CN101904109B

CN101904109B - Mimo系统中的波束成形

Info

Publication number: CN101904109B
Application number: CN200880121412.3A
Authority: CN
Inventors: I·拉基斯
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2007-12-19
Filing date: 2008-12-17
Publication date: 2014-04-30
Anticipated expiration: 2028-12-17
Also published as: JP2011508527A; CN101904109A; KR20120109611A; KR101244770B1; JP5242700B2; KR101407016B1; EP2243226B1; US7916081B2; KR20100095023A; US20090160707A1; WO2009085792A1; ES2417604T3; EP2243226A1; TW200935791A

Abstract

本发明提供了一种包括通过使用波束成形码本中一组波束成形向量的发射机阵列来发送训练序列的波束成形方法。接收阵列使用组合码本从收到的传输信息中获取信道状态信息，并且估计首选的波束成形向量和首选的组合向量。至少将该首选的波束成形向量(并且，可选的，该首选的组合矩阵)回传给该发射机阵列。

Description

MIMO系统中的波束成形

技术领域

本发明总体涉及无线通信系统，更具体地，涉及毫米波无线通信系统中的波束成形。

背景技术

在相关技术的一个方面，支持单载波和OFDM调制的双模超宽带(UWB)物理层使用共通模式。该UWB物理层可被用于毫米波(例如，60GHz)通信。共通模式是可以同时被单载波设备和OFDM设备用于信标、网络控制信令和基本速率数据通信的单载波模式。共通模式是不同设备和不同网络间实现互用性所必需的。

毫米波通信也会使用MIMO(多输入多输出)波束成形从而同时提供空间分集和阵列增益。常规的波束成形，例如特征波束成形(eigen-beamforming)，需要将信道状态信息矩阵和波束成形矩阵返回给发射阵列。IEEE 802.11n MAC/PHY规范D0.04，March 2006，特别说明了反馈信息，其包括反馈矩阵的行列规格、子载波群组大小(或者簇大小)、量化比特规格、以及从最低子载波索引到最高子载波索引为顺序开始的多个实际量化数据单元的阵列。对于使用了预编码矩阵的波束成形，可以通过使用预编码矩阵码本的索引替换波束成形矩阵内容的方式来减少反馈信息，正如在IEEE 802.16e MAC/PHY规范D12，2005，以及在D.J.Love，R.W.Heath Jr.，和T.Strohmer，“Grassmannian Beamforming for Multiple-InputMultiple-Output Wireless Systems”，IEEE Trans.Information Theory，Vol.49，No.10，October 2003，pp.2735-2747中所描述的那样。

发明内容

本文公开的实施例对于使用UWB信号的系统有利。然而，本发明并非意在局限于此类系统，其它无线系统也可受益于类似优势。

在本发明的一个实施例中，微微网控制器使用帧格式向一个或者多个无线用户设备发射信号。该微微网控制器和一个或者多个用户设备的每一个都使用天线阵列。该微微网控制器传送信号的帧格式包含了多个传输分段，其中以预定波束成形码本中的不同波束方向图发送每一个传输分段。

该帧格式也规定了侦听周期以允许微微网控制器侦听来自一个或者多个用户设备的反馈(例如，确认)。该微微网控制器接收每个用户设备计算的首选的波束成形权重，并且在其阵列中使用这些波束成形权重来和一个或者多个用户设备进行通信。该微微网控制器也可以接收每个用户设备计算的组合权重。

在本发明的一个实施例中，当微微网控制器作为一个或者多个用户设备的数据源时，该微微网控制器可以使用超帧的信标部分进行主动波束成形。在另一个实施例中，该微微网控制器可以使用超帧的信道时间分配(CTA)部分进行按需波束成形。按需波束成形通常应用于两个设备之间(例如，在微微网控制器和用户设备之间，或者在两个用户设备之间)。

信标部分包括准全向分区和定向分区。该准全向分区由多个相同的准全向(Q-omni)子信标(S-beacons)组成，其也被称为传输分段，覆盖微微网控制器周围不同的(并且可能是交叠的)物理区域。每个Q-omniS-beacon使用从Q-omni码本中挑选的不同的Q-omni波束成形方向图进行传输。每一个Q-omni子信标传输使用一个Q-omni波束成形向量。

该侦听周期也由多个接收分段组成。例如，竞争接入周期(CAP)可以被分为多个子CAP。在第l个子CAP期间，该微微网控制器处于接收模式，并且在第l个Q-omni信标持续时间内使用同样的Q-omni波束成形器向量进行传输。该准全向传输传递了关于定向训练分区的结构信息，并且该定向训练分区使信道状态信息(CSI)的获取和跟踪得以进行。该定向分区由训练序列(它也可以被称为传输分段)的多个副本组成，其中，由微微网控制器使用正交(或者准正交)码本中的不同正交或者准正交波束成形向量发送每个重复。

本申请人认识到，此处描述的关于微微网控制器与一个或者多个用户设备进行通信的帧格式和方法也可以用于用户设备与微微网控制器和/或其他用户设备进行通信。

在本发明的另一个实施例中，微微网中的用户设备配置用于选择波束成形权重和组合权重。该用户设备和该微微网控制器均包括天线阵列。该用户设备接收包括该微微网控制器发送的多个传输分段的信号。该多个传输分段的每一个都以预定波束成形码本中的不同波束方向图进行发送。该用户设备至少接收该多个传输分段的子集，并且据此估计首选的波束成形向量。该用户设备也要估计首选的组合向量用于处理其所接收。在侦听周期内至少将该首选的波束成形向量送回该微微网控制器。

本申请人认识到，此处描述的关于用户设备与微微网控制器进行通信的帧格式和方法也可以用于微微网控制器与一个或多个用户设备进行通信。

在本发明的另外又一个实施例中，准全向获取信令协议包含：第一收发器发送L个准全向分组以及后续的L个侦听周期(ACK)，直到在这L个侦听周期(例如，在第l个侦听周期)中的一个内收到ACK。第一收发器从该Q-omni码本中选择第l个Q-omni方向用于发射。第二收发器记录它的最佳Q-omni接收方向并且用于任何后续的Q-omni接收。

本发明的实施例也可以规定帧格式用于从第一收发器到第二收发器进行周期性传输的定向训练。例如，由该第一收发器发送的定向训练序列的一个循环可以对应已经选定码本的子集中的所有J个正交(准正交)波束成形向量。每个循环跟随有侦听周期(ACK)以侦听来自该第二收发器的任何反馈。

该第一收发器重复该周期直到该第二收发器获得了CSI，H_1→2(n)对于n＝0，1，...，N-1，或者找到足够的LQI。该第二收发器估计w₁和c₂，并且在该侦听(ACK)周期内至少将w₁估值耦合到该第一收发器。该第一收发器使用w₁波束成形估值，并且该第二收发器使用c₂组合估值进行下行链路(1→2)数据通信。可以在后续跟踪步骤中更新这些估值。此外，这个过程可以在上行链路(例如，2→1数据通信)使用。

本发明的实施例可以对处理的复杂性进行最小化优化，使之能够适合于诸如实时应用、快速更新、低功耗和/或低成本处理组件。本发明的特定实施例可以进行配置来提供前面讲述的特性和优点，以及/或者可选的特性和优点。

尽管特定实施例已经在此处进行了描述，但这些实施例的许多变形和置换仍属于本发明的精神和范围之内。尽管首选实施例的一些益处和优点都被提及，但是本发明的范围并非意在限定于特定益处、使用，或者目标。更确切的说，本发明的实施例意在广泛应用于不同的无线技术、系统配置、网络、以及传输协议，其中的一些以图中的例子和首选实施例后面的描述来进行示出。详细的描述和附图仅对本发明进行示出而非限制，本发明的范围通过附带的权利要求及其等价形式进行定义。

