CN101895380B - 一种用于差分混沌调制通信系统的盲估计位同步实现方法 - Google Patents

Abstract

一种用于差分混沌调制通信系统的盲估计位同步实现方法，涉及数字移动通信领域中基于混沌扩谱技术的位同步方法。提供一种用于差分混沌调制通信系统的盲估计位同步实现方法。盲估计位同步方法是利用差分混沌调制信号中参考和调制部分载波波形重复、能量恒定的特性，通过寻找大于同步门限的局部相关最大值作为本地时钟的初始同步点，然后再利用数字锁相环进行后续相关峰值跟踪和同步调整，以兼顾位同步的建立速度和精度。

Description

一种用于差分混沌调制通信系统的盲估计位同步实现方法

技术领域

本发明涉及数字移动通信领域中基于混沌扩谱技术的位同步方法，尤其是涉及一种用于差分混沌调制通信系统的盲估计位同步实现方法。

背景技术

混沌扩谱通信系统因其混沌载波的宽频谱特性使得系统不需要额外的扩谱电路，从而降低了系统的复杂度，具有结构简单、低功耗和低成本等特点，成为移动扩谱通信发展的主要分支之一，并已被纳入IEEE802.15.4a LR-WPAN规范中得到实际应用。差分混沌调制是其中实用性最强、性能最好的混沌调制方式。

差分混沌调制接收部分一般采用非相干解调，通过对接收到差分混沌调制信号的参考和调制部分作相关积分，而后和判决门限“0”作比较来还原出数据信号。为了获得最佳的系统误码率(BER)性能，判决电路必须在相关积分的最大值点进行判决，这就需要通过位同步检测来估计接收信号参考和调制部分出现的时刻，从而确定积分窗口的起始点。由于位同步的偏差直接影响系统的性能，因此位同步方法是非相干差分混沌调制接收部分的关键技术。

数字通信中，位同步检测的实现方式有数据辅助和盲估计两种，其中数据辅助同步是在发送有效数据之前先发送一些具有明显特征的已知序列以辅助同步检测的快速锁定；盲估计同步则是利用发射信号的自身结构和特点来进行同步检测，无需发送额外的辅助序列。数据辅助同步的建立时间一般比盲估计同步要快，缺点是占用部分数据传输带宽。目前，关于差分混沌调制的位同步研究基本是基于数据辅助的方式，很少涉及盲估计方式的位同步机制研究。

公开号为CN101562517的发明专利申请公开了一种无线突发通信全数字接收机无数据辅助同步方法及其系统，该方法包括以下步骤：能量检测模块以M个采样数据为一组，计算能量和，当连续N次检测到的能量和大于或等于预设门限值时，输出数据有效信号及所述采样数据中的有效数据，直至连续N次检测到的采样数据能量和小于预设门限值时，停止输出数据有效信号及有效数据；时钟恢复模块存储有效数据，利用其进行时钟恢复，然后传输至载波恢复模块；载波恢复模块存储时钟恢复后的数据，并利用该数据进行载波恢复。本发明采用先存储再处理的方式，正反相间反复利用有限数据进行时钟恢复和载波恢复，取得与使用连续数据近乎一致的计算效果，实现对每一帧数据独立完成时钟恢复与载波恢复。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于差分混沌调制通信系统的盲估计位同步实现方法。

本发明包括如下步骤：

1)将接收信号下变频至基带信号，经过抗混叠滤波电路后作为模数转换器的输入，生成数字离散信号r(k)，作为位同步检测电路的输入；根据奈奎斯特采样定理，模数转换的采样频率f_c＝1/T_c必须大于基带信号最大频率的两倍，抗混叠滤波的截止频率应低于采样频率的一半；

2)输入的信号r(k)经数字差分延时电路延时N个采样周期T_c后得到信号r(k-N)，作为后续能量运算器和相关运算器的输入，其中2N＝T_s/T_c，Ts为符号周期；

