需要两个激励电路，每个都跨电感器连接。电容器1001和1002可以是分立的电容器或者它们可以是与TVS0和TVS2关联的电容。

过冲与下冲箝位

当在电路中采用电感器时，必要要留意以确保没有发展成大电压。在共振时，RLC电路的电压增益可以是相当大的，并生成超过电源的电压，即，高于VDD且低于地的电压。

这种超出电源范围的偏移会压迫或者损坏芯片上的电路。例如，大于建议的电源电压的电压会损坏MOSFET的栅极氧化物，使得该器件不能工作。还有可能正向偏置在MOSFET的源极与漏极区域上形成的本征二极管。当发生这种现象时，载流子喷射到衬底上，而且如果载流子数量足够，会触发称为闭锁的效果。

为了阻止偏移启动不期望的效果，可以添加电压箝位，如图11中以电路110所例示的。电路110包括具有激励电路1107和1106的共振器电路111。共振器电路111包括电感器1103和电容器1102与1104，并产生第一时变电源TVS0和第二时变电源TVS2。激励电路1107包括具有CLKA和CLKBX的PFET 114和NFET 113，而激励电路1106包括具有CLKB和CLKAX的PFET 115和NFET 116。

在这个电路中，第一箝位电路1105和第二箝位电路112实现为二极管连接的MOSFET。第一箝位电路1105包括PFET 117和NFET119；而第二箝位电路112包括PFET 118和NFET 1101。在工作时，如果TVS0试图超过电源电压VDD，则PFET 117将激活，且储能电路中过多的能量将分流到正电源中。如果TVS0摆动到低于地，则发生类似的效果，其中NFET 119将激活，以便将时变电源保持在地。具有PFET 118和NFET 1101的第二箝位电路112对TVS2执行相同的功能。

尽管所示的箝位实现为二极管连接的MOSFET，但是当时变源移动超出电源电压时允许时变源与电源之间连接的任何结构都是可以接受的。例如，二极管连接的MOSFET可以由显式的PN二极管替代。此外，本领域技术人员将认识到，箝位电路可以结合到激励电路中。

频率自调谐

当包括时变电源节点的聚合电容与显式电感器的LC储能电路以其共振频率被驱动时，电荷再循环NDL系统提供最大化的功率降低。在设计过程中，总电容是从选择成实现在期望的时钟频率处共振的掩蔽数据(mask data)和电感值估计的。然而，制造过程中的变化会导致与所期望的不同的电容，而且这会使电路的共振频率是与期望不同的频率。需要一种机制来允许LC储能电路在装配后重新调谐到正确的频率。

在实际电容小于期望的情况下，附加的电容可以以小的增量添加，如图12中所例示的，直到储能电路以期望的频率共振。电路120包括具有时变电源节点TVS0和TVS2的共振器电路123。如前面在图10和11中所描述的，激励电路129和127耦接到共振器电路123。而且如前面所描述的，本领域技术人员将认识到，如上所述的箝位电路可以结合到激励电路中。

电路120还包括电流监视电路1201和128。本领域技术人员将认识到，这些电路可以包括限制流入和流出共振器123的电流的合适电路。

为了确定共振器电路123是否在共振，时变电源的振幅和从激励电路汲取的电流两者都需要监视。当共振器电路123接近共振时，时变电源的振幅将处于其最大值，而且由激励电路提供给共振器电路的电流将处于最小值。如果情况不是这样，则振幅与功率检查电路126可以将附加的电容连接到时变电源节点中，直到实现例如由电容器组124和125所例示的共振。尽管所示拓扑结构是针对需要附加电容的情况，但还可能将附加电容器与时变电源节点串联连接，由此降低总的电容。此外，本领域技术人员将认识到，振幅与功率检查电路126可以包括用于控制并监视时变电源节点的振幅与功率的合适电路。

假设共振器电路的电感器装配到芯片上，那么还可能通过改变电感器的值来重新调谐共振器电路，如图13中所例示的。

电路130包括具有时变电源节点TVS0和TVS2的共振器电路131。如前面所描述的，激励电路136和137耦接到共振器电路131。本领域技术人员将认识到，如上所述的箝位电路可以结合到激励电路中。电路130还包括电流监视电路138和139。而且如前面所例示的，电路130附加地还包括具有振幅与功率检查电路135的电容器组132和134。

