CN101893910B - 一种自适应电流镜 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自适应电流镜，由若干个子级电流镜串联组成，其中每个子级电流镜包括：一输入电路单元，若干输出电路单元和一电压检控单元和一负反馈阻抗调节单元。输入电路单元和输出电路单元由基本晶体管和备选晶体管并联组成，基本晶体管和备选晶体管之间设有开关，这些晶体管采用相同的类型并具有相同的阈值电压，均工作在线性区；电压检控单元检测输入电路单元与输出电路单元中晶体管的栅极电压，与预设的两个电压基准比较，根据比较结果控制开关的关断，控制备选晶体管的导通或截止来调节输出电流的范围。本发明拓展了传统电流镜的输出电流范围，并在较大的输出电流范围内保持较高的恒流精度。

Description

一种自适应电流镜

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，尤其涉及一种自适应电流镜。

背景技术

在现有的多位输出的LED恒流驱动电路，其输出电流大小由一个外挂电阻产生的输入电流决定，输出电流大小和精度取决于比例电流镜。实际使用中，根据具体应用的不同，需要的输出电流大小也会不同。而现有技术中电流镜的工作范围有限，尤其保持高精度的工作范围有限。为了满足不同的输出电流需求，其通常做法是按照不同的电流范围分档设计、生产多个芯片产品，或者在同一个芯片上提供不同精度的使用区间。例如，目前市场上片内精度±3％常见的3～45mA档、10～50mA档、20～30mA档、30～90mA档等，而对于标称工作区间为5～90mA的产品，其实际达到片内精度±3％的精确区间仅为10～60mA。这大大增加了设计开发和生产备货成本，也增加了客户选购产品的难度。如果能够在一颗芯片上实现较大电流范围内(如1～90mA全范围片内精度±3％)都能保持精度则既减轻了设计开发负担，又降低了制造成本和提高了生产效率，还可大大提升了客户使用的方便性。这就需要一种可在宽电流范围内保持高精度的电流镜。

电流镜电路在实际使用方面分为两种：一种是电流源，即向外输出稳定的电流；还有一种是电流阱或电流漏，即从外电路吸收稳定的电流，偶数级子级电流镜串联使用即可以实现电流源与电流阱的相互转换。

在模拟电路和/或大规模数模混合集成电路中，经常使用精确的电流作为参考电流或基准电流。由于同一芯片中基准电源通常用一个，其不同的模拟电路单元(IP)、不同电路模块设计和/或采用的晶体管类型不同，经常需要提供不同的方向(通常称为灌电流或拉电流)和不同大小的电流。实际的应用中常常使用简单的NMOS电流镜连接PMOS电流镜或反之的方法解决，但对精度的损害较大。如果有一种方向灵活、电流范围宽的高精度电流镜将可有效地解决此问题。

在高精度模拟电路中常常需要精确比例的MOS管，例如电流镜的输入管和输出管之间的宽长比W/L需要精确的比例对称，在版图上必须实行对称设计。在比例管的倍率相差不大时，版图上容易对称；而当倍率相差过大时，对称的版图设计上就要困难的多，而且由于工艺波动引起的比例管之间的参数偏差也大。将大倍率拆分成几级较小倍率相串联可以解决此问题，但在电流镜精度误差较大的情况下无法采用。

传统的MOS电流镜电路如图1所示。输入电流I_ref经过M0，产生M0、M1和M2的栅电压，这三个晶体管均为NMOS管，且都工作在饱和状态，具有相同的栅源电压。不考虑漏电压的影响，如果M1和M2管的宽长比(W/L)与M0的宽长比相同，则M1和M2的漏源电流就等于M0的漏源电流。如果M0、M1、M2的宽长比不同，则三个管子的电流之比等于它们的宽长比之比。但是，实际使用时，M0、M1和M2管的漏源电压难以保持一致，所产生的误差使这种传统的电流镜无法满足高精度场合的要求。

工作在饱和区MOS管的漏源电流方程如式(1)所示：

$I_{\mathrm{ds}}=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}})}^2(1+\mathrm{\λ}{V}_{\mathrm{ds}})---\left(1\right)$

其中，μ表示载流子迁移率，C_ox表示单位面积的栅氧电容，W、L分别为MOS管的沟道宽度与沟道长度，V_gs、V_th、V_ds分别表示栅源电压、阈值电压、漏源电压，λ表示沟道调制系数。MOS管工作于饱和区的条件为：

V_ds≥(V_gs-V_th)                  (2)

MOS管工作在线性区时的漏源电流方程如式(3)所示：

$I_{\mathrm{ds}}=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}[2(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}})V_{\mathrm{ds}}-{V_{\mathrm{ds}}}^2]---\left(3\right)$

MOS管工作在线性区的条件为：

V_ds≤(V_gs-V_th)                  (4)

因此，MOS管处于饱和区与线性区边界的条件是：

V_ds＝(V_gs-V_th)                  (5)

在确定的工艺条件下，如果固定了MOS管的宽长比W/L和漏源电压V_ds，根据式(1)～(5)可以得出：

1、无论MOS管工作在饱和区还是线性区，漏源电流I_ds的工作范围主要由其栅源电压V_gs决定，漏源电流I_ds随着栅源电压V_gs的变化而改变；

2、无论MOS管工作在饱和区还是线性区，最小的栅源电压V_gs(min)都受限于MOS管的阈值电压V_th。由于漏源电流受V_gs-V_th的影响，考虑输出电流精度，栅源电压V_gs应与阈值电V_th保持适当差值，以减小阈值电压V_th的波动对漏源电流造成的影响；

3、工作在饱和区的MOS管的最大栅源电压V_gs(max)小于V_ds+V_th，在较低的漏源电压工作时，其栅源电压相应的也必须较低，此时漏源电流会很小，故要想得到较大的电流输出，需要大幅增加输出MOS管的宽长比W/L，增加了芯片面积和成本；