3)计算接收信号r(k)与其延时信号r(k-N)之间的乘积，并利用滑动窗口和累加器对N个乘积结果进行滑动累加并取绝对值，得到滑动相关绝对值；

4)对信号r(k)和r(k-N)分别作平方之后，两者相加并求平均，并利用滑动窗口和累加器对N个平均值进行滑动累加，得到滑动能量均值；

5)将滑动能量均值与预设的定时测度门限值相乘，得到相关值门限值；

6)将滑动相关绝对值与相关值门限值进行比较，若滑动相关绝对值大于门限值，则接着采取以下步骤，否则跳转至步骤2)；

7)在大于门限值的相关绝对值中，寻找局部最大值的时刻，并将该时刻作为本地时钟的初始同步点，局部最大值的搜索范围在(0，2N)内可调；

8)对初始同步点进行判断其是否同步的起始点，若是同步的起始点，则产生一个计数器的使能信号；反之，则产生一个宽度为采样周期的同步基准脉冲信号；

9)产生本地同步时钟，该时钟频率与符号速率保持一致，本地同步时钟可以通过以下方法产生：通过一个可预置数的计数器对本地高频脉冲计数来产生，当计数值到达其设定的预置数时，进行电平翻转从而产生宽度为一个符号周期的时钟信号，该计数器的使能信号来自于步骤8)，所输入的本地高频脉冲时钟的频率必须是采样频率的整数倍；

10)比较本地同步时钟与步骤8)的同步基准信号的相位，根据相位的超前与滞位关系产生相应的加/减脉冲控制信号，作为时钟控制电路的输入；

11)计数器的预置数不变的情况下，时钟控制电路通过增加或删除输入计数器的本地高频脉冲对步骤9)产生的本地同步时钟进行相位调整，时钟控制电路的加/减脉冲控制信号由步骤10)产生。

本发明所述位同步方法可通过如下的装置给予实现，所述装置设有AD转换器、数字差分延时电路、相关运算器、能量运算器、乘法器、粗同步检测器、本地位时钟模块和相位比较器。

所述相关运算器设有乘法器、滑动累加器和绝对值运算器。

所述能量运算器设有平方器、取均值运算器和滑动累加器。

所述粗同步检测器设有局部最大值搜索器、比较器和粗同步控制器。

所述本地位时钟设有计数器、时钟控制器和本地高频脉冲时钟源。

盲估计位同步方法是利用差分混沌调制信号中参考和调制部分载波波形重复、能量恒定的特性，通过寻找大于同步门限的局部相关最大值作为本地时钟的初始同步点，然后再利用数字锁相环进行后续相关峰值跟踪和同步调整，以兼顾位同步的建立速度和精度。其关键点在于：(1)通过设定相关绝对值与能量均值的比值作为定时门限值来解决因信道噪声影响而造成接收信号相关值不恒定的问题。(2)利用同步门限、局部最大值和数字锁相环相结合的方式，通过比较本地位同步时钟与同步基准信号的相位产生加/减脉冲信号来调整本地位同步时钟的相位，以获得更好的同步性能。

与现有的差分混沌调制接收技术位同步方法相比，本发明具有以下突出优点：

目前，用于差分混沌调制通信系统的位同步方法主要是采用数据辅助方式，通过多个积分器对已知训练序列求不同点的自相关平均值，将其中最大值点作为同步减半搜寻区域的中心，经多次迭代后获得位同步。该方法所用到的训练序列占用数据传输带宽，并且需要多个积分器，硬件开销大。同时该方法也不利于位同步的跟踪与调整。

用于差分混沌调制通信系统位同步的跟踪与调整机制主要是基于早迟门的方法，其初始同步需要由其它模块来完成。该方法主要是通过对相隔一个采样点的两个相关值之间的比较来实现位同步时钟的跟踪与调整，其同步精度受限于采样时钟。此外，为了降低信道噪声对位同步跟踪的影响，需要对相关值取平均后作比较，因此同步调整的间隔较长。