共振器电路131的电感器可以分接到螺线中的一个或多个位置从而允许来自单个装配的电感器的几个不同的电感值，并且由电感器分接头选择控制器133控制。振幅与功率检查电路135生成用以控制电感器分接头选择电路133的信号。基于控制信号的值，不同的分接头被选择作为电感器的第二端子，由此改变电路中电感的值并改变共振频率。重复这个过程，直到实现在期望时钟频率下的共振。本领域技术人员将认识到，分接头选择电路133可以包括用以调节共振器电路131的电感的合适电路。

还有可能结合前面的两种方法，使得电路的共振频率可以通过调节电路的电容和/或电感中的任何一个或者两个来改变。

振幅自调谐

使用时变电源所给出的一个挑战是时钟门控的结果。在传统的设计中，连接到电路未使用部分的时钟停止，由此通过消除前面提到的未使用电路中的开关来节省功率。当需要该电路时，时钟被重新激活，从而允许电路块执行其指定的功能。然而，对于时变电源，情况更加复杂。

当时变电源与未使用的电路块断开时，构成共振电路的电容性负载的一部分也断开了。电容的除去造成系统共振频率的偏移及功率时钟的振幅的提高。为了实现与断开未使用的电路块相关联的功率节约，有必要调节时变电源的振幅，使得更少的能量添加到系统。

现在参考图14，为了调整时变电源的振幅，采用反馈机制。在这种情况下，每个时变电源都在靠近电感器的端子处被采样。电路140包括具有时变电源TVS0和TVS2的共振器电路142。耦接到共振器电路142的是激励电路145和146及振幅采样与比较电路144。由振幅采样与比较电路144将所采样的时变电源TVS0和TVS2的峰值与电源电压和地进行比较，并相应地调节控制信号。如果时变电源的振幅太低，则调节控制信号以使得两个激励电路向共振器电路提供额外的能量。如果时变电源的振幅太大，即，峰峰电压大于电源电压，则调节控制信号以使得激励电路向电路提供更少的能量。依赖共振器电路中的自然耗散来除去额外的能量并减小时变电源的振幅。

激励电路用来提供更多或更少能量的方法可以以两种方式实现。第一种方法依赖于来自振幅采样与比较电路144的基于模拟的控制信号。模拟信号控制激励电路中驱动MOSFET的偏置点，从而有效地使MOSFET根据需要更强或更弱。第二种方法依赖于由一个或多个位组成的数字控制信号。在控制信号中编码的数字字用于激活或者去激活MOSFET的集合中的包括激励电路中的驱动器件的部分。当数字字的值改变时，使得不同数量的MOSFET有效，由此改变驱动器件的有效大小，从而改变施加到电路的能量的量。

另一种可以实现时钟门控的功率节省的方法涉及附加镇流电容的使用。当一部分电容性负载脱离时，它可以由(在电感器的两侧平衡的)附加镇流器来替代。这将维持正确的共振频率并除去当时变电源维持其期望振幅时对调节激励电路的需求。由于镇流电容将直接连接到时变电源，因此它将以绝热方式充电和放电，从而导致全部负载所连接地方的功率节省(电路负载的充电和放电仅仅是部分绝热的)。

相移控制

在传统的NDL中，可能期望控制各种时钟之间的相位关系。时钟相位0和2通常异相180°。这对于时钟相位1和3也是相同的。在FMAX，期望在两组时钟相位之间有大约90°的相移，这通常是利用固定的延迟电路实现的。

用于电荷恢复NDL实现中时变源的相位关系是类似的。相位0(1)和2(3)之间的180°相移保持相同。总的来说，当偶数和奇数相位的重叠最大化时，实现FMAX。因此，相位0和1(2和3)之间精确的90°相移是期望的。

在使用电感器创建时变源时，相位0和2(1和3)之间的180°相移是固有的。当以这种方式使用时，电感器的电抗提供了其两个端子之间确切的180°相移。通过使用两个电感器，实现了相位0和2(1和3)之间180°的相位关系。