附图说明

依据本发明的实施例可以参考以下附图进行理解。

图1是可以依照本发明的实施例来使用的非对称天线系统框图；

图2A示出了依照本发明的实施例在第一收发器和第二收发器之间进行波束成形的方法；

图2B示出了依照本发明的实施例的波束成形跟踪方法；

图3A示出了具有λ/2元间距和二元波束成形权重/组合权重的二元阵列的一对正交天线阵列方向图；

图3B示出了具有λ/2元间距和二元波束成形权重/组合权重的三元线性阵列的天线阵列方向图；

图3C示出了具有λ/2元间距和二元波束成形权重/组合权重的四元线性阵列的四个正交波束方向图；

图3D示出了五元线性阵列的五个正交波束方向图；

图3E示出了具有λ/2元间距的六元线性阵列的波束方向图；

图3F示出了具有λ/2间距的七元线性阵列的正交波束方向图；

图3G示出了具有λ/2间距的八元线性阵列的八个正交波束方向图；

图4A示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的二元阵列的四天线阵列方向图；

图4B示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的三元阵列的四天线阵列方向图；

图4C示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的四元阵列的四个正交的天线阵列方向图；

图4D示出了对应于使用正交权重和λ/2元间距的四元阵列的可选码本的波束方向图；

图4E示出了对应于四元阵列的扩展码本的波束方向图；

图4F示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的五元阵列的六天线阵列方向图；

图4G示出了可以由使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的五元阵列所生成的八天线阵列方向图；

图4H示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的六元阵列的六个非正交天线阵列方向图；

图4I示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的六元阵列的八天线阵列方向图；

图4J示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的七元阵列的八天线阵列方向图；

图4K示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的八元阵列的八个正交的天线阵列方向图；

图4L示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的八元阵列的十二天线阵列方向图；

图4M示出了使用λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的八元阵列的十六天线阵列方向图；

图5A示出了由两个正交波束成形(或者组合)向量组成的二元阵列的两个互补格雷方向图；

图5B示出了三元天线阵列的三个准正交波束方向图；

图5C示出了四元阵列的一对格雷互补方向图；

图5D示出了由三个准正交波束成形向量组成的、对应于五元阵列的码本的三个准正交波束方向图；

图5E示出了对应于六元阵列的码本的三个准正交波束方向图；

图5F示出了对应于七元阵列的码本的三个准正交波束方向图；

图5G示出了由两个互补格雷向量所产生的用于八元阵列的一对波束方向图；

图6A示出了二元阵列的一对准全向波束方向图；

图6B示出了使用正交权重的三元阵列的一对准全向波束方向图；

图6C是由具有正交权重的四元阵列所生成的两个格雷互补方向图；

图6D示出了由五元阵列所生成的具有2.55dB最大方向性的准全向方向图；

图7A-7D示出了用于六元阵列的、对应于准全向码本向量的准全向波束方向图；

图8A示出了由六元阵列所生成的一对格雷互补方向图；

图8B示出了由具有正交权重向量的七元阵列所生成的三个准全向波束方向图；

图8C示出了由具有正交权重向量的八元阵列所生成的一对互补波束方向图；

图9示出了可以依照本发明的实施例来使用的超帧；

图10A示出了用于OFDM的S-beacon的分组结构；

图10B示出了用于单载波(SC)信令的S-beacon的分组结构；

图11A示出了短OFDM训练序列；

图11B示出了长OFDM训练序列；

图11C示出了短单载波训练序列；

图11D示出了长单载波训练序列；

图12A示出了由M个循环组成的超帧；

图12B示出了由M个超帧组成的循环；

图13A示出了传输帧的波束成形信息单元；

图13B示出了该波束成形信息单元的天线阵列信息部分；

图13C示出了该波束成形信息单元的训练序列信息部分；

图14A示出了可以在本发明的实施例中使用的超帧；

图14B示出了依照本发明的实施例的准全向获取信令协议；

图15示出了采用从第一收发器到第二收发器的周期性传输的定向训练的帧格式；

图16A示出了依照本发明的一个实施例进行主动波束成形的方法；

图16B示出了依照本发明的实施例进行按需波束成形的方法；

图17A是依照本发明的一个实施例、用于SAS的按需波束成形方法的流程图；

图17B示出了依照本发明的实施例、用于AAS的按需波束成形方法的步骤；

图18A示出了依照本发明的实施例、使用图15给出的帧格式的方法；

图18B示出了依照本发明的可选实施例的方法。

具体实施方式

据此，由于当前公开的这些实施例对各种修改和可选形式很敏感，其特定的典型实施例以附图中举例的形式展现出来并且在此处会被详细描述。应该理解的是，我们无意将本发明限定到公开的这些特定的形式上，恰恰相反，本发明将覆盖属于本发明的精神和保护范围之内的所有修改、等价和可选。在对附图的整个描述中，相似的标号可以指相似的单元。

另外应该注意的是，在某些可选实现中，标注于方框中的功能/动作可能出现在流程图中标注的顺序之外。例如，两个看似前后接续的流程框，实际上可能基本上同时执行，或者有时候以相反的顺序来执行，这取决于有关的功能和过程。

使用同样的天线来进行发射和接收的收发器称为对称天线系统(SAS)。使用一组天线进行发射而使用另一个组天线进行接收的收发器(例如，如图1所示)被称为非对称天线系统(AAS)。第一收发器101使用M_T个发射天线和M_R个接收天线。第二收发器102使用N_T个发射天线和N_R个接收天线。

信道模型H_1→2用于描述当收发器101发射信号给收发器102时的传播环境。同样的，信道模型H_2→1用于描述当收发器102发射信号给收发器101接收时的传播环境。信道模型可以用于描述可能应用于相关技术领域的任意可能的天线配置。另外，信道模型可以用于描述不同的传输协议。在本发明的一个实施例中，采用循环前缀和长度为N个子载波的FFT的OFDM进行信号发射，与采用具有突发长度为N的循环前缀的单载波(SC)传输，可以使用同样的信道模型。在这些例子中，我们典型的假设了：循环前缀比天线单元的任意发射-接收对之间的任意多径延迟要长。

在第一收发器101产生的OFDM符号流或者SC突发x(t)表示为：

x (t) = Σ_{k = 0}^{N - 1} S_{k} δ (t - k T_{c})

此处，T_c是采样(或者码片)持续时间，s_k表示复数。该符号流在进入通信信道进行传输前，使用波束成形向量w₁＝[w_1，1，w_1，2，...，w_1，MT]^T进行调制。MIMO信道可以用频域信道状态信息(CSI)进行表示：

H_{1 &RightArrow; 2} (n) &Element; C^{M_{T} \times N_{R}}

在频段号n，诸如：

此处，项h_i，j(n)同时包含了发送和接收滤波，以及在第一收发器的第j个发射天线和第二收发器的第i个接收天线之间的信道响应。

在第二收发器接收的信号用组合向量c₂＝[c_2，1 c_2，2...c_2，NR]^T进行处理以生成组合的基带信号，

y (t) = {c_{2}}^{H} [Σ s_{k} δ (t - k T_{c}) &CircleTimes; H_{1 &RightArrow; 2} (t) w_{1} + b (t)],

此处，b(t)是通过第二收发器的接收天线的加性高斯白噪声向量。

在第一收发器的发射机和第二收发器的接收机之间的离散信道模型可以用单输入单输出(SISO)信道来表示，

y_{r} = {c_{2}}^{H} Σ_{k = 0}^{L - 1} H_{k} s_{r - k} w_{1} + c_{2} b_{i} = Σ_{k = 0}^{L - 1} p_{k} s_{r - k} + b_{i}^{'}

其中，p_k＝c₂ ^HH_kw₁，并且i表示OFDM采样(或者单载波突发)中的采样(或者码片)编号。SISO信道在频段n＝0，1，...，N-1处具有的频率响应如下给定：

P_n＝c₂ ^HH_1→2(n)w₁.

