CN101889215A - 二次监视雷达中的应答检测 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于检测具有特征结构的SSR信号的检测装置(10、20、20′)。检测装置(10、20、20′)包括：滤波装置(11，21)，其与SSR信号的特征结构相匹配；以及用于将假报警率保持为基本恒定值的装置(12、22、22′)。SSR信号的特征结构包括前导、或由固定停留时间分隔开的初始脉冲和结束脉冲。用于将假报警率保持为基本恒定值的装置(12、22、22′)包括：计算装置，配置为基于由滤波装置(11、21)提供的信号计算检测阈值；以及判定装置，配置为基于检测阈值以及由滤波装置(11、21)提供的信号检测SSR信号。

Description

二次监视雷达中的应答检测
技术领域
本发明涉及对无线电定位协作系统接收到的信号中的二次监视雷达(SSR)信号进行的检测，其中，所述无线电定位协作系统被配置成利用该类型的信号工作。
具体地，本发明恰恰在二次监视雷达(SSR)领域中发现具有优势的应用，但是该应用不是唯一的，接下来的论述将对该二次监视雷达进行明确的参考，而这又意味着不失一般性。
背景技术
众所周知，当今，全球几乎所有的国家在其自己的领空的至少一部分上执行的空中交通管制(ATC)主要是基于雷达系统的。
所述的雷达系统包括称为一次监视雷达(PSR)类型的雷达和称为二次监视雷达(SSR)类型的雷达。
通常，PSR经由显著(markedly)定向天线以无线电频率发出脉冲，并接收任何反射的回声。实际上，如果发出的脉冲之一“碰到”目标，则所述脉冲被反射，从而返回至该天线。
因此，为了运行PSR不需要在目标上装载任何特殊设备，即，不需要来自目标的积极配合。为此，PSR被定义为非协作系统。
从PSR的非协作性质衍生出PSR的一个最重要的问题，即所谓的“杂乱回波”。“杂乱回波”是用于表示由PSR发射的脉冲被不感兴趣的物体(诸如地面或海面、大气现象、金属碎箔以及甚至是鸟群和/或昆虫群)反射导致的不期望的回声的接收的术语。
所述的无关回声“干扰”雷达观察者，并使得难以对飞行器进行检测。
此外，PSR的一个局限性是通过这样的事实表现的：在大多数情况下，就范围和方位角而言，只提供了飞行器的二维位置。
换言之，通过传统的PSR，不能以足够的精度确定飞行的高度。
不同于PSR，SSR需要目标的积极配合，因此，其落入无线电定位协作系统的类别中。
下文中将描述SSR的工作。
详细地，SSR系统包括两个基本要素：地面站，其装备有显著定向旋转天线，常常安装在相应的PSR的天线上；以及发射机应答器，其装备有全向天线，安装在目标(通常为飞行器)上。
地面站根据其希望从目标请求的信息的类型(通常为飞行的身份和高度)，利用天线发射适当编码的相应的询问消息或简单的询问。
当SSR以传统方式工作时，地面站对飞行的标识符代码(即，飞行器的SSR身份)的请求被称作“A模式询问”，或简单地称作“A模式”，而以几百英尺表示的飞行的高度(即，航高)的请求被称作“C模式询问”，或简单地称作“C模式”。
传统模式的询问是由两个脉冲组成的，每个脉冲都具有0.8μs的持续时间，这两个脉冲被识别其询问模式(因而识别所请求的信息类型)的停留时间(drell time)分隔开。
图1示出了包括根据询问模式发射的两个脉冲之间的停留时间的表格，这两个脉冲由P1和P3指示。
具体地，对于A模式，分隔脉冲P1和P3的停留时间为8±0.2μs，而对于C模式，分隔脉冲P1和P3的停留时间为21±0.2μs。
地面站通常交替地发射A模式询问和C模式询问。以高速率连续地重复这种交替发射，以确保对存在于由该地面站监视的区域中的所有飞行器的位置和身份的检测。
目标的发射机应答器无论何时接收到询问，该发射机应答器本身都对所述询问进行解码，并发送包含所请求数据的应答消息或简单应答。
具体地，图2示出了应答的典型结构。
详细地，如图2所示，每个应答都具有20.3μs的持续时间，并由一串脉冲组成，每个脉冲都具有0.45±0.1μs的持续时间。该脉冲串总是包括初始脉冲F1和结束脉冲F2，并被称作“帧脉冲”。所有的脉冲都彼此分隔开1μs的时间间隔。此外，根据再次由图2表示的示意图，包括在帧脉冲之间的那些脉冲表示八进制码ABCD的比特，通过其对通过询问请求的信息进行编码。