4、而工作在线性区的MOS管，因其栅源电压V_gs要大于V_ds+V_th，且其最大栅源电压V_gs(max)仅受限于MOS管的规格，其值通常不超过实际采用的电源电压V_DD，故而同样的宽长比W/L可以得到更大电流，换句话说，同样大小的电流需要的芯片面积更小，成本更低；

5、饱和区的I_ds与(V_gs-V_th)的平方成正比，故而任何V_th的微小变化都会被成倍的放大；而线性区的I_ds仅与(V_gs-V_th)成一阶线性关系，V_th的变化造成对I_ds的影响小于饱和区；

6、由于饱和区的漏源电压大于线性区，在相同的电流下，饱和区工作的MOS管功耗大于线性区；

7、只要栅源电压V_gs一定，漏源电流的精度仅与工艺参数(μ、C_ox、λ、V_th)有关。

另外，在确定的工艺条件下，如果固定MOS管的宽长比，而不固定漏源电压V_ds，根据式(1)～(5)可以得出：

1、无论MOS管工作在线性区还是饱和区，漏源电流均受漏源电压的变化的影响，造成精度下降；

2、无论MOS管工作在线性区还是饱和区，当I_ds增大时，相应的V_gs会加大；

3、由于V_ds的增大，沟道调制效应加剧，精度下降；

4、当I_ds增大时，工作在线性区的MOS管主要依靠增加V_gs实现，因为要保证V_gs大于(V_ds+V_th)，故其V_ds增加较小；而工作于饱和区的MOS管，虽然可以通过增加V_ds来增大电流，但易受沟道调制效应的影响，且增大的幅度也有限；如果通过增加V_gs来实现，为保证V_ds大于(V_gs-V_th)而工作在饱和区，在V_gs大幅增加时，V_ds必须大幅增加，因而随I_ds增大，饱和区MOS管的功耗的增加值(ΔI_ds*ΔV_ds)增加的幅度大于线性区。

而在确定的工艺条件下，如果固定漏源电压V_ds，而不固定MOS管的宽长比，根据式(1)～(5)可以得出：

1、同样的漏源电流下，宽长比越小，栅源电压V_gs愈大；宽长比越大，栅源电压V_gs愈小；

2、同样的栅源电压V_gs下，宽长比越大，漏源电流愈大；宽长比越小，电流愈小。

为了使如图1所示电流镜的NMOS管M0和M1的漏源电压相同，提高电流镜的精度，如图2所示的电路结构被提出。如图2所示，将M0和M1的漏端电压作为运算放大器的两个输入端，并增加PMOS管M2，并将其连接成负反馈的形式。这样根据运算放大器的工作原理，可知M0和M1的漏源电压相同。本方法仅仅解决了漏源电压V_ds的相等问题。

申请号为200610075818.5的中国专利公开了一种自动换档电流镜，如图3所示，该电路由电流感应模块100、前级电流镜单元200、后级电流镜单元300组成，前、后级电流镜单元的倍率可调。电流感应模块100用于设定换档转换点，可调整倍率电流镜用于调整偏压电流I_B，但不影响最终输出电流I_out1和I_out2的值。例如，在SW1和SW2闭合情况下，输入电流I_IN为100微安，则I_B为10微安，输出电流I_out1、I_out2为100微安。若将转换点设置为50微安，当I_IN为10微安时，SW1和SW2断开，使前级电流镜的MP1、MP2放大倍率变为5∶1，后级电流镜的MN1、MN2、MN4的倍率变为1∶5。这样，偏压电流I_B为2微安，I_out1、I_out2为10微安。如果没有换档，则I_B为1微安，因此I_B值提高了一倍。此方法改善了输出电流较小时的电流精度，事实上扩大了电流工作范围的下限。但仍存在如下问题：

1、不能克服漏源电压V_ds的波动对输出电流带来的影响；

2、虽然通过提高栅源电压V_gs减小了(V_gs-V_th)的影响，但因工作在饱和区，阈值电压V_th对输出电流的影响仍较大；

3、因栅源电压的上限受饱和区工作条件(V_gs＜V_ds+V_th)的限制，输出电流的上限较低，如果简单地通过增加MOS管宽长比的方法提高上限，将大大增加芯片成本；

4、MOS管工作在饱和区，功耗较大；若要增大输出电流则需要更大宽长比的MOS管，增加了芯片面积；

5、需要两级电流镜串联才能工作，增加了电路复杂度和成本；而若要增加档位数量以扩大电流范围，则需要相应增加电流感应模块和比较器数目，也会增加电路复杂度和成本；

6、电流镜输出易受负载电阻和负载电压的影响。

申请号为200620118594.7的中国专利公开了一种电流镜以及使用该电流镜的发光装置，如图4所示。在该电流镜中，NMOS管M1作为输入级电路、NMOS管M2作为输出级电路。M1和M2的栅源电压相同，运算放大器CP1根据M1与M2的漏源电压产生一控制信号，根据该控制信号调整M2的漏源电压，使M1与M2的漏源电压相等。并通过设置控制电压Vc，可使M1与M2工作在线性区。该电流镜可以用较低的成本提供较大的输出电流和较低的负载压降。但仍存在如下问题：

1、仅仅考虑拓展了输出电流的上限，对输出电流的下限没有改善；

2、没有考虑在输出电流较小时，相应较小的栅源电压V_gs会因阈值电压的漂移而对输出电流精度产生影响；

3、由于宽长比固定，使其可以工作的最大电流和最小电流进一步受限，从而无法在单块芯片上实现输出较大范围的电流。

申请号为200810217219.1的中国专利公开了一种多路LED驱动电路，如图5所示。包括用于提供精准电流的精准电流源30，和用于对每一路输出进行精确调控的有源输出级34。此方法仍是电流镜的一种，解决了多路输出的电流匹配精度问题。由于此专利未明确说明其镜像管11和多路驱动管MNB工作在饱和区还是线性区，其存在的问题分别讨论如下：