离散频率接收信号模型为：

Y_n＝P_nS_n+B_n，

此处，[S₀，S₁，...，S_N]是OFDM数据符号(或者SC数据突发的FFT变换)，而[B₀，B₁，...，B_N]是加性高斯白噪声向量。

用于描述在第二收发器的发射机到第一收发器的接收机之间信道的信道模型给出如下：

Q_n＝c₂ ^HH_2→1(n)w₂

其对于频段n＝0，1，...，N-1。对于OFDM和SC两者，在第n个子载波上的信噪比(SNR)如下：

{SNR}_{n}^{1 &RightArrow; 2} = \frac{E_{s} {| P_{n} |}^{2}}{N_{0}} = \frac{E_{s} {| c_{2}^{H} H_{1 &RightArrow; 2} (n) w_{1} |}^{2}}{N_{0}},

{SNR}_{n}^{2 &RightArrow; 1} = \frac{E_{s} {| Q_{n} |}^{2}}{N_{0}} = \frac{E_{s} {| c_{1}^{H} H_{2 &RightArrow; 1} (n) w_{2} |}^{2}}{N_{0}}

有效SNR(ESNR)定义为考虑前向纠错(FEC)的从瞬时子载波(instantaneous subcarrier)SNR到等价SNR的映射。有许多方法可以用于计算ESNR，包括(通过举例的方式，而非限制)计算不同子载波的平均SNR；使用准静态方法(诸如通常应用于3GPP2和1xEV-DV/DO通信系统中)；使用能力有效SINR映射(Capacity effective SINR mapping，CESM)，其同样也应用于3GPP2和1xEV-DV/DO通信系统中；使用基于凸度量(Convex Metric)的CESM技术(其可以应用于3GPP2和1xEV-DV/DO)；以及使用同样也应用于3GPP2的指数有效SINR映射(Exponential EffectiveSINR Mapping，EESM)。

不同的ESNR计算方法可以用于SC和OFDM。例如，最小均方误差(MMSE)SC均衡器通常所具有的ESNR可以通过对不同子载波的SNR进行平均来近似得到。然而，OFDM所具有的ESNR可以通过对不同子载波的SNR进行几何平均来最近似得到。各种ESNR计算方法可以进一步考虑额外的参数，例如FEC、接收机不完备性(imperfection)和/或误比特率(BER)。

本发明的实施例可以提供一种或多种波束成形算法，其可以配置为通过选择波束成形向量(w₁和w₂)和组合向量(c₁和c₂)来使得至少一个信号质量参数(例如ESNR)最大化。在通常的AAS情况中，第一收发器101可以发送已知信息给第二收发器102，这样第二收发器102推导出表征信道状态信息的矩阵。这就使得w₁和c₂的估值可以计算出来。第二收发器101可以发送已知信息给第一收发器101以提供信道状态信息，从而允许w₂和c₁的估值可以计算出来。本发明的某些实施例可能应用已知数据符号、导频信号或者其它要发送的训练信息来获取信道状态信息。可选的实施例可以使用盲适应处理或其它使用未知发送数据的技术来推导信道状态信息。

在AAS中，链路的两个方向均用于估计向量w₁，w₂，c₂和c₁。对于SAS，波束成形向量w₁和w₂以及组合向量c₂和c₁在特定方向应该相等。因此，w₁＝w₂并且c₂＝c₁，并且仅将链路的一个方向用于计算向量w₁，w₂，c₂和c₁。

图2A示出了依照本发明的实施例在第一收发器和第二收发器之间的波束成形方法。例如，一个收发器可能是微微网控制器而另一个收发器可能是微微网用户设备。信道状态信息(CSI)获取步骤201使得该第二收发器可以获取第一CSI矩阵，第一CSI矩阵可用于估计该第一收发器的最优(或者首选)波束成形向量w₁和第二收发器的最优(或首选)组合向量c₂。该CSI获取步骤包括配置该第一收发器发射波束成形码本的子集(211)。另外，该第二收发器可以配置为使用组合码本的子集(212)来获取该第一CSI矩阵。

估计步骤202包括产生最优波束成形向量w₁和最优组合向量c₂。应该意识到的是，术语最优波束成形向量和最优组合向量表示的是对最优数值的估计，并且这些估值的最优性可能涉及到一个或多个处理约束而受到限制，包括(但不限于)：由量化带来的信息损失、为减少计算复杂性而牺牲一些准确性和/或精度的简化假设，以及有限的处理时间(其限制迭代计算的次数)。其它约束也可应用。例如，在某些实施例中，造成信号质量度量高于预定阈值的波束成形向量和/或组合向量，其可以被认为是相对于可用向量的子集是最优的。相应地，如本文中所使用的，术语“首选的波束成形向量”等价于最优波束成形向量。相似的，术语“首选的组合向量”等价于最优波束成形向量。估计202可以使用各种各样的最优性标准中的任何一个，例如EESM或者平均SNR。

反馈步骤203提供发送最优波束成形向量w₁(并且，可选的，最优组合向量c₂)给该第一收发器101。对于AAS系统，重复步骤201和203，交换此处的“第一收发器”和“第二收发器”命名。从而，可以估计最优波束成形向量w₂和最优组合向量c₁。

图2B示出了依照本发明的实施例的波束成形跟踪方法。跟踪步骤204提供跟踪波束成形向量和组合向量。该跟踪步骤204与获取步骤相似，除了第一收发器以低于获取步骤201中使用的速率来发送波束成形码本中的子集。类似的，较低速率更新205用于最优波束成形向量w₁和最优组合向量c₂，并且将数值w₁和c₂反馈给(206)第一收发器201。对于AAS系统，重复步骤204到206，此处互换“第一收发器”和“第二收发器”的命名。从而，最优波束成形向量w₁和最优组合向量c₂的估值得以更新。

对于N元的均匀间距线性天线阵列，阵列因子定义为：

A (θ) = Σ_{n = 1}^{N} w_{n} e^{j 2 πn (d / λ) \cos θ}

此处d表示阵列单元之间的间距，θ表示从线性阵列的轴转过的角度，λ是波长，以及w_n是第n个阵列单元的阵列单元权重。天线阵列方向性给出如下：

D = \frac{\max {| A (θ) |}^{2}}{w^{H} Kw} where

K_{n, m} = \frac{\sin [2 π (d / λ) (n - m)]}{2 π (d / λ) (n - m)}

n，m＝0:N-1

最大可能方向性为D_Max＝N。

两维阵列的阵列因子给出如下：

此处d_x表示沿x轴的阵列间距，d_y是沿y轴的阵列间距，N_x是沿x轴的单元数量，N_y是沿y轴的单元数量，

是从x轴转过的旋转角度。天线权重w_mn可以表示为w_mn＝w_x，mw_y，n，其中，m＝0:N_x-1，n＝0:N_y-1。因此，天线权重矩阵可以表示为W_xy＝w_xw_y ^T。

二维阵列可以分成一维(x轴和y轴)阵列组件，该二维阵列的阵列因子表示为：

二维码本W_xy∈C^Nx×Ny可以表示为：使用沿x轴的一维天线阵列码本，w_x∈C^Nx×1，以及沿y轴的一维阵列码本，w_y∈C^Ny×1。

在本发明的一个实施例中，对应每个天线单元的天线阵列权重可以包括0°或者180°。这被称为二元实施例，其中，波束成形和/或组合权重从{+1，-1}中选取。因此，每个天线单元配置为发射或接收I+Q(相位0°)或者-(I+Q)(相位180°)的信号。

图3A示出了具有λ/2元间距和二元波束成形权重/组合权重的二元阵列的一对正交天线阵列方向图。这种情况下的码本包括由如下权重矩阵W的列给出的这对正交波束成形/组合向量：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \end{matrix}] .

第一波束方向图的最大值在0°，第二波束方向图的最大值在90°。

图3B示出了具有λ/2元间距和二元波束成形权重/组合权重的三元线性阵列的天线阵列方向图。该码本由权重矩阵的列给出的三个波束成形/组合向量组成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}]

在这种情况中，第一波束方向图的最大值在0°，第二波束方向图的最大值在60°和120°，第三方向图的最大值在90°。

在图3C中，具有λ/2元间距和二元波束成形权重/组合权重的四元线性阵列生成了四个正交波束方向图。这些波束方向图用如下权重矩阵的列给出的码本向量来表征：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}] .

图3D示出了对应于由该权重矩阵的列给出的正交码本向量的五元线性阵列的五个正交波束方向图：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}] .

图3E示出了具有λ/2元间距的六元线性阵列的波束方向图。正交码本向量用如下权重矩阵的列给出：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & + 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}] .