为了确保两组时变电源之间期望的90°相移，采用了一种采样时变电源、比较其相对相位并调节控制时钟延迟的系统，如图15中和电路150所例示的。电路150包括具有时变电源节点TVS0和TVS2的共振器电路152及具有时变电源节点TVS1和TVS3的共振器电路159。为了简化，共振器电路没有象前面所讨论的那样示出附加电路，附加电路包括激励电路、箝位电路、电流监视电路、电容器组、振幅与功率检查电路、电感器分接头选择控制器电路及振幅采样与比较电路。

相位0时变电源TVS0被时变源到数字转换器电路155采样并转换成数字信号，使得相位比较可以更容易地实现。对于相位1时变电源TVS1也由时变源到数字转换器电路158进行相同的操作。本领域技术人员将认识到，也可以使用TVS2和TVS3。此外，本领域技术人员还将认识到，合适的电路可以包括实现其任务的时变源到数字转换器电路。

一旦时变电源信号已经转换成数字信号，就通过相位检查电路156确定两个相位之间的相对相位差。在理想的情况下，两个信号之间的差值是90°而且不采取行动。然而，如果相位0和1之间的相位差大于期望的90°，则减少可调节的延迟电路157中的延迟量。如果两个信号之间的相位差小于指定的90°，则附加的延迟添加到可调节的延迟电路157。本领域技术人员将认识到，合适的电路可以包括实现其任务的相位检查电路和可调节的延迟电路。

相对于共振器电路152的控制时钟信号151，系统持续地对相位1-3共振器电路159调节控制时钟信号1501的延迟，以维持两个相位组之间期望的相位关系。利用这种类型的系统，可以补偿由于过程、电源电压和温度造成的变化，以允许期望的相位关系。

分布式控制开关

作为节省功率的一种方法，常常采用一种称为时钟门控的技术。这种方法将时钟与未使用的电路块脱离，使得该块中的电路不会不必要地开关并消耗功率。对于电荷再循环NDL逻辑电路可以采用类似的技术，如图16中对于电路160所例示的。电路160包括具有时变电源节点TVS0和TVS2的共振器165及具有时变电源节点TVS1和TVS3的共振器166。为了简化，共振器电路没有象前面所讨论的那样示出附加电路，附加电路包括激励电路、箝位电路、电流监视电路、电容器组、振幅与功率检查电路、电感器分接头选择控制器电路、振幅采样与比较电路及相位延迟电路。

耦接到共振器电路165和166的是一个或多个开关169、168至第N个开关167(任何个数的开关)。每个开关都由其自己的控制信号控制，用于开关169的是控制信号1604，用于开关168的是控制信号1605及用于第N个开关167的是第N个控制信号161。耦接到开关的是一个或多个NDL电路块1603、1602至第N个电路块1601(任何个数的NDL电路块)。本领域技术人员将认识到，合适的电路可以包括实现其任务的开关电路。此外，本领域技术人员还将认识到，NDL电路块可以包括执行各种任务的多种NDL电路。

当开关闭合时，时变电源直接传递到适当的NDL电路块中的内部电路。如果系统确定一个或多个NDL电路块有一段时间不需要，则转换适当的开关控制信号。开关控制信号状态的改变将目标NDL电路块中的内部电路与时变电源断开，并将本地电源节点驱动到已知的状态，以防止电路中奇怪的行为并允许在需要该块时更容易的启动。

此外，开关可以包括提供附加时钟或信号(如由信号1606-1608所例示的)的附加电路，以帮助测试、调试、替换电源，等等。本领域技术人员将认识到，开关控制信号将必须补充以附加信息，以便选择哪个可选的时钟将连接到预期的电路块。

总而言之，本公开内容描述的发明是一种基本电荷再循环门70，该基本电荷再循环门70包括预充电节点75；耦接到信号输出72的输出充电网络78；输出预充电与空传播网络77；具有信号输入71的评估网络76，该评估网络76耦接到预充电节点75，并耦接到输出充电网络78和输出预充电与空传播网络77；耦接到预充电节点75和输出充电网络78的第一时变电源TVS0；耦接到评估网络76的第二时变电源TVS2；及耦接到信号输出72和评估网络76的保持电路79。