1、如果工作在饱和区，因栅源电压的上限受饱和区工作条件(V_gs＜V_ds+V_th)的限制，输出电流的上限较低，如果简单地通过增加MOS管宽长比的方法提高上限，将大大增加芯片成本；

2、如果工作在饱和区，如要通过增加V_gs来加大输出电流，将因V_gs增加带来比线性区更大的功耗增量；

3、无论工作在饱和区还是线性区，当输出电流较小时，阈值电压的漂移对电流精度的影响未被考虑；

4、因而，如果在饱和区工作，提高电流上限将增大成本和功耗，小电流时的精度受工艺的影响较大的问题未考虑，无法实现在较大的输出电流范围内保持较高的电流精度；

5、而即使工作在线性区，输出电流较小时的电流精度受工艺的影响较大的问题未考虑；

6、由于宽长比固定，使其可以工作的最大电流和最小电流进一步受限，从而无法在单块芯片上实现输出较大范围的电流。

发明内容

本发明针对现有电流镜的输出电流范围较小，而输出电流范围较大时全范围内电流精度不高的缺点，提供一种自适应电流镜，在较大的电流范围内保持较高的恒流精度。

一种自适应电流镜，由若干个子级电流镜串联组成，每个子级电流镜包括：

一输入电路单元，该输入电路单元由至少一个基本晶体管和至少一个备选晶体管并联组成，基本晶体管的漏极连接一输入电流I_ref，备选晶体管与基本晶体管之间设有开关；

若干输出电路单元，每个输出电路单元由至少一个基本晶体管和至少一个备选晶体管并联组成，备选晶体管与基本晶体管之间设有开关，输入电路单元与输出电路单元中晶体管栅极均互连，保证输入电路单元和输出电路单元中所有的晶体管具有相同的栅源电压，输入电路单元与输出电路单元中晶体管源极均互连，保证输入电路单元和输出电路单元中所有的晶体管具有相同的源极电位；

所述的开关为任何集成电路中可实现开关功能的电子元件，如NMOS管、PMOS管或CMOS模拟开关等，开关可以设置在基本晶体管和备选晶体管的栅极、源极或漏极之间，一般将开关设在基本晶体管和备选晶体管的漏极之间，其栅极和源极分别连在一起。当然，也可将基本晶体管和备选晶体管的源极和漏极分别连在一起，开关设在其栅极之间。或者将基本晶体管和备选晶体管的栅极和漏极分别连在一起，开关设在其源极之间。开关设置在这三个位置均能达到控制备选晶体管导通或截止的目的；

一电压检控单元，检测输入电路单元与输出电路单元中晶体管的栅源电压，与预设的两个电压基准比较，根据比较结果控制输入电路单元与输出电路单元中开关的通断。

所述的输入电路单元中基本晶体管的漏极连接第一运算放大器的一个输入端，第一运算放大器的另一个输入端连接一参考电压，第一运算放大器的输出端连接所述的输入电路单元中基本晶体管的栅极。由于运算放大器的特性，使输入电路单元中基本晶体管的漏源电压等于所述的参考电压V_ref，通过调节参考电压V_ref可以使输入电路单元中基本晶体管工作在线性区。

所述的输出电路单元中基本晶体管的漏极通过一负反馈阻抗调节单元输出电流，所述的负反馈阻抗调节单元由第二运算放大器与第一晶体管组成，所述的第二运算放大器的一个输入端接输入电路单元中基本晶体管的漏极，第二运算放大器的另一个输入端接第一晶体管的源极和输出电路单元中基本晶体管的漏极，第二运算放大器的输出端接第一晶体管的栅极，第一晶体管的漏极电流为输出电路单元的输出电流，因此，每个子级电流镜可以有多个输出电流，由若干子级电流镜串联而成的整个电流镜也有多路输出电流，给芯片设计带来了相当大的灵活性和弹性空间。由于运算放大器的特性，迫使输入电路单元和输出电路单元中所有的晶体管具有相同的漏极电压并同时工作在线性区，确保比例电流镜的精度。同时，负反馈阻抗调节单元还起到了隔离负载对电流镜影响的作用。

所述的输入电路单元和输出电路单元中基本晶体管和备选晶体管具有相同的阈值电压V_th，使阈值电压的漂移对电流镜输出电流的影响降到最低。

所述的电压检控单元包括第一电压比较器、第二电压比较器、若干个RS触发器和/或若干个与非门，其中第一电压比较器将输入电路单元中晶体管的栅源电压与第一电压基准比较，若栅源电压大于第一电压基准，则通过RS触发器和/或与非门向输入电路单元和/或输出电路单元中的开关发出控制信号，使开关闭合；

第二电压比较器将输入电路单元中晶体管的栅源电压与第二电压基准比较，若栅源电压小于第二电压基准，则通过RS触发器和/或与非门向输入电路单元和/或输出电路单元中的开关发出控制信号，使开关断开。

所述的第一电压基准小于电流镜的工作电压，所述的第二电压基准大于所述的参考电压V_ref与输入电路单元中晶体管阈值电压V_th之和，第二电压基准小于第一电压基准。

由于输入电路单元与输出电路单元中晶体管的栅源电压、漏源电压、源极电位均分别相等，则这些晶体管处于相同的工作状态，在本发明中这些晶体管均工作在线性区，流过这些晶体管的电流由它们的宽长比决定。通过电压检控单元控制输入电路单元与输出电路单元中开关的闭合、断开，从而控制输入电路单元与输出电路单元中备选晶体管的导通、截止，来调节电路单元与输出电路单元中晶体管的宽长比，达到调节输出电流的目的。

所述的子级电流镜的输入电路单元和输出电路单元中的基本晶体管、备选晶体管和第一晶体管均为NMOS管或PMOS管，相邻两个子级电流镜的输入电路单元和输出电路单元中的晶体管的导电类型不同。由于NMOS管与PMOS管的互补作用，使前后子级电流镜的输出电流方向相反。