在可选实施例中，可以使用如下权重矩阵：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & + 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}] .

图3F示出了具有λ/2间距的七元线性阵列的正交波束方向图。这些波束方向图对应于由权重矩阵的列给出的码本向量：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & - 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & - 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}]

图3G示出了具有λ/2间距的八元线性阵列的八个正交波束方向图。这些波束方向图对应于由如下权重矩阵的列给出的码本向量：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & - 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}] .

在本发明的某些实施例中，天线阵列权重可能包含0°，90°，180°，270°的集合中的相位。因此，从{+1，-1，+j，-j}中选择正交权重。本发明的实施例可以提供用I(0°)，-I(180°)，Q(270°)，-Q(90°)来表征的信号发射和接收。等价的信号集合包含I+Q，I-Q，-I+Q和-I-Q。

图4A示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的二元阵列的四个天线阵列方向图。这种情况的码本由如下权重矩阵W的列给出的向量的集合组成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & + 1 & + j \end{matrix}] .

在此情况中，WW^H＝4I。

图4B示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的三元阵列的四个天线阵列方向图。该码本由如下权重矩阵的列给出的向量的集合组成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & + 1 & + j \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \end{matrix}] .

在本情况中，同样的WW^H＝4I。

图4C示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的四元阵列的四个正交天线阵列方向图。该码本由如下权重矩阵的列给出的四个正交向量的集合组成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & + 1 & + j \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \\ - 1 & + j & + 1 & - j \end{matrix}] .

图4D示出了对应于具有正交权重和λ/2元间距的四元阵列的可选码本的的波束方向图。六个波束成形/组合向量由权重矩阵的列给出：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & + 1 & + 1 & + j & - 1 \\ + 1 & - 1 & - j & + 1 & - 1 & - j \\ - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}] .

对应于四元阵列扩展码本的波束方向图在图4E中示出。该阵列包含了λ/2间距和正交波束成形/组合权重的单元。该码本包含了由如下权重矩阵的列给出的八个向量的集合：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & - j & - j & + 1 & + j & + j & + j \\ + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j \\ - 1 & + 1 & + j & - 1 & + 1 & - 1 & - j & + 1 \end{matrix}] .

图4F示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的五元阵列的六天线阵列方向图。该码本包含由如下权重矩阵的列所给出的向量的集合：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & - j & + 1 & + j & + j \\ + 1 & + j & - j & + 1 & - 1 & - 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & - j & + j & + 1 & - j & + j \end{matrix}] .

在图4G中，八天线阵元方向图可以依据如下权重矩阵的列表示的向量码本、由具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的五元阵列生成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & - j & - j & + 1 & + j & + j & + j \\ + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j \\ - 1 & + 1 & + j & - 1 & + 1 & - 1 & - j & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \end{matrix}] .

图4H示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的六元阵列的六个非正交天线阵列方向图。该码本包含由如下权重矩阵的列所给出的六个向量的集合

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & - j & + 1 & + j & + j \\ + 1 & + j & - j & + 1 & + j & - j \\ - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + j & + 1 & - j & - 1 \\ - 1 & + j & + 1 & + 1 & + 1 & - j \end{matrix}] .

图4I示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的六元阵列的八天线阵列方向图。该码本包含由如下权重矩阵的列给出的八个向量的集合：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & - j & - j & + 1 & + j & + j & + j \\ + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j \\ - 1 & + 1 & + j & - 1 & + 1 & - 1 & - j & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \\ - 1 & + j & - j & + j & + 1 & - j & + j & - j \end{matrix}],

其中，WW^H＝8I。

图4J示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的七元阵列的八天线阵列方向图。该码本包含由如下权重矩阵的列给出的八个向量的集合，其中，依然满足WW^H＝8I的关系。

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & - j & - j & + 1 & + j & + j & + j \\ + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j \\ - 1 & + 1 & + j & - 1 & + 1 & - 1 & - j & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \\ - 1 & + j & - j & + j & + 1 & - 1 & + j & - j \\ + 1 & - j & - 1 & + j & + 1 & - j & - 1 & + j \end{matrix}]

图4K示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的八元阵列的八个正交天线阵列方向图。该码本包含由如下权重矩阵的列给出的八个正交向量的集合：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & - j & - j & + 1 & + j & + j & + j \\ + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j \\ - 1 & + 1 & + j & - 1 & + 1 & - 1 & - j & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \\ - 1 & + j & - j & + j & + 1 & - j & + j & - j \\ + 1 & - j & - 1 & + j & + 1 & - j & - 1 & + j \\ - 1 & - 1 & + j & + 1 & + 1 & + 1 & - j & - 1 \end{matrix}] .

图4L示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的八元阵列的十二天线阵列方向图。该码本包含由如下权重矩阵的列所给出的八个向量的集合：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & - j & - j & + 1 & - j & + 1 & + j & + 1 & + j & + j & - 1 \\ + 1 & + 1 & - 1 & - 1 & - j & - j & + 1 & + j & + j & - 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & - j & + 1 & - j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j \\ + 1 & + j & - j & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & - 1 & - 1 & + 1 & + j & - j \\ - 1 & + 1 & + j & - j & + j & - 1 & + 1 & - 1 & - j & + j & - j & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \\ - 1 & + 1 & - j & + j & + 1 & + j & + 1 & - j & + 1 & - j & + j & + 1 \end{matrix}]

图4M示出了具有λ/2元间距和正交波束成形权重/组合权重的八元阵列的十六天线阵列方向图。该码本包含由如下权重矩阵的列所给出的八个向量的集合：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + 1 + & 1 + & 1 \\ - 1 & - 1 & - j & - j & - j & - j & - j & + 1 & + 1 & + 1 & + j & + j & + j & + j & + j & - 1 \\ + 1 & + 1 & + j & - 1 & - 1 & - 1 & - j & + 1 & + 1 & + 1 & + j & - 1 & - 1 & - 1 & - j & + 1 \\ - 1 & - 1 & + 1 & + j & + j & + j & - 1 & + 1 & + 1 & + 1 & + j & - j & - j & - j & + 1 & - 1 \\ + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - 1 & - j \\ - 1 & - j & + j & - 1 & - j & + 1 & + j & - j & + 1 & + j & - 1 & + 1 & + j & - 1 & - j & + j \\ + 1 & + j & - j & + j & - 1 & - j & + j & - j & + 1 & + j & - j & + j & - 1 & - j & + j & - j \\ - 1 & - j & - 1 & + 1 & + j & - 1 & + 1 & - j & + 1 & + j & + 1 & - 1 & - j & + 1 & - 1 & + j \end{matrix}]

其中，WW^H＝16I。

本发明的某些实施例可以提供准全向和互补格雷码本，其使用从二到八天线单元(N＝2...8)的天线阵列的二元波束成形权重/组合权重。波束成形器权重为+1或者-1。在天线单元上的a+1权重表示在那个天线单元发射+I(正的同相信号)，反之a-1权重表示在那个天线单元发射-I(负的同相信号)。每个码本可以包含准全向方向图的多个选项。基于极化和方位角天线增益方向图，可以使用一个或多个准全向方向图。真正的互补格雷方向图只存在于N＝2，4和8的情况。基于极化和方位角天线增益方向图，可以使用一个或两个互补方向图。

两元阵列的准全向码本由权重矩阵的列给出的两个正交波束成形(或组合)向量组成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \end{matrix}] .

两个互补格雷方向图

和

在图5A中示出，其中，

第一方向图在方向0°达到最大并且具有120.5°的HPBW和3.0dB的最大方向性。第二方向图在方向90°达到最大且具有60.4°的HPBW和3.0dB的最大方向性。

由权重矩阵W的列给出了三个准正交波束成形向量/组合向量组成的三元天线阵列的准全向码本：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}]

作为结果的准正交波束方向图在图5B中示出。第一方向图在方向0°上最大并且具有93.4°的HPBW和4.77dB的最大方向性。第二方向图在方向60°和120°上达到最大且具有40.4°的HPBW和2.2dB的最大方向性。第三方向图在方向90°上达到最大且具有36.7°的HPBW和4.77dB的最大方向性。

一对格雷互补方向图

在图5C中示出。四元阵列的两个正交波束成形向量/组合向量以如下权重矩阵的列给出：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 \end{matrix}] .