然后，地面站接收由目标发送的应答，并利用适当的算法从该应答中提取所请求的信息。
此外，基于发送询问和接收应答之间的延迟时间以及基于在接收应答时天线的方向，地面站还能够确定出现在PSR中的飞行器的距离和方位角。
应该注意，在SSR中所使用的功率量远小于在PSR中所使用的功率量。实际上，在SSR中，用诸如超过单向路径损耗(上行链路或下行链路)的功率就足以发射信号，而在PSR中，除了由目标的非理想反射造成的不可避免的损耗之外，所发射的信号必须超过双向路径损耗(上行链路加下行链路)。
SSR另外的特性是对于询问和应答使用分别为1030MHz和1090MHz的两个不同的频率。
相比于PSR，SSR的主要优点在于从飞行器获得补充信息(即，飞行的身份和高度)的可能性。实际上，在目标上装载的该设备的可用性使得能够向雷达的功能添加数据链路。
SSR提供该附加信息的能力对于地面上的空中交通管理员具有巨大的价值，如此得大以致于SSR已经成为用于对空中交通本身进行控制的主要传感器。
实际上，由地面站接收并确定的数据都被转换成称为“目标报告”的报告，这些报告中的每一个都与一个目标相关。
然后，所有的报告都被发送到ATC中心，在ATC中心，这些数据在平面监视器上显示给空中交通管理员，其中在平面监视器上显示的是在检测到每个飞行器的位置上的标志、以及包含该飞行的标识符代码、或相应SSR身份(A模式询问)、飞行高度(即，航高(C模式询问))、以及可能的其它数据(诸如地面速度、方向等)的标记。
尽管SSR具有无可争议的优点，但是在某些条件下，尤其是在空中交通的高空和/或飞行器之间接近的情况下，该系统或至少传统的SSR(即，至此已描述的一个SSR)仍存在着一些问题。
首先，在不同的飞行器和/或方位角接近的不同飞行器之间具有短的距离的情况下，它们的应答会彼此叠加，因此，地面站会对接收到的信号错误地进行解码，不然就根本不设法对其进行解码。在这第二种可能性下，消息被拒绝且信息丢失。这种现象称为“混扰(garbling)”。
图3示出了混扰的一种典型情况，其中，方位角非常接近的两个飞行器(由31和32指示)都落入了同一地面站33的一个询问区域内，在图3中由包括在两条虚线之间的角形部分表示所述询问区域。
假设这两个飞行器31和32的方位角具有很大的接近度，则由两个箭头表示的这两个飞行器31和32对地面站33的询问的应答很可能彼此叠加地到达地面站33，于是，地面站将不能将他们区分开。
影响传统SSR的另一典型现象是所谓的窜扰(FRUITing)(“False Replies Unsynchronized In Time”，“时间异步假应答”，或者“False Replies Unsynchronized to Interrogator Transmissions”，“与询问发射异步的假应答”)，这是由于以下的事实导致的：由于机载发射机应答器的天线的全方向性，飞行器的应答不但会被触发其的地面站接收到，还会被附近的其它地面站接收到。到达这些地面站的非期望应答会导致进行错误的解码，这是因为该非期望的应答叠加到由所述地面站实际请求的应答上，和/或导致矛盾的位置测量结果，而这最终会迫使所述地面站的解码器拒绝该信息。
图4中示出了窜扰的典型情况，其中，飞行器41位于由包括在两条短划线之间的角形部分表示的第一地面站42的询问区域内，因此其由所述第一地面站42进行询问。
因此，飞行器41发送其自己的应答，该应答由于机载发射机应答器的天线的典型的全方向性，而在所有方向中被发射，如各箭头所示。
同时，在该时刻，第二地面站43的天线指向飞行器41所在的空域，即由包括在两条点划线之间的角形部分表示的空域。
因此，飞行器41对第一地面站42的询问的应答还被第二地面站43接收到，然而，第二地面站43不能对所述应答进行解码，这是因为该应答不是得自由第二地面站进行的询问。
此外，传统SSR的另一个问题是源自以下事实的：对于总共4096个地址，分配给每个飞行器的是由四个八进制码的数字(包括在0和7之间)组成的SSR标识符代码。然而，实际上，考虑到当前需要，这些地址已经不充足了，这是因为这些地址中的很多都被预留了。如果在邻近的区域中使用一个相同的代码，则处理系统在将该代码分配给两个不同的飞行时就会出现问题。当前，代码每天都有将近一万种变化，这增加了重复或错误分配的可能性，从而随之就会增加机务人员和管理员的工作负荷。