本发明的优点在于：

1、根据电流的大小不同，自动调节相关MOS管的宽长比(W/L)，既扩大了电流范围又保证了高精度。

2、无论MOS管调节范围多大，都仅需要两个电压比较器，减少了芯片面积和复杂度，降低了成本。

3、自适应电流镜输入和输出单元中的MOS管工作在线性区，使输出端口电压降低，减小了自身功耗，降低了因工艺制造引起的阈值电压变化对输出电流所造成的影响。

4、偶数级子级电流镜串联使用，可实现电流镜输入电流与输出电流反向。

5、多级小比例串联实现大比例电流镜，可改善版图的对称性设计对精度的影响。

附图说明

图1为传统电流镜电路图；

图2为一种改进的电流镜电路图；

图3为专利200610075818.5中公开的电流镜电路图；

图4为专利200620118594.7中公开的电流镜电路图；

图5为专利200810217219.1中公开的电流镜电路图；

图6为本发明的一种实施例的电路图；

图7为本发明的另一种实施例的电路图；

图8为本发明的又一种实施例的电路图。

具体实施方式

实施例1

本实施例如图6所示，包括输入电路单元11，两个输出电路单元12、13，两个负反馈阻抗调节单元14、15和一个电压检控单元16。

输入电路单元11由四个NMOS管M11、M12、M13、M14和三个开关SW1、SW2、SW3组成，四个NMOS管的栅极均连接运算放大器AMP1的输出端，源极均接地，NMOS管M11的漏极直接与运算放大器AMP1的正向输入端和输入电流I_ref连接，NMOS管M12、M13、M14作为备选管，其漏极分别通过开关SW1、SW2、SW3与运算放大器AMP1的正向输入端和输入电流I_ref连接，运算放大器AMP1的负向输入端接参考电压V_ref，开关SW1、SW2、SW3分别控制备选管M12、M13、M14的导通和关断。

本例中开关均采用CMOS模拟开关。

两个负反馈阻抗调节单元14、15结构相同，均分别由一个运算放大器和一个NMOS管组成。其中，运算放大器AMP2和NMOS管M2构成负反馈阻抗调节单元14，运算放大器AMP3和NMOS管M3构成负反馈阻抗调节单元15。运算放大器AMP2和AMP3的正向输入端都连接输入电流Iref和输入电路单元11中基本管M11的漏极，运算放大器AMP2的反向输入端连接NMOS管M2的源极和输出电路单元12中基本管M21的漏极，运算放大器AMP2的输出端连接NMOS管M2的栅极，运算放大器AMP3的反向输入端连接NMOS管M3的源极和输出电路单元13的基本管M31的漏极，运算放大器AMP3的输出端连接NMOS管M3的栅极。由于运算放大器的特性，迫使输入电路单元11和输出电路单元12、13中NMOS管的漏源电压相等。本实施例的自适应电流镜有两路输出，负反馈阻抗调节单元14中NMOS管M2的漏极电流作为第一路输出I_out1，负反馈阻抗调节单元15中NMOS管M3的漏极电流作为第二路输出I_out2。本实施例的两路输出电流均为灌电流，且两路输出的电流相等。

两个输出电路单元12、13结构相同，每个输出电路单元各有三个备选NMOS管，可以实现在首先保证小电流精度的基础上增大MOS管的宽长比可调范围，使输出电流可调范围大增。输入电路单元11与输出电路单元12、13中所有的NMOS管栅极相连并接入运算放大器AMP1的输出端，源极均接地，保证输入电路单元与输出电路单元所有的NMOS管栅源电压相同。其中，输出电路单元12由NMOS管M21、M22、M23、M24和开关SW4、SW5、SW6组成，NMOS管M22、M23、M24为输出电路单元12中的备选管，其漏极均通过开关与基本管M21漏极相连接，分别由开关SW4、SW5、SW6控制其导通或关断。输出电路单元13由NMOS管M31、M32、M33、M34和开关SW7、SW8、SW9组成，NMOS管M32、M33、M34为输出电路单元13中的备选管，其漏极均通过开关与基本管M31漏极相连接，分别由开关SW7、SW8、SW9控制其导通或关断。

电压检控单元16由两个电压比较器COMP1、COMP2，三个与非门G1、G2、G3和三个RS触发器T1、T2、T3组成。其中，两个电压比较器COMP1、COMP2的正向输入端(V_gate端)均连接运算放大器AMP1的输出端，电压比较器COMP1的正向输入端V_gate检测输入电路单元11和两个输出电路单元12、13中NMOS管的栅源电压，反向输入端接预设的高位判断电压V_refh，将输出的比较信号Vch输入到三个与非门G1、G2、G3的一个输入端。电压比较器COMP2的正向输入端同样检测输入电路单元11和两个输出电路单元12、13中NMOS管的栅极电压V_gate，反向输入端连接预设的低位判断电压V_refl，将输出的比较信号Vcl输入到RS触发器T1、T2、T3的R输入端。

复位/置位信号RES输入到三个与非门G1、G2、G3和三个RS触发器T1、T2、T3的复位/置位端。与非门G1有两个输入端，分别接Vch信号和RES信号，将逻辑判断结果输入到RS触发器T1的S输入端，RS触发器T1发出控制信号V_ctr1控制开关SW1、SW4、SW7的通断，从而控制备选管M12、M22、M32的导通或截止，调节输出电流范围。

与非门G2有三个输入端，分别接Vch信号、RES信号和RS触发器T1的输出V_ctr1信号，将逻辑判断结果输入到RS触发器T2的S输入端，RS触发器T2发出控制信号V_ctr2控制开关SW2、SW5、SW8的通断，从而控制备选管M13、M23、M33的导通或截止，调节输出电流范围。