第一方向图在方向46°和134°上最大，具有123.0°的HPBW和2.48dB的最大方向性。第二方向图在方向72°和108°上达到最大且具有62.9°的HPBW和2.48dB的最大方向性。

图5D示出了三个对应于由三个准正交波束成形向量组成的五元阵列码本的准正交波束方向图。该码本向量是如下权重矩阵的列。

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & - 1 \end{matrix}] .

第一方向图在方向0°上最大，具有109.3°的HPBW和2.55dB的最大方向性。第二方向图在方向54°和126°上最大，具有63.5°的HPBW和3.25dB的最大方向性。第三方向图在方向79°和101°上最大，具有43.8°的HPBW和3.22dB的最大方向性。

图5E示出了三个对应于六元阵列码本的准正交波束方向图。该码本由三个如下权重矩阵的列表示的准正交波束成形向量组成。

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & - 1 \end{matrix}] .

在本情况中，第一方向图在方向23°和157°上达到最大，具有88.2°的HPBW和4.30dB的最大方向性。第二方向图在方向57°和123°上达到最大，具有20.0°的HPBW和5.11dB的最大方向性。第三方向图在方向85°和95°上达到最大，具有32.7°的HPBW和4.30dB的最大方向性。

图5F示出了三个对应于七元阵列码本的准正交波束方向图。该码本由三个如下权重矩阵的列表示的准正交波束成形向量组成。

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 \\ + 1 & + 1 & - 1 \\ - 1 & - 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}] .

第一方向图具有133.3°的HPBW和2.77dB的最大方向性。第二方向图具有109.7°的HPBW和1.39dB的最大方向性。第三方向图具有53.8°的HPBW和2.77dB的最大方向性。

由权重矩阵的列给出的两个正交波束成形(或组合)向量组成的八元阵列的准全向码本：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 \\ - 1 & - 1 \\ - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \end{matrix}]

两个互补格雷方向图在图5G中示出。第一方向图在方向0°上最大，具有98.7°的HPBW和3.0dB的最大方向性。第二方向图在方向90°上最大，具有40.9°的HPBW和3.0dB的最大方向性。

使用正交权重的两元阵列的准全向码本与使用二元权重的情况一致。因此，该码本由权重矩阵的列给出的两个正交波束成形(或组合)向量组成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \end{matrix}] .

两个互补格雷方向图

在图6A中示出，其中，

第一方向图在方向0°上最大，且具有120.5°的HPBW和3.0dB的最大方向性。第二方向图在方向90°上最大，具有60.4°的HPBW和3.0dB的最大方向性。

图6B示出了使用正交权重的三元阵列的一对准全向波束方向图。该码本由取自一对在如下权重矩阵中的列的正交向量对组成：

W = \begin{matrix} [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ + j & + 1 \\ + 1 & - 1 \end{matrix}] \end{matrix} .

一个方向图具有123.6°的HPBW，并且另一个方向图具有80.0°的HPBW。两种方向图都具有2.22dB的最大方向性。

图6C是由具有正交权重的四元阵列生成的两个格雷互补方向图

和

的图，其中，

本案例的最终准全向码本用如下权重矩阵的列所表示的向量给出：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ - j & + j \\ + j & + j \\ - 1 & + 1 \end{matrix}] .

第一方向图在方向0°上达到最大，具有83.4°的HPBW和3.01dB的最大方向性。第二方向图在方向90°上达到最大，具有29.4°的HPBW和3.01dB的最大方向性。

图6D示出了使用在本情况中作为准全向码本的权重向量w＝[+1 -1+1+1+1]的五元阵列所生成的具有2.55dB的最大方向性的准正交方向图。

图7A-7D示出了对应于准全向码本的向量的六元阵列准全向方向图，其中，每个向量都是如下权重矩阵的一列：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & + 1 & + 1 \\ + j & - j & - j & + j \\ - 1 & - 1 & - 1 & - 1 \\ + j & - j & + 1 & + 1 \\ + j & - j & - 1 & - 1 \end{matrix}] .

在图7A和7B中示出的准全向波束方向图具有2.39dB的最大方向性，并且在图7C和7D中示出的准全向方向图具有2.86dB的最大方向性。

六元阵列配置用于产生格雷互补方向图对

和

其中，在图8A中示出。一对相关的正交波束成形向量/组合向量由如下权重矩阵的列组成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ - j & + j \\ - j & - j \\ - j & + j \\ + 1 & + 1 \\ + j & - j \end{matrix}] .

第一方向图在方向31°和149°上达到最大，具有120.7°的HPBW和2.86dB的最大方向性。第二方向图在方向82°和98°上达到最大，具有61.2°的HPBW和2.86dB的最大方向性。

图8B示出了具有正交权重向量的七元阵列的三个准全向波束方向图。这些向量是准全向码本的组件，且包含了如下权重矩阵的列：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 \\ + j & + 1 & - 1 \\ - 1 & + 1 & - 1 \\ + j & - 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 & + 1 \\ + j & + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 & + 1 \end{matrix}] .

前两个方向图的最大方向性是1.39dB，第三个方向图的最大方向性为2.77dB。

八元阵列可以使用由一对正交权重向量(用如下权重矩阵的列表示)组成的码本来产生两个互补波束方向图，在图8C中示出。

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 \\ - 1 & - 1 \\ - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \end{matrix}]

两个方向图都具有3.0dB的最大方向性。一个方向图在方向0°上达到最大，具有98.7°的HPBW，另一个方向图在方向90°上达到最大，具有40.9°的HPBW。

一对正交波束成形向量/组合向量(在图8D和8E中示出)也可以为使用如下权重矩阵的八元阵列生成：

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 \\ - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 \\ + 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 \end{matrix}]

本发明的某些实施例可能使用扇区化天线阵列(SEAA)或者交换式天线阵列(SWAA)。用于N元SEAA或者SWAA的码本可以用单位矩阵表示：

由于同一时刻仅有一个天线单元是活动的，因此每个波束成形向量仅有一个非零项。

本发明的一个实施例提供了独立于用于波束成形的天线配置和估计算法(也即，估计w和c)的统一的通讯协议。该通讯协议可以配置成支持各种用于发射和接收的天线配置。这些配置可以包括波束成形天线阵列，例如同相阵列。天线配置可以包括扇区化和交换式天线阵列。天线配置可以定义为多种波束方向图，包括全向、准全向或者定向单天线。该通讯协议也支持SAS和AAS配置，并且可以配置为支持主动和按需的波束成形。在一个实施例中，该通讯协议更进一步配置为支持多种链路模型，包括(但不限于)在微微网控制器和多个用户设备之间、在微微网控制器和单用户设备之间的链路上，以及在用户设备间的对等链路上对每个分组进行波束成形。

本发明的实施例可以提供要实现的多种波束成形协议，包括主动波束成形协议和按需波束成形协议。主动波束成形使用超帧的信标部分(如同图9中示出)来进行工作，并且在该微微网控制器作为一个或多个用户设备的数据源时使用。例如，微微网控制器可以是信息站(Kiosk)、STB或者便携式电脑，并且配置为在多个方向中的至少其一上向目的设备发送每个分组。

按需波束成形可用于在两个用户设备之间或者在微微网控制器和一个用户设备之间进行传输。按需波束成形使用分配给该对收发器的超帧的信道时间分配(CTA)部分(如同图9中示出)。在两种波束成形协议中，准全向传输传送关于定向训练分区的结构的信息，并且该定向训练分区使得CSI获取和跟踪成为可能。

微微网控制器信标包含至少一个准全向(Q-omni)分区和至少一个定向分区。在一个实施例中，Q-omni分区有L个相同的Q-omni子信标(S-beacons)用于覆盖微微网控制器周围不同(且可能重叠)的物理区域。这些Q-omni S-beacon的覆盖集合覆盖了该微微网控制器周围的目标空间。使用从Q-omni码本中选取的不同的Q-omni波束成形方向图来发射每个Q-omni S-beacon。