不幸的是，假设SSR代码的共享不一定总是被所有的相邻单元注意，则与邻近的ATC单元的良好的协调不是令人满意的解决办法。
为了解决或至少削弱这些问题，在最近几年里，除了传统的模式(即A模式和C模式)之外，还在SSR中引入了一种称为S模式的新询问模式，其中，由于询问是选择性执行的，所以S代表“选择性的”。
更详细地，在S模式SSR中，每个目标都与赋有其唯一的识别的相应地址相关联。目标的单独的定址是利用24个地址位获得的，通过这些地址位可以编码达16777214个地址。
由于目标的单独的定址，地面站能够只向一个目标发送S模式询问。
类似的，在S模式SSR中，地面站还与称作“询问者身份”(ii)的4位地址相关联，以这种方式，目标的S模式应答也只发送给已经向它们进行询问的地面站。所述地址可设想对将以有限功能使用的S模式进行的扩展(SI代码)。
此外，在S模式SSR中，可以请求并发送与关于身份(A模式)和高度(C模式)的信息相比更多的信息。
因此，在S模式SSR中，降低了应答率以及干扰(假设每个目标每次扫描只需要一个应答，且所述应答包含关于飞行的身份和高度的信息)，从而避免了地面站使同一目标的A模式应答和C模式应答相互关联的需要。
该结果本身使得能够消除与混扰和窜扰相关联的问题中的近90％。
假设已经认为同一目标应该运输两个不同设备(所用的一个是已经实施S模式的设备，而另一个是尚未实施S模式的设备)是不合适的，则S模式询问的信号以及应答的信号与以传统模式运行的现有设备是兼容的。
确切地说，为了满足关于兼容性的要求，S模式使用与传统SSR已经使用的频率相同的频率，即，对于询问使用1030MHz，以及对于应答使用1090MHz。
存在两种类型的S模式询问：称作“A/S全呼叫询问”的询问和称作“轮流呼叫询问”的询问。
具体地，A/S全呼叫询问向接收所述类型询问的每个目标发出请求，并从接收所述类型询问的目标获得应答。地面站周期性发射A/S全呼叫询问，以便获知其自己天线范围内的所有目标的地址和身份。
图5示出了A/S全呼叫询问的典型结构。
详细地，如图5所示，该A/S全呼叫询问由三个脉冲组成，图中由P1和P3指示的前两个脉冲具有0.8μs的持续时间，并被等于8±0.2μs的停留时间分隔开，而由图中的P4指示的第三个脉冲具有1.6μs的持续时间，并与P3分隔开1μs。
可以容易理解，A/S全呼叫询问具有刚刚确切描述的满足关于与传统模式兼容的要求的结构。
事实上，当装备有传统类型的发射机应答器的目标接收A/S全呼叫询问时，其在前两个脉冲(即，P1和P3)中识别出A模式询问，并发送包含其自己标识符代码的应答。
相反，装备有S模式的发射机应答器的目标在接收到A/S全呼叫询问时，发送包含其自己地址的应答。
相反，轮流呼叫询问进行选择性地寻址，从而只有询问寻址到的目标通过只向对其进行询问的地面站发送包含所请求的信息的应答来进行应答。
图6示出了轮流呼叫询问的典型结构。
详细地，如图6所示，S模式轮流呼叫询问由图中由P1和P2指示的两个脉冲和图6中由P6指示的在两个脉冲之后的数据块组成，这两个脉冲每个都具有0.8μs的持续时间，且彼此距离1μs，数据块具有16.25μs的持续时间。
脉冲P1和P2只用于“中断(cut out)”装备有传统类型的发射机应答器的目标，而数据块P6包括在其中利用差分相移键控(DPSK)数字调制而编码的56位，这些位为所询问的目标的地址和询问数据。
可替换地，S模式询问的数据块P6还可以包含112位并持续32.25μs。
此外，图7示出了S模式应答的典型结构。
详细地，如图7所示，S模式应答包括具有8μs持续时间的前导(preamble)，和具有56μs持续时间的数据块。
前导由四个脉冲组成，每个脉冲都具有0.5μs的持续时间。在前导中，第一和第二脉冲彼此由0.5μs的停留时间分隔开，以及第三和第四脉冲彼此也由0.5μs的停留时间分隔开。还是在前导中，第一和第三脉冲彼此由3.5μs的停留时间分隔开。
数据块包括56个脉冲，每个都具有0.5μs的持续时间，其利用脉冲位置调制(PPM)对期望其应答的地面站的ii地址和应答信息进行编码。
最后24个脉冲包含用于提高编码可靠性的循环冗余校验(CRC)码。