与非门G3有四个输入端，分别接Vch信号、RES信号、RS触发器T1的输出V_ctr1信号和RS触发器T2的输出V_ctr2信号，将逻辑判断结果输入到RS触发器T3的S输入端，RS触发器T3发出控制信号V_ctr3控制开关SW3、SW6、SW9的通断，从而控制备选管M14、M24、M34的导通或截止，调节输出电流范围。

由于运算放大器AMP1强迫接入其正向输入端的输入电路单元的NMOS管M11、M12、M13、M14的漏源电压等于接入其反向输入端的参考电压V_ref，即有V_ds＝V_ref，所以设置适合的参考电压V_ref将使输入电路单元11中的NMOS管M11、M12、M13、M14在全输入电流I_ref范围内工作在线性区。当输入电流I_ref从NMOS管M11、M12、M13、M14的漏极流入时，在运算放大器AMP1的调节下NMOS管M11、M12、M13、M14的栅源电压V_gs将随着I_ref的变化而改变。

又由于运算放大器AMP2、AMP3分别迫使与其连接的输出电路单元的NMOS管的漏源电压等于输入电路单元的NMOS管，故而输出电路单元12、13中的MOS管也被强迫工作在线性区。

为了迫使输入电路单元和输出电路单元的NMOS管工作在线性区，根据MOS晶体管输出特性可知，只要V_ds足够小且符合式(4)时MOS管就工作在线性区。从式(4)可知，V_ds的取值越小，V_gs的可用范围就越大，得到的晶体管电流范围也就越宽，综合考虑效率、精度和干扰等因素，本例中取参考电压V_ref＝0.4V；

对于NMOS管M11、M12、M13、M14，由于V_gs的最小值必须保证MOS管工作在线性区，根据式(4)MOS管工作在线性区的条件，此处有V_ds＝V_ref，可得：

V_gs≥V_ref+V_th                     (6)

又由于根据MOS器件特性可知，栅源电压最大不超过器件工作时的电源电压，此处电源电压为V_DD，即有：

V_gs≤V_DD                          (7)

综合式(6)和式(7)，得到NMOS管的栅源电压V_gs的最大工作范围为：

V_ref+V_th≤V_gs≤V_DD                (8)

再根据式(5)MOS管饱和区与线性区的边界条件，可得：

V_ds＝V_gs-V_th＝V_ref               (9)

结合式(3)和(9)，得到最小输入电流I_ref(min)为：

$I_{\mathrm{ref}\left(\min \right)}=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{V_{\mathrm{ref}}}^2---\left(10\right)$

而当V_gs＝V_DD时，NMOS管输入电流也达到最大值I_ref(max)：

$I_{\mathrm{ref}\left(\max \right)}=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}[2(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{th}})V_{\mathrm{ref}}-{V_{\mathrm{ref}}}^2]---\left(11\right)$

式(10)和(11)指出了输入电流I_rer的理论最大范围，如果分别乘上电流镜的倍率，就得出输出电路单元12、13的输出电流理论最大可调范围。

又根据式(8)，可知高位判断电压V_refh和低位判断电压V_refl的理论值为：

V_refh＝V_DD

V_refl＝V_ref+V_th

考虑到实用环境下，V_DD、V_th和V_ref都会有波动和误差，所以在实际情况下要为相关误差预留余量，取：

V_ref+V_th＜V_refl＜V_refh＜V_DD               (12)

V_refh与V_refl的差值至少需要同时满足当V_gs大于V_refh而并联备选MOS管后V_gs不会小于V_refl，以及当V_gs小于V_refl而断开备选MOS管后V_gs不会大于V_refh。

由于晶体管在一宽长比下，当V_gs上升到最大值时，其电流输出能力也达到最大值I_ref(max)；当下降到最小值时，其电流输出能力也达到最小值I_ref(min)。式(10)和(11)证明了输出电流仅与宽长比相关，也表明改变宽长比确实可以改变输出电流的范围，即在V_gs上升到最大值和电流输出能力也达到最大值时，及时增加宽长比，如果此时维持电流不变且V_ds也不变，根据式(3)，V_gs将相应减小，也就拓宽了输出电流上限；而在V_gs下降到最小值和电流输出能力也达到最小值时，及时减少宽长比，如果此时维持电流不变且V_ds也不变，根据式(3)，V_gs将相应增加，也进一步拓宽了输出电流下限。

式(10)和(11)仅指出了理论上的电流最大范围，原因是V_gs的最大和最小值都采用理论值。在实际应用中，波动和干扰等总是存在的，设计中也不可忽略这些因素。因此，在综合考虑相关因素后，本例V_gs的最大值设定为电流镜工作电压的80％，即V_gs(max)＝0.8V_DD；而本例V_gs的最小值设定为(V_ref+V_th)和的基础上增加25％，即V_gs(min)＝1.25*(V_ref+V_th)；本例取V_th＝0.8V(NMOS)，V_ref＝0.4V，V_DD＝5V，则V_gs(max)＝4V，V_gs(min)＝1.5V。设高位判断电压V_refh＝V_gs(max)，低位判断电压V_refl＝V_gs(min)。

由于本实施例中输入电路单元11、和输出电路单元12、13中所有MOS管的栅极电压、漏极电压、源极电压均分别相同，则本实施例电流镜的输出电流完全由它们的宽长比比例决定。

根据式(4)，可得I_ref最小值公式：

$I_{\mathrm{ref}\left(\min \right)}=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}[2(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}})V_{\mathrm{ds}}-{V_{\mathrm{ds}}}^2]=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}[2(V_{\mathrm{gs}\left(\min \right)}-V_{\mathrm{th}})V_{\mathrm{ref}}-{V_{\mathrm{ref}}}^2]---\left(13\right)$

根据式(4)，得出I_ref最大值公式：

$I_{\mathrm{ref}\left(\max \right)}=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}[2(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}})V_{\mathrm{ds}}-{V_{\mathrm{ds}}}^2]=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}[2(V_{\mathrm{gs}\left(\max \right)}-V_{\mathrm{th}})V_{\mathrm{ref}}-{V_{\mathrm{ref}}}^2]---\left(14\right)$