在图9中示出的实施例，定向分区包含N个定向训练序列(也即，大量N个定向训练分段)的重复，其中，通过具有从正交(或准正交)码本选取的不同正交或准正交波束成形向量的微微网控制器来发射每个重复。在本情况中，除了中间有小的保护间隔以外，这些定向训练分段是紧挨着(back-to-back)进行发送的。然而，本发明的可选实施例可以规定定向分区内的交织(或者定位)Q-omni训练分段。例如，Q-omni训练分段可以拥有和定向训练分段相同的格式，但是它是进行全方位的发送。在一个实施例中，每个定向训练分段跟随有Q-omni训练分段。用户设备使用Q-omni训练分段来辅助补偿定时和频率偏移，因为这种补偿对于生成精确的CSI估计非常必要。

竞争接入周期(CAP)被分成L个相同的周期称之为子CAP(S-CAP)。该L个S-CAP对应于L个Q-omni信标。在第l个S-CAP内，微微网控制器处于接收模式，它使用其在第l个Q-omni信标中进行传输所使用的同样的Q-omni波束成形器向量。

图10A示出了OFDM的S-beacon的分组结构，而图10B示出了单载波(SC)信令的S-beacon的分组结构。依据该Q-omni信标的天线增益，该微微网控制器可以调整SYNC的长度、头部中的数据速率、以及PSDU域。

为了减少开销，Q-omni S-beacon的个数L可以减少。对于单天线，L＝1。对于SAA，L是扇区天线(或交换式天线)的数量。在波束成形或同相阵列的配置中，L等于1或者2，但也可以更多。在传输中，该微微网控制器使用来自对应的准全向码本中的L个准全向波束成形向量，且每个Q-omni子信标传输使用一个Q-omni波束成形向量。

在本发明的一个实施例中，对于六元发射同相阵列L＝1，它使用一维向量w＝[+1 -1 +j -1 +j +j]^T来发射Q-omni子信标。在另一个实施例中，对于二维同相天线阵列L＝2，其中，N_x＝4，N_y＝3。第一Q-omni子信标是使用波束成形矩阵W_xy，11＝w_x，1w_y，1 ^T来发射的，其中，w_x，1＝[+1 -j +j -1]^T，且w_y，1＝[+1 +1 -1]^T。第二Q-omni子信标是使用波束成形矩阵W_xy，21＝w_x，2w_y，1 ^T来发射的，其中，w_x，2＝[+1 +j +j +1]^T，且w_y，1＝[+1 +1 -1]^T。

图9中示出的定向分区由训练序列的N次重复组成。图11A示出了短OFDM训练序列。图11B示出了长OFDM训练序列。图11C示出了短单载波训练序列。图11D示出了长单载波训练序列。向量u512、v512和s512所表示的序列被描述于2007年11月6日递交的美国临时申请序号60/985,957，其以引用方式完整纳入本申请。

训练序列包括同步序列s的N_s个重复(其中，N_s可以为0)，跟随有CES域的N_c个(例如，一个或两个)重复。微微网控制器发送的每个训练序列使用从正交(或准正交)码本选取的不同的正交(或准正交)波束方向图。在OFDM和单载波使用短训练序列的情况中，这两个同步序列可以用于自动增益控制(AGC)。另外，CES域可用于获取CSI。匹配滤波接收机可以调整和增加配置用于对接收信号和修正的格雷序列u和v进行相关的格雷匹配滤波器的输出，以生成理想信道估计。该接收机也可以产生差分信号，该差分信号提供理想噪声估计。

在一个实施例中，具有N_x＝4和N_y＝2的波束成形天线阵列使用长度为4的x轴码本：

W_{x} = [\begin{matrix} w_{x, 1} & w_{x, 2} & w_{x, 3} & w_{x, 4} \end{matrix}] = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & + 1 & + j \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \\ - 1 & + j & + 1 & - j \end{matrix}]

相应的长度为2的y轴码本是：

W_{y} = [\begin{matrix} w_{y, 1} & w_{y, 2} \end{matrix}] = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ - 1 & + 1 \end{matrix}],

其中，正交波束成形矩阵的总数是J＝8，也即

W_xy，mn＝w_x，mw_y，n ^T，其中，m＝1，...，4以及n＝1，2：

W_{xy, 11} = [\begin{matrix} + 1 & - 1 \\ - 1 & + 1 \\ + 1 & - 1 \\ - 1 & + 1 \end{matrix}],

W_{xy, 12} = [\begin{matrix} + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 \\ + 1 & + 1 \\ - 1 & - 1 \end{matrix}], . . .,

W_{xy, 42} = [\begin{matrix} + 1 & - 1 \\ + j & - j \\ - 1 & + 1 \\ - j & + j \end{matrix}] .

在本情况中，微微网控制器通过发射J＝8的训练序列来完成训练的循环，以波束成形矩阵W_xy，11，W_xy，12，...，W_xy4，2所规定的不同方向来发送每个训练序列。例如，第一训练序列在对应于波束成形矩阵W_xy，11的方向发送，第二训练序列在对应于波束成形矩阵W_xy，12的方向发送，等等。

在某些实施例中，微微网控制器可以配置为仅使用可用波束成形矩阵的子集。例如，微微网控制器可以在限定的角度范围发射(例如，180°，而不是360°)。微微网控制器使用定向码本，该定向码本是微微网控制器用于训练用户设备的可能波束成形矩阵的子集。如果该定向码本的大小为J，那么在对应的J个方向传输J个训练序列称为一个循环。在某些实施例中，L个同等的Q-omni S-beacon可以包括微微网控制器选取的码本向量的索引。该Q-omni S-beacon也可以传送每个超帧的循环个数和/或每个循环的超帧个数。

图12A示出了由M个循环组成的超帧，而图12B示出了所有M个超帧都出现的循环。用户设备配置为侦听来自微微网控制器的Q-omni传输。在检测的基础上，用户设备对Q-omni S-beacon的内容进行解码以获取定向分区的结构。用户设备选择第一码本向量用于将其天线操纵到第一方向。用户设备选择第二码本向量以将其天线操纵到第二方向，并且对于每一个码本向量重复该过程。可选地，用户设备可以从该码本的子集选择码本向量。用户设备计算CSI矩阵H，并从中估计微微网控制器的最优波束成形权重和自己的最优组合向量。在SAS情况中，用户设备可以一直侦听Q-omni传输，直到它确定出能提供足够的链路质量的权重的组合。将作为结果的波束成形权重传送回微微网控制器。

图13A示出了传输帧的波束成形信息单元，其包含训练序列信息、发射和接收天线的天线阵列信息、天线类型、Q-omni S-beacon标识符和Q-omni S-beacon数量。天线类型可以包括关于微微网控制器天线(例如，单天线、波束成形阵列、同相阵列、SEAA、SWAA)、SAS或AAS天线配置，以及用于发射和接收侧的是正交权重还是二元权重的信息。波束成形信息单元的域可以适用于不同的天线配置。例如，对于单天线配置或者交换式天线阵列，可以省略训练序列信息和天线阵列信息。

图13B示出了波束成形信息单元的天线阵列信息部分。在二维阵列的情况中，该信息可以包括：沿x轴的天线数量N_x、所使用的沿x轴的码本的ID、沿y轴的天线数量N_y，以及所使用的沿y轴的码本的ID。某些实施例可能包括：要使用的沿x轴的波束成形向量的子集的大小J_x和ID，以及要使用的沿y轴的波束成形向量的子集的大小J_y和ID。

图13C示出了波束成形信息单元的训练序列信息部分，它包括：以32×T_c为单位的保护间隔持续时间(其中，T_c是码片或采样持续时间)、CES重复次数、N_c、SYNC重复次数、N_s以及训练序列重复次数。

图16A示出了进行主动波束成形的方法。微微网控制器每超帧发送(图中1601)L个Q-omni S-beacon和N个定向训练序列。用户设备侦听和解码(1602)这些Q-omni S-beacon中的至少其一，从中获取与定向分区相关的信息。在本发明的一个实施例中，用户设备可以侦听这些Q-omniS-beacon的整个集合。该用户设备选择(1603)正交(准正交)码本的合适的子集并且使用已选的组合向量启动扫描过程。