本发明提出的盲估计位同步方法是利用差分混沌调制信号中参考和调制部分载波波形重复、能量恒定的特性，通过寻找大于同步门限的局部相关最大值作为本地时钟的初始同步点，然后再利用数字锁相环进行后续相关峰值跟踪和同步调整，以兼顾位同步的建立速度和精度。

本发明通过设定相关值与能量均值的比值作为定时门限值来解决因信道噪声影响而造成接收信号相关值不恒定的问题。利用同步门限、局部最大值和数字锁相环相结合的方式，通过比较本地位同步时钟与同步基准信号的相位产生加减脉冲信号来调整本地位同步时钟的相位，以获得更好的同步性能。其同步精度取决于高频脉冲时钟的频率。

附图说明

图1为应用本发明方法的差分混沌调制通信系统框架。

图2为本发明的盲估计位同步方法流程图。

图3为本发明的实现装置框图。

图4为本发明的位同步相位调整示意图。

图5为AWGN信道下本发明位同步方法的误码率曲线图。在图5中，横坐标为信噪比Eb/No(dB)，纵坐标为误码率BER。

具体实施方式

应用本发明方法的差分混沌调制通信系统框架如图1所示，其中接收端的位同步检测模块采用本发明所说的方法。本发明所说的盲估计位同步方法流程如图2所示，其实现装置框图如图3所示。具体工作流程如下：

第一步(201)，首先将接收信号下变频至基带信号，经过抗混叠滤波电路后作为模数转换器31的输入，经模数转换器31采样后生成数字离散信号r(k)，作为位同步检测电路的输入。根据奈奎斯特采样定理，模数转换的采样频率f_c＝1/T_c必须大于基带信号最大频率的两倍，抗混叠滤波的截止频率应低于采样频率的一半。

第二步(202)，输入的信号r(k)经数字差分延时电路32延时N个采样周期T_c后得到信号r(k-N)，作为后续相关运算器33和能量运算器34的输入。

第三步(203)，首先通过乘法器331计算接收信号r(k)与其延时信号r(k-N)的乘积，接着利用滑动累加器332对N个乘积结果进行滑动累加，最后经绝对值运算器333，得到滑动相关绝对值，其表达式为：

$R(n,N)=\left|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)r(n+k-N)\right|---\left(1\right)$

其中n为滑动窗口位置。滑动累加器可利用长度为N的FIFO缓存和累加器实现。

第四步(204)，通过平方器341和342分别对信号r(k)和r(k-N)作平方之后，接着由取均值模块343求两者的平均值。最后利用滑动累加器344对N个均值结果进行滑动累加，得到滑动能量均值，其表达式为：

$\stackrel{\‾}{E}(n,N)=\underset{k=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{r^2(n+k)+r^2(n+k+N)}{2}---\left(2\right)$

其中n滑动窗口位置。

第五步(205)，通过乘法器35将滑动能量均值与预设的定时测度门限值相乘，得到相关门限值。其中，定时测度值M(n)定义为滑动相关绝对值与能量均值之比，其表达式为：

$M\left(n\right)=\frac{R(n,N)}{\stackrel{\‾}{E}(n,N)}$

$=\frac{\left|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+k)r(n+k+N)\right|}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{r^2(n+k)+r^2(n+k+N)}{2}}---\left(3\right)$

可以通过仿真或实际情况确定不同信噪比下定时测度值限值。

第六步(206)，将第四步计算得到的滑动相关绝对值与第五步计算得到的相关门限值通过比较器362进行比较。若滑动相关绝对值大于门限值，则接着采取以下步骤，否则跳转至第二步。

第七步(207)，在大于门限值的相关绝对值中，通过局部最大值搜索模块361寻找局部相关最大值的时刻，并将该时刻作为本地时钟的初始同步点。局部最大值的搜索范围在(0，2N)内可调的。

第八步(208)，粗同步控制模块363对初始同步点进行判断其是否同步的起始点。若是同步的起始点则产生一个计数器371的使能信号；反之，则产生一个宽度为采样周期的同步基准脉冲信号。