此外，本公开内容描述的发明还是一种时变电源130，该时变电源130包括共振器电路131、振幅与功率检查电路135、一个或多个过冲电压箝1105及一个下冲电压箝112、激励电路137和136、及电流监视电路138和139。此外，本发明还包括利用振幅与功率检查电路135、电容器组132和134及电感器分接头选择控制器133进行频率自调谐。振幅自调谐是由振幅采样与比较电路144提供的。而且，还提供了相位偏移控制电路150。而且，还提供了用于功率管理的分布式控制开关电路160。

在考虑本公开内容或者实践所公开的发明后，本发明的其它实施例对本领域的技术人员是显而易见的。以上的说明书和示例仅仅是示例性的，本发明的真正范围是由以下权利要求确定的。

Claims (6)

1.一种基本电荷再循环门，包括：

预充电节点；

输出充电网络，其耦接到信号输出；

输出预充电与空传播网络，其耦接到所述信号输出；

评估网络，其具有信号输入，该评估网络耦接到所述预充电节点，并耦接到所述输出充电网络和所述输出预充电与空传播网络；

第一时变电源，其耦接到所述预充电节点和所述输出充电网络；

第二时变电源，其耦接到所述评估网络；及

保持电路，其耦接到所述信号输出和所述评估网络。

2.一种制造基本电荷再循环门的方法，包括：

提供预充电节点；

将输出充电网络和输出预充电与空传播网络耦接到信号输出；

将具有信号输入的评估网络耦接到所述预充电节点，并耦接到所述输出充电网络和所述输出预充电与空传播网络；

将第一时变电源耦接到所述预充电节点和所述输出充电网络；

将第二时变电源耦接到所述评估网络；及

将保持电路耦接到所述信号输出和所述评估网络。

3.一种使用基本电荷再循环门的方法，包括：

向信号输入提供数据；及

利用评估网络来评估所述数据，所述评估网络对信号输出产生评估数据；

其中，具有所述信号输入的所述评估网络耦接到预充电节点，并耦接到输出充电网络和输出预充电与空传播网络，所述输出充电网络和所述输出预充电与空传播网络耦接到所述信号输出；

其中，第一时变电源耦接到所述预充电节点和所述输出充电网络，第二时变电源耦接到所述评估网络，且保持电路耦接到所述信号输出和所述评估网络。

4.一种时变电源，包括：

共振器电路；

振幅与功率检查电路，其耦接到所述共振器电路；

过冲电压与下冲电压箝位电路，其耦接到所述共振器电路；

激励电路，其耦接到所述共振器电路；

电流监视电路，其耦接到所述共振器电路；

频率自调谐电路，其耦接到所述共振器电路，其中，所述频率自调谐电路还包括所述振幅与功率检查电路、电容器组及电感器分接头选择控制器电路；

振幅自调谐电路，其耦接到所述共振器电路；

相移控制电路，其耦接到所述共振器电路；及

分布式控制开关电路，其耦接到所述共振器电路。

5.一种制造时变电源的方法，包括：

提供共振器电路；

将振幅与功率检查电路耦接到所述共振器电路；

将过冲电压与下冲电压箝位电路耦接到所述共振器电路；

将激励电路耦接到所述共振器电路；

将电流监视电路耦接到所述共振器电路；

将频率自调谐电路耦接到所述共振器电路，其中，所述频率自调谐电路还包括所述振幅与功率检查电路、电容器组及电感器分接头选择控制器电路；

将振幅自调谐电路耦接到所述共振器电路；

将相移控制电路耦接到所述共振器电路；及

将分布式控制开关电路耦接到所述共振器电路。

6.一种使用时变电源的方法，包括：

向共振器电路提供功率，其中所述共振器电路耦接到过冲电压与下冲电压箝位电路、激励电路、电流监视电路；

利用振幅与功率检查电路监视所述共振器电路；

利用耦接到所述共振器电路的频率自调谐电路来自调谐所述共振器电路的频率，其中所述频率自调谐电路还包括所述振幅与功率检查电路、电容器组及电感器分接头选择控制器电路；

通过将振幅自调谐电路耦接到所述共振器电路来自调谐振幅；

利用耦接到所述共振器电路的相移控制电路来相移输出信号；及

利用耦接到所述共振器电路的分布式控制开关电路来控制功耗。

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