在一个实施例中，当用户设备使用码本中的向量指向特定方向并且侦听发送循环时，它可以存储链路质量因子(LQF)。该用户设备重复该操作直到其找到高于预定阈值的第l个LQF，或者直到其完成了侦听所有的码本向量并获得了CSI矩阵。

该用户设备针对微微网控制器估计(1604)它的最优组合向量c₂和最优波束成形向量w₁。估计的最优波束成形向量w₁(以及可选地，最优组合向量c₂)在第l个S-CAP期间被反馈(1605)给微微网控制器。

在SAS情况中，用户设备和微微网控制器在CTAP期间交换(1606)分组。用户设备可以通过周期性地扫描信标来跟踪(1607)波束成形向量和组合向量。用户设备可以周期性地反馈(1608)w和c的任何更新。

在AAS情况中，绕过步骤1606到1608。取而代之，在分配给通信链路的CTAP期间可以使用按需波束成形，以完成双向波束成形。如同图16B中所示，微微网控制器获取(1616)上行链路CSI，H_1→2(n)对于n＝0，1，...，N-1，以估计其最优组合向量c₁和用户设备的最优波束成形向量w₂，然后至少传送(1617)波束成形权重向量w₂给该用户设备。一旦获取完成，用户设备可以发送(1618)低频度的“定向获取周期”(例如，每隔几微秒一次)来允许微微网控制器跟踪和更新w₂和c₁。更新速率(跟踪速率)取决于系统能够容忍的最大多普勒效应。对于在60GHz的步行速度3m/s，多普勒频率是f_d＝600Hz，其相干时间约为0.3ms，它允许0.3ms一次或者更小的更新速率。

按需波束成形(其在两个用户设备之间或者在微微网控制器和用户设备之间进行)使用图14A中所示超帧的信道时间分配(CTA)部分。图17A是与本发明的一个实施例相符合的SAS的按需波束成形方法的流程图。在关联过程中，交换天线信息(1701)以便于每个收发器都知道其它收发器的天线阵列处理能力(例如，阵列单元的数量、天线单元权重范围，等等)。当第一收发器发射Q-omni S-beacon给第二收发器时进行准全向获取(1702)。当该第一收发器发射定向训练序列给该第二收发器时进行定向获取(1703)。一旦获取完成，系统可以在该第一收发器发送数据给第二收发器时进行跟踪(1704)。

图17B示出了符合本发明的一个实施例的AAS的按需波束成形方法步骤。在关联过程中，交换天线信息(1701)。当第一收发器发射Q-omniS-beacon给第二收发器时进行准全向获取(1702)。当该第一收发器发射定向训练序列给该第二收发器时进行定向获取(1703)。当该第二收发器发射Q-omni S-beacon给该第一收发器时进行准全向获取(1712)。类似的，当该第二收发器发射定向训练序列给该第一收发器时进行定向获取(1713)。一旦两个方向上的获取都完成，系统可以在该第一收发器发送数据给该第二收发器和/或该第二收发器发送数据给该第一收发器时进行跟踪(1714)。

图14B示出了依照本发明的实施例的准全向获取信令协议。在CTA帧(图14A中所示)中，第一收发器发射L个携带波束成形信息单元的准全向分组。这L个传送中的每一个都跟随有L个侦听周期(ACK)。该第一收发器持续重复这样的结构直到它在这L个侦听周期中的一个中(例如，在第l个侦听周期)收到ACK。从这一点开始，该第一收发器从Q-omni码本中选择第l个Q-omni方向用于发射(在SAS情况中也是接收方向)。第二收发器记录它的最佳Q-omni接收方向(在SAS情况中也是最佳发射方向)并且将它用于今后的任何Q-omni接收。在AAS情况中，当第二收发器发射给第一收发器时重复前述过程。

图15示出了使用从第一收发器到第二收发器的周期性发射来进行定向训练的帧格式，图18A则示出了依照本发明的实施例使用该帧格式的方法。定向获取周期可以由跟随有侦听周期的可选Q-omni分组组成。由第一收发器发射的定向训练序列的一个循环对应于已选码本的子集中的所有J个正交(准正交)波束成形向量。每个循环跟随有一个侦听周期(ACK)以用于侦听来自第二收发器的任何反馈。

第一收发器重复该周期(1801)直到第二收发器获得CSI，H_1→2(n)对于n＝0，1，...，N-1，或者找到足够的链路质量指示符(LQI)1802。该第二收发器估计首选的w₁和c₂(1803)并且在侦听(ACK)周期内至少将w₁估值耦合到第一收发器(1804)。首选的波束成形向量w₁可以是该收发器码本向量中的一个，或者可以是码本向量的线性组合，或者与该收发器的码本向量不相关。

在一个实施例中使用具有用如下权重矩阵表示的码本的四元阵列

W = [\begin{matrix} + 1 & + 1 & + 1 & + 1 \\ - 1 & - j & + 1 & + j \\ + 1 & - 1 & + 1 & - 1 \\ - 1 & + j & + 1 & - j \end{matrix}],

该码本可以包括如下一个或多个向量：[1 -1 1 -1]，[1 -j -1 j]，[1 1 1 1]和[1 j-1 -j]。如果最优的波束成形向量/组合向量是从多个码本向量中选取的一个，则该实施例称为波束转换。

在一个实施例中，最优波束成形向量/组合向量是从四元阵列的任意可能的权重组合中选取的。如果使用正交权重(也即，权重±1和±j)，那么就有4⁴种可能组合可供选择向量。本发明的一个实施例规定了从包含任意相量(phasor)的权重中选取最优波束成形/组合向量。另一个实施例可以使用包含一定范围的幅度和相位的权重。

在数据通信的过程中，收发器可以使用w₁和c₂的估值来进行波束成形和组合。在第一收发器发射定向获取周期时，收发器的任一个或者两者都可以更新(1805)估值w₁和c₂。

对于AAS的情况，则进行图18B中所示的额外步骤。第二收发器发射定向训练序列(1811)给第一收发器，第一收发器获取CSI，H_2→1(或者确定足够的LQI)1812。第一收发器估计w₂和c₁(1813)并且至少将w₂估值耦合(1814)到第二收发器。在数据传送的过程中，可以使用w₁和c₂的估值作为波束成形和组合权重，并且当第二收发器发射定向获取周期时可以周期性更新(1815)估值w₁和c₂。

本发明的范围不应当被理解为受限于此处示出的阵列处理实施例。更确切地，申请人预见到其它替代的实施例可以包括：沿特定轴线具有多于八个单元的天线阵列，以及具有多个极化的天线组成的天线阵列，并且这样的天线阵列配置也包含于本发明的保护范围和精神之中。在一个实施例中，具有正交线性极化的两个偶极天线(dipole antenna)可以一同使用以生成准全向方向图。

值得注意的是，本发明的装置和方法的实施例可以使用多种硬件和软件来实现。例如，依照本发明的实施例的波束成形、组合和相关应用可以使用特定用途的硬件，例如专用集成电路(ASIC)和可编程逻辑器件例如门阵列，和/或运行于计算设备的软件或固件，如微处理器、微控制器或者数字信号处理器(DSP)来实现。另外值得注意的是，尽管波束成形/组合权重计算和选取的功能可以被集成于单一器件中(例如单独的ASIC)，它们也可以分布于几个器件中。

本发明并非意在限定于这些首选的实施例。而且，本领域的技术人员应当可以意识到，此处描述的方法和装置的实施例可以用多种方式来实现，包括硬件、软件、固件或者它们的各种组合的实现。这样的硬件的例子可以包括ASIC、现场可编程门阵列、通用处理器、DSP，和/或其它电路。本发明的软件和/或固件实现可以通过编程语言(包括Java，C，C++，Matlab^TM，Verilog，VHDL和/或处理器专用机和汇编语言)的任意组合来实现。

可以使用各种数字计算机系统配置来进行本发明的方法实施例，并且达到特定系统配置能够进行本发明的方法实施例的程度，它等同于此处公开的本发明的典型系统实现，并且涵盖于本发明的范围和精神之内。