取μ_nC_ox＝0.088mA/V²，NMOS管的阈值电压V_th＝0.8V，V_ref＝0.4V，V_gs(max)＝4V，V_gs(min)＝1.5V，高位判断电压V_refh＝V_gs(max)＝4V，低位判断电压V_gs(min)＝1.5V。

输入电路单元11中的MOS管的宽长比设置如下：

(W/L)_M11＝12/4；(W/L)_M12＝(12/4)*3；(W/L)_M13＝(12/4)*8；(W/L)_M14＝(12/4)*8；

输出电路单元12中的MOS管的宽长比设置如下：

(W/L)_M21＝(12/4)*15；(W/L)_M22＝(12/4)*3*15；(W/L)_M23＝(12/4)*8*15；(W/L)_M24＝(12/4)*8*15；

输出电路单元13中的MOS管的宽长比设置如下：

(W/L)_M31＝(12/4)*15；(W/L)_M32＝(12/4)*3*15；(W/L)_M33＝(12/4)*8*15；(W/L)_M34＝(12/4)*8*15。

根据式(13)和(14)，以及以上各MOS管宽长比比例，可计算和推导出每次宽长比调整所对应的电流值和状态的变化。

本实施例的工作过程如下：初上电时，通过复位/置位信号RES使输入电路单元11和两个输出电路单元中的所有开关全部处于断开状态，仅NMOS管M11、M21、M31导通，此时输入电路单元11的宽长比为(W/L)₁₁＝(W/L)_M11＝12/4，输出电路单元12的宽长比为(W/L)₁₂＝(W/L)_M21＝(12/4)*15，输出电路单元13的宽长比为(W/L)₁₃＝(W/L)_M31＝(12/4)*15，此时输入电路单元的电流范围为I_ref(min)＝52.8μA，I_ref(max)＝316μA，输出电路单元的电流范围为I_out(min)＝0.8mA，I_out(max)＝4.75mA。

输入电流I_ref后，在运算放大器AMP1的作用下NMOS管M11、M21、M31的栅源电压V_gs随之改变。电压检控单元16通过V_gate端检测已导通的NMOS管M11、M21、M31的栅源电压V_gs。如果V_gs＞V_refh，则通过电压比较器COMP1、与非门G1和RS触发器T1发出选通信号V_ctr1，使开关SW1、SW4、SW7闭合，则NMOS管M12、M22、M32导通，增加了宽长比，同时保存当前状态。此时输入电路单元11的宽长比为(W/L)₁₁＝(W/L)_M11+(W/L)_M12＝(12/4)*4，输出电路单元12的宽长比为(W/L)₁₂＝(W/L)_M21+(W/L)_M22＝(12/4)*15*4，输出电路单元13的宽长比为(W/L)₁₃＝(W/L)_M31+(W/L)_M32＝(12/4)*15*4。在不改变输入电流I_ref的情况下V_gs降低了，拓展了输出电流的上限。此时，输入电路单元的电流范围扩展到I_ref(min)＝52.8μA，I_ref(max)＝1.26mA，输出电路单元的电流范围扩展到I_out(min)＝0.8mA，I_out(max)＝19mA。

电压检控单元16再次检测V_gate端的电压，如仍有V_gs＞V_refh，则通过电压比较器COMP1、与非门G2和RS触发器T2发出选通信号V_ctr2，使开关SW2、SW5、SW8闭合，则NMOS管M13、M23、M33导通，增加宽长比，同时保存当前状态。此时输入电路单元11的宽长比为(W/L)₁₁＝(W/L)_M11+(W/L)_M12+(W/L)_M13＝(12/4)*12，输出电路单元12的宽长比为(W/L)₁₂＝(W/L)_M21+(W/L)_M22+(W/L)_M23＝(12/4)*15*12，输出电路单元13的宽长比为(W/L)₁₃＝(W/L)_M31+(W/L)_M32+(W/L)_M33＝(12/4)*15*12。在不改变输入电流I_ref的情况下V_gs进一步降低了，进一步拓展输出电流的上限。此时，输入电路单元的电流范围扩展到I_ref(min)＝52.8μA，I_ref(max)＝3.8mA，输出电路单元的电流范围扩展到I_out(min)＝0.8mA，I_out(max)＝57mA；

电压检控单元16再次检测V_gate端的电压，如仍有V_gs＞V_refh，则再通过电压比较器COMP1、与非门G3和RS触发器T3发出选通信号V_ctr3，使开关SW3、SW6、SW9闭合，则NMOS管M14、M24、M34导通，增加宽长比，同时保存当前状态。此时输入电路单元11的宽长比为(W/L)₁₁＝(W/L)_M11+(W/L)_M12+(W/L)_M13+(W/L)_M14＝(12/4)*20，输出电路单元12的宽长比为(W/L)₁₂＝(W/L)_M21+(W/L)_M22+(W/L)_M23+(W/L)_M24＝(12/4)*15*20，输出电路单元13的宽长比为(W/L)₁₃＝(W/L)_M31+(W/L)_M32+(W/L)_M33+(W/L)_M34＝(12/4)*15*20，在不改变输入电流I_ref的情况下V_gs更进一步降低，输出电流的上限再次拓宽。此时，输入电路单元的电流范围扩展到I_ref(min)＝52.8μA，I_ref(max)＝6.33mA，输出电路单元的电流范围扩展到I_out(min)＝0.8mA，I_out(max)＝95mA。

电压检控单元16再次检测V_gate端的电压，如仍有V_gs＞V_refh，则表明输入电流I_ref已大于最大工作电流，即超出工作范围；电压检控单元16只要检测到V_gate端的电压有V_refl＜V_gs＜V_refh，则维持原状态；如电压检控单元16检测V_gate端的电压，有V_gs＜V_refl，如果此时没有任何备选管导通，则表明输入电流I_ref已小于最小工作电流，即超出工作范围。