第九步(209)，启动可预置数计数器371对本地高频脉冲时钟373计数来产生本地同步时钟，该时钟频率与符号速率保持一致。该计数器371的使能信号来自于第八步，所输入的本地高频脉冲时钟373的频率必须是采样频率的整数倍。

第十步(210)，通过相位比较器38比较第九步产生的本地同步时钟与第八步产生的同步基准信号的相位，根据相位的超前与滞位关系产生相应的加/减脉冲控制信号，作为时钟控制电路372的输入。

第十一步(211)，计数器371的预置数不变的情况下，时钟控制电路372通过增加/删除输入计数器371的本地高频脉冲373对第九步产生的本地同步时钟进行相位调整。时钟控制电路372的加/减脉冲控制信号由第十步产生。位同步相位调整过程如图4所示。

第十二步(212)，经过相位调整后给出位同步时钟，作为接收端判决器的采样判决时钟。判决器在位同步时钟的上升沿采样相关器的输出值进行相关判决，解调出数据信号。

该同步方法在AWGN信道下的误码率理论和计算机仿真值见图5，图5中实线为差分混沌调制通信系统的理论误码率曲线，虚线为本发明位同步方法的计算机仿真曲线。仿真参数设置如下：符号周期T为2μs，FM调频指数为0.4MHz/Volt，滤波器的带宽2B为8MHz，即BT＝8。由图5可见，仿真结果曲线和理论值曲线十分接近，两者之间相差不超过0.2dB，说明本发明的位同步方法的正确性和同步性能的可靠性。

Claims (1)

1.一种用于差分混沌调制通信系统的盲估计位同步实现方法，其特征在于包括如下步骤：

1)将接收信号下变频至基带信号，经过抗混叠滤波电路后作为模数转换器的输入，生成数字离散信号r(k)，作为位同步检测电路的输入；根据奈奎斯特采样定理，模数转换的采样频率f_c＝1/T_c必须大于基带信号最大频率的两倍，抗混叠滤波的截止频率应低于采样频率的一半；

2)输入的信号r(k)经数字差分延时电路延时N个采样周期T_c后得到信号r(k-N)，作为后续能量运算器和相关运算器的输入，其中2N＝T_s/T_c，Ts为符号周期；

3)计算接收信号r(k)与其延时信号r(k-N)之间的乘积，并利用滑动窗口和累加器对N个乘积结果进行滑动累加并取绝对值，得到滑动相关绝对值；

4)对信号r(k)和r(k-N)分别作平方之后，两者相加并求平均，并利用滑动窗口和累加器对N个平均值进行滑动累加，得到滑动能量均值；

5)将滑动能量均值与预设的定时测度门限值相乘，得到相关值门限值；

6)将滑动相关绝对值与相关值门限值进行比较，若滑动相关绝对值大于门限值，则接着采取以下步骤，否则跳转至步骤2)；

7)在大于门限值的相关绝对值中，寻找局部最大值的时刻，并将该时刻作为本地时钟的初始同步点，局部最大值的搜索范围在(0，2N)内可调；

8)对初始同步点进行判断其是否同步的起始点，若是同步的起始点，则产生一个计数器的使能信号；反之，则产生一个宽度为采样周期的同步基准脉冲信号；

9)产生本地同步时钟，该时钟频率与符号速率保持一致，本地同步时钟通过以下方法产生：通过一个可预置数的计数器对本地高频脉冲计数来产生，当计数值到达其设定的预置数时，进行电平翻转从而产生宽度为一个符号周期的时钟信号，该计数器的使能信号来自于步骤8)，所输入的本地高频脉冲时钟的频率必须是采样频率的整数倍；

10)比较本地同步时钟与步骤8)的同步基准信号的相位，根据相位的超前与滞位关系产生相应的加/减脉冲控制信号，作为时钟控制电路的输入；

11)计数器的预置数不变的情况下，时钟控制电路通过增加或删除输入计数器的本地高频脉冲对步骤9)产生的本地同步时钟进行相位调整，时钟控制电路的加/减脉冲控制信号由步骤10)产生。

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