一旦数字计算机系统依照实现本发明的方法实施例的编程软件的程序而被规划于执行特定功能，这样的数字计算机系统本质上成为了特定于本发明的方法实施例的专用计算机。此程序设计的必要技术为那些计算机系统领域的技术人员所熟知。

本发明的各种实施例可能包括系统配置和方法执行步骤顺序的变化。在许多情况下，多个步骤和/或多个组件可以合并。

此处描述的方法和系统实施例仅仅示出了本发明的特定实施例。应该注意的是，本领域技术人员能够设计出不同的排列，它们尽管没有在本文中明确的描述或者示出，然而体现了本发明的原则，也包含于本发明的精神和范围之内。而且此处叙述的所有例子和有条件的语言仅仅意在教学法目的以帮助读者理解本发明的原则。此公开和它的相关参考应该被解释为不受限于这些特定叙述的例子和条件。此外，此处叙述本发明的原则、方面和实施例以及它们的特定例子的所有陈述，意在包含它们的所有结构和功能上的等价物。另外，目的还在于使这些等价物不仅包括当前已知的等价物，还包括未来发展的等价物，也即，任何执行同样功能的演进的单元，而不论结构如何。

应当被本领域的技术人员意识到的是，其中这些框图代表了体现本发明原则的例证性的电路、算法和功能步骤的概念性的观点。类似的，应该注意到，任何流程表、流程图、信号图、系统图、编码等等代表了各种被实际表现于计算机可读介质中，并被计算机或者处理器如此执行的过程，无论这样的计算机或者处理器是否被明确的示出。

图中示出的各种元件，包括被标示为“处理器”或者“系统”的功能块，其功能可以通过使用专用硬件以及可以执行软件的硬件与合适软件的联合来提供。当由处理器提供时，功能可以由单独的专用处理器提供，或共享处理器提供，或多个独立的处理器来提供，其中的一些可以共享。另外，明确使用术语“处理器”或者“控制器”不应当被解释为专指能够执行软件的硬件，还可以隐含地包括且不限于：数字信号处理器(DSP)硬件、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)，和非易失性存储。其它常规的和/或自定义的硬件，也可以包含其中。类似的，此处描述的任一组件或装置的功能可以通过程序逻辑、专用逻辑、程序控制和专用逻辑的交互的操作来实现，或者甚至手动实现，可供实现者选择的特定技术从上下文来进行更加具体的理解。

任何元件若在此处表述为用于完成特定功能的模块，则其旨在涵盖完成那项功能的任何方式，例如包括：完成那项功能的电路元件的组合，或者以任何形式包含固件、微码等的软件与用于执行该软件以完成该功能的合适的电路的组合。此处描述的本发明的实施例基于这样的事实，由各种提到的模块提供的功能按照操作描述要求的形式进行组合和汇集。申请人认为，任何能够提供那些功能的模块等价于其中示出的那些模块。

Claims

1.一种在第一收发器和第二收发器之间进行波束成形的方法，所述方法包括：

通过至少使用波束成形码本的子集从所述第一收发器向所述第二收发器发送信号并且从所述第二收发器接收关于信道状态信息CSI的反馈信息来获取所述CSI，其中，发送所述信号包括发送定向分区和具有关于所述定向分区的结构的信息的准全向分区中的至少一个，其中，所述定向分区包括训练序列的多个重复，并且每个重复是使用所述波束成形码本中的不同正交或准正交波束成形向量来发送的；

根据所述CSI估计最优波束成形向量和最优组合向量，以生成估计的最优波束成形向量和估计的最优组合向量；以及

将所述估计的最优波束成形向量和所述估计的最优组合向量中的至少一个发送给所述第二收发器。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，使用一组最优性标准中的至少一个最优性标准来进行估计，所述一组最优性标准包括有效信噪比SNR和平均SNR。

3.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：在获取所述CSI之后，通过以低于用于获取所述CSI的速率的速率发送所述波束成形码本的所述子集以及重复所述估计最优波束成形向量和最优组合向量的步骤和所述发送所述估计的最优波束成形向量和所述估计的最优组合向量中的至少一个的步骤来提供对所述CSI的更新。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述波束成形码本包括一组权重向量中的至少一个权重向量，所述一组权重向量包括至少一个二元权重向量和至少一个正交权重向量。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述波束成形码本包括一组码本中的至少一个码本，所述一组码本包括准全向码本和互补格雷码本。

6.一种用于使用帧格式在第一收发器和至少第二收发器之间发射信号以选取波束成形权重和组合权重的方法，所述方法包括：

从所述第一收发器向所述第二收发器发射信号，所述信号包括多个传输分段，其中，使用预定的波束成形码本中的不同的波束方向图来发射所述多个传输分段中的每个传输分段，其中，发送所述信号包括发送定向分区和具有关于所述定向分区的结构的信息的准全向分区中的至少一个，其中，所述定向分区包括训练序列的多个重复，并且每个重复是使用所述波束成形码本中的不同正交或准正交波束成形向量来发送的；

侦听来自所述至少第二收发器的反馈；并且

基于来自所述至少第二收发器的所述反馈选取一组向量中的至少一个向量，所述一组向量包括波束成形权重和组合权重中的至少一个。

7.根据权利要求6所述的方法，进一步配置为进行主动波束成形和按需波束成形中的至少一种。

8.根据权利要求6所述的方法，其中，所述预定的波束成形码本包括准全向码本和互补格雷码本中的至少一个。

9.根据权利要求6所述的方法，其中，所述预定的波束成形码本包括准全向码本和互补格雷码本中的至少一个的子集。

10.根据权利要求6所述的方法，其中，侦听的步骤包括：使用多个组合向量在多个侦听分段上进行侦听，所述多个组合向量是所述波束成形码本中的多个向量，所述多个组合向量中的每个组合向量对应于所述多个传输分段中的每个传输分段。

11.根据权利要求6所述的方法，其中，所述信号包括准全向子信标和定向训练序列中的至少一个。

12.一种用于为至少第一收发器选取波束成形权重和组合权重的方法，所述方法包括：

在第二收发器接收所述第一收发器发射的信号，所述信号包括与预定的波束成形码本中的波束方向图相关联的多个传输分段，其中，所述信号包括定向分区和具有关于所述定向分区的结构的信息的准全向分区中的至少一个，其中，所述定向分区包括训练序列的多个重复，并且每个重复是使用所述波束成形码本中的不同正交或准正交波束成形向量来发送的；

根据所述多个传输分段的至少一个子集来为所述第一收发器估计首选的波束成形向量；

为所述第二收发器估计首选的组合向量；以及

在侦听周期内向所述第一收发器发送所述首选的波束成形向量和所述首选的组合向量中的至少一个。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，估计所述首选的波束成形向量的步骤和估计所述首选的组合向量的步骤中的至少一个步骤包含：获取信道状态信息和计算链路质量指示符中的至少一个。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，估计所述首选的组合向量的步骤包括：将所述信号与多个格雷序列进行相关以生成多个匹配滤波器输出，以及组合所述匹配滤波器输出以生成信道估计。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述侦听周期包括多个侦听周期分段，所述多个帧听周期分段中的每个帧听周期分段对应于所述多个传输分段中的一个传输分段，其中，发送的步骤进一步配置用于：选取所述多个侦听周期分段中的一个特定侦听周期分段，所述特定侦听周期分段对应于所述传输分段中的一个特定传输分段，所述特定传输分段对应于所估计的首选的波束成形向量。

16.根据权利要求12所述的方法，配置用于进行主动波束成形和按需波束成形中的至少一种。

17.根据权利要求12所述的方法，其中，所述信号包括准全向子信标和定向训练序列中的至少一个。

18.根据权利要求12所述的方法，其中，估计所述首选的波束成形向量的步骤使用对应于所述第一收发器的第一组约束，并且其中，估计所述首选的组合向量的步骤使用对应于所述第二收发器的第二组约束。

19.根据权利要求12所述的方法，其中，所述首选的波束成形向量和所述首选的组合向量包括多个相位和多个幅度中的至少一个。

20.根据权利要求12所述的方法，其中，所述第二收发器的天线阵列包括多个天线，其中，所述多个天线的每个天线具有不同的极化。