如电压检控单元16检测V_gate端的电压，有V_gs＜V_refl，如果此时全部备选管均已与基本管相连接，则通过电压比较器COMP2、与非门G3和RS触发器T3发出关断信号V_ctr3，使开关SW3、SW6、SW9断开，则NMOS管M14、M24、M34截止，减少宽长比，同时保存当前状态。此时，输入电路单元11的宽长比为(W/L)₁₁＝(W/L)_M11+(W/L)_M12+(W/L)_M13＝(12/4)*12，输出电路单元12的宽长比为(W/L)₁₂＝(W/L)_M21+(W/L)_M22+(W/L)_M23＝(12/4)*15*12，输出电路单元13的宽长比为(W/L)₁₃＝(W/L)_M31+(W/L)_M32+(W/L)_M33＝(12/4)*15*12。在不改变输入电流I_ref的情况下提高了V_gs，此时，输入电路单元的电流范围缩减到I_ref(min)＝52.8μA，I_ref(max)＝3.8mA，输出电路单元的电流范围缩减到I_out(min)＝0.8mA，I_out(max)＝57mA。

电压检控单元16再次检测V_gate端的电压，如仍有V_gs＜V_refl，则通过电压比较器COMP2、与非门G2和RS触发器T2发出选关断信号V_ctr2，使开关SW2、SW5、SW8断开，则NMOS管M13、M23、M33截止，减少宽长比，同时保存当前状态。此时输入电路单元11的宽长比为(W/L)₁₁＝(W/L)_M11+(W/L)_M12＝(12/4)*4，输出电路单元12的宽长比为(W/L)₁₂＝(W/L)_M21+(W/L)_M22＝(12/4)*15*4，输出电路单元13的宽长比为(W/L)₁₃＝(W/L)_M31+(W/L)_M32＝(12/4)*15*4。在不改变输入电流I_ref的情况下提高了V_gs。此时，输入电路单元的电流范围缩减到I_ref(min)＝52.8μA，I_ref(max)＝1.26mA，输出电路单元的电流范围缩减到I_out(min)＝0.8mA，I_out(max)＝19mA。

电压检控单元16再次检测V_gate端的电压，如仍有V_gs＜V_refl，则通过电压比较器COMP2、与非门G1和RS触发器T1发出关断信号V_ctr1，使开关SW1、SW4、SW7断开，则NMOS管M12、M22、M32截止，减少宽长比，同时保存当前状态。此时输入电路单元11的宽长比为(W/L)₁₁＝(W/L)_M11＝12/4，输出电路单元12的宽长比为(W/L)₁₂＝(W/L)_M21＝(12/4)*15，输出电路单元13的宽长比为(W/L)₁₃＝(W/L)_M31＝(12/4)*15。此时，输入电路单元的电流范围缩减到I_ref(min)＝52.8μA，I_ref(max)＝316μA，输出电路单元的电流范围缩减到I_out(min)＝0.8mA，I_out(max)＝4.75mA。

电压检控单元16不断的检测V_gate端的电压，将检测到的V_gs与预设的高位判断电压V_refh与低位判断电压V_refl比较，若检测到的V_gs高于V_refh，则发出选通信号，将相应的开关闭合，增加导通的NMOS管数目，增加宽长比；若检测到的V_gs低于V_refl，则发出关断信号，将相应的开关断开，减少导通的NMOS管数目，减少宽长比；若V_refl＜V_gs＜V_refh，则维持原状。通过控制开关的闭合或断开，达到调节电流范围之目的。

所以，采用本发明的电流镜，电流范围获得显著拓宽，

实现了宽输入电流范围：I_ref(min)＝52.8μA，I_ref(max)＝6.33mA。

实现了宽输出电流范围：I_out(min)＝0.8mA，I_out(max)＝95mA。

本例中负反馈阻抗调节单元14、15中的NMOS管M2、M3的宽长比为W/L＝1500/1。

实施例2

本实施例如图7所示，本实施例由两级电流镜串联而成。模块100P、200P、300P组成了第一级电流镜，模块100N、200N、300N组成了第二级电流镜。第一级电流镜的结构与实施例1基本相同，但备选管的个数减为二个，与非门和RS触发器的数量各减少了一个，MOS管均采用PMOS管。

本实施例中，由P5、P6、P7组成第一级电流镜的输入电路单元，P6、P7为备选管。由P1、P2、P3组成第一级电流镜的输出电路单元，P2、P3为备选管。由于PMOS管的特性，输入电流为拉电流，相应的输出电流也为拉电流。输出电流为PMOS管P4的漏极电流，该输出电流作为第二级电流镜的输入电流。

第二级电流镜的结构与实施例1相同，第一级电流镜的输出电流对于第二级电流镜为灌电流，则第二级电流镜的两路输出电流也为灌电流，这两路输出电流作为整个芯片的输出电流。但是相对于整个芯片来说，输出的灌电流相对于输入的拉电流，其电流方向反向。因此，当采用本实施例所示的偶数级电流镜串联方式形成级联式的电流镜，并且相邻级电流镜采用不同种类的MOS管(前一级采用NMOS管，则后一级采用PMOS管；同理，前一级采用PMOS管，则后一级采用NMOS管)，可实现输入、输出电流的反向，应用更灵活。另外，由于在电流镜中的输入电流与输出电流的比例精度直接与输入电路单元和输出电路单元中MOS管的比例相关，采用级联式的电路结构，可以将总比例分成多级实现，每级比例的缩小可以有效克服芯片版图设计时过大的比例管对称设计的困难，从而提高精度。

本例中，第一级电流镜和第二级电流镜的比例设计均为15倍，故而本例电流镜的总比例为225倍。本例的除PMOS管外的其它参数也与实施例1相同。对于第一级电流镜，由于采用PMOS管，则式(12)需要相应修改如下：

|V_ref|+|V_th|＜|V_refl|＜|V_refh|＜V_DD    (15)

其中|V_refh|＝V_DD-V_REFH2，|V_refl|＝V_DD-V_REFL2，|V_ref|＝V_DD-V_REF2。

第一级电流镜的工作过程如下：初上电时，模块100P、200P中的开关均处于断开状态。电流输入时，模块300P检测PMOS管P1、P7的栅压V_gs，如果|V_gs|＞|V_refh|，则输出控制信号使开关SW12和SW10闭合，增加宽长比，同时保存当前状态；

模块300P再次检测栅压V_gs，如果仍有|V_gs|＞|V_refh|，则输出控制信号使开关SW13和SW11闭合，再增加宽长比，同时保存当前状态；如果检测到的V_gs处于|V_refl|＜|V_gs|＜|V_refh|，则维持原状态；

如果检测到的|V_gs|＜|V_refl|，则发出控制信号，使开关SW13和SW11断开，减少宽长比，同时保存当前状态；再次检测V_gs，如果仍有|V_gs|＜|V_refl|，则发出控制信号，使开关SW12和SW10断开，再减少宽长比，同时保存当前状态；如果检测到的V_gs处于|V_refl|＜|V_gs|＜|V_refh|，则维持原状态。由于第二级电流镜结构与实施例1完全相同，这里不再做具体描述。

实施例3

如图8所示，本实施例电路结构与实施例1类似，但结构更为简单，包括一输入电路单元11、一输出电路单元12、一电压检控单元13和一负反馈阻抗调节单元14。其中输入电路单元11由一个基本管M11、一个备选管M12和连接在这两个NMOS管漏极之间的开关SW1组成；输出电路单元12由一个基本管M21、一个备选管M22和连接在这两个NMOS管漏极之间的开关SW2组成。负反馈阻抗调节单元14与实施例1中的结构和电气连接均相同。由于输入电路单元11和输出电路单元12中的备选管只有一个，相应的，对开关的控制较为简单。两个开关的状态相同，要么均处于断开状态，要么均处于闭合状态。故电压检控单元13无需与非门，只包括两个电压比较器COMP1、COMP2和一个RS触发器T，同样通过比较输入电路单元和输出电路单元中MOS管栅极电压与两个基准电压之间的大小关系，来控制开关的通断，改变MOS管宽长比，从而得到调节电流范围的效果。电路的工作过程与实施例1相同，这里不再做具体描述。

Claims (6)

1.一种自适应电流镜，由若干个子级电流镜串联组成，其特征在于，每个子级电流镜包括：

一输入电路单元，该输入电路单元由至少一个基本晶体管和至少一个备选晶体管并联组成，且基本晶体管和备选晶体管共栅；基本晶体管的漏极连接一输入电流，备选晶体管与基本晶体管之间设有开关；

若干输出电路单元，每个输出电路单元由至少一个基本晶体管和至少一个备选晶体管并联组成，且基本晶体管和备选晶体管共栅；备选晶体管与基本晶体管之间设有开关，输入电路单元与输出电路单元中基本晶体管栅极均互连，输入电路单元与输出电路单元中基本晶体管的源极均互连；

一电压检控单元，检测输入电路单元与输出电路单元中晶体管的栅极电压，与预设的两个电压基准比较，根据比较结果控制输入电路单元与输出电路单元中开关的通断；

所述的输入电路单元和输出电路单元中基本晶体管和备选晶体管具有相同的阈值电压；

所述的输入电路单元中基本晶体管的漏极连接第一运算放大器的一个输入端，第一运算放大器的另一个输入端连接一参考电压，第一运算放大器的输出端连接所述的输入电路单元中基本晶体管的栅极；

所述的输出电路单元中基本晶体管的漏极通过一负反馈阻抗调节单元输出电流，所述的负反馈阻抗调节单元由第二运算放大器与第一晶体管组成，所述的第二运算放大器的一个输入端接输入电路单元中基本晶体管的漏极，第二运算放大器的另一个输入端接第一晶体管的源极和输出电路单元中基本晶体管的漏极，第二运算放大器的输出端接第一晶体管的栅极。

2.根据权利要求1所述的自适应电流镜，其特征在于，所述的子级电流镜的输入电路单元和输出电路单元中的晶体管和第一晶体管为增强型NMOS管或增强型PMOS管；

所述的子级电流镜的输入电路单元和输出电路单元中的晶体管如果是NMOS，则其源极接地；

所述的子级电流镜的输入电路单元和输出电路单元中的晶体管如果是PMOS，则其源极接电流镜工作电压。

3.根据权利要求2所述的自适应电流镜，其特征在于，相邻两个子级电流镜的输入电路单元和输出电路单元中的晶体管的导电类型不同。

4.根据权利要求1所述的自适应电流镜，其特征在于，所述的电压检控单元包括第一电压比较器、第二电压比较器、若干个RS触发器和/或若干个与非门，其中第一电压比较器将输入电路单元中晶体管的栅极电压与第一电压基准比较，若栅极电压大于第一电压基准，则通过RS触发器和/或与非门向输入电路单元和/或输出电路单元中的开关发出控制信号，使开关闭合；

第二电压比较器将输入电路单元中晶体管的栅极电压与第二电压基准比较，若栅极电压小于第二电压基准，则通过RS触发器和/或与非门向输入电路单元和/或输出电路单元中的开关发出控制信号，使开关断开。

5.根据权利4所述的自适应电流镜，其特征在于，所述的第一电压基准小于电流镜的工作电压，所述的第二电压基准大于所述的参考电压与输入电路单元中晶体管阈值电压之和，第二电压基准小于第一电压基准。

6.根据权利要求1所述的自适应电流镜，其特征在于，所述的输入电路单元和输出电路单元中的晶体管工作在线性区。

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