总之，在S模式中，所有所需的数据包含在单个应答中，并且数据的正确性通过24位奇偶校验检查确认。相反，A模式和C模式的信息被单独地发送，且必须由地面站进行正确的关联。数据的正确性不能保证，且只通过比较对应于天线的不同扫描的应答获得有效性。
因此，S模式极大地提高了传统SSR的性能，且解决了其中所遇到的许多问题。
这里，为了完全理解下文中将描述的本发明，下面将对由与被询问目标的应答的接收有关的典型的SSR地面站执行的处理进行简要描述。
具体地，如已经描述的，典型的SSR地面站包括显著定向旋转天线，其连接至用于处理由天线接收到的信号的处理装置。
所述处理装置包括连接在一起的模拟处理装置和数字处理装置。
具体地，在接收过程中，模拟处理装置执行以下主要功能：
●它们获取从天线接收到的信号，以已知方式称为∑，Δ和Ω；
●它们适当地对所获取的信号进行滤波，以自保护频带过高的信号；
●它们对经滤波的信号执行从无线电频率(RF)，即1090MHz到通常为60MHz的中频(IF)的第一转换；
●它们根据国际民用航空组织(ICAO)的标准提供对IF信号的适当滤波；
●它们利用一组三个对数放大器对经适当滤波的信号进行放大，保持振幅和相位的适应性；以及
●它们对经放大的信号执行从IF到视频的第二转换。
还是在接收过程中，相反，数字处理装置执行以下主要功能：
●它们对来自模拟处理装置的视频信号执行模数转换；
●它们识别数字视频信号中存在的脉冲的上升沿和下降沿；
●它们基于识别出的上升沿和下降沿重建脉冲；
●基于重建的脉冲在时间上的相互排列，它们识别传统应答的帧脉冲，因此，识别传统应答和/或S模式应答的前导，从而识别S模式应答；以及
●它们对从所请求的信息中提取的经识别的传统的应答和/或S模式应答进行适当的解码。
因此，由已知类型的SSR地面站的数字处理装置执行的传统应答和/或S模式应答的识别，是根据基于重建的脉冲在时间上的相互排列进行的帧脉冲和/或前导的检测的。
实际上，在A模式应答、C模式应答、和S模式应答中，如上述详尽描述的，脉冲(具体是帧脉冲以及前导)在时间上的相互排列是固定的，因此对于它们的检测和识别来说是区别因素。
此外，如已知的，数字处理装置包括多个处理器，典型地至少为四个并行工作并被配置为对传统应答(即，A模式应答和C模式应答)进行解码的处理器，以及被配置为对S模式应答进行解码的处理器。
如果数字处理装置识别出传统应答，则将相应的脉冲提供给被配置为对传统应答进行解码的一个处理器，以对其执行解码，然而，如果数字处理装置识别出S模式应答，则将相应的脉冲提供给被配置为对S模式应答进行解码的处理器，以对其执行解码。
此外，在识别前导从而识别S模式应答的情况下，数字处理装置通常禁止被配置为对传统应答进行处理的处理器。
该选择是由以下的事实导致的：在S模式应答的数据块中，可能会错误识别高达三十对帧脉冲。
发明内容
尽管S模式的引入用于减少与混扰和窜扰效应相关的二次监视雷达的已知问题，但是已经注意到，所述S模式，尤其是S模式应答，会对传统应答产生一种窜扰效应。
实际上，已经注意到，在接收到以低信噪比(SNR)为特征的S模式应答的情形中，假如在接收过程中重建的前导以高噪声电平为特征并因此难以识别，则基于以在接收过程中重建的脉冲在时间上的相互排列为基础对帧脉冲和/或前导的识别来进行应答模式的检测的当前方法，未证明非常可靠。
在上述情形的情况下，即在S模式应答以低SNR为特征从而未被识别的情况下，检测应答模式的当前方法还导致在所述S模式应答的数据块内高达三十对帧脉冲的错误识别，并且因此导致高达三十个传统应答的错误识别，并导致尝试进行处理。
所有这些导致数字处理装置处理能力的饱和，如之前所描述的，该处理装置包括至少四个并行的且被配置为对传统应答进行解码的处理器。
因此，如果一个或多个传统应答叠加在SSR地面站的数字处理装置未识别出的S模式应答上，则传统应答反过来不会被识别，更不必说被配置为对传统应答进行解码的处理器进行处理，这是因为处理器会由于未识别出的S模式应答的数据块中错误识别的高达三十个“假”传统应答而饱和。
所有这些引起包含在传统应答中的信息的丢失，从而缺乏由SSR的地面站对一个或多个目标的识别。
在图8中，示出了作为刚刚描述的一种的情形，其中应该注意叠加了A模式应答的S模式应答。
在未检测到S模式应答的前导的情况下，被配置为对传统应答进行解码的四个处理器将会由于S模式应答的数据块的第一部分的通过而饱和，从而A模式应答将不会被检测或处理。
此外，当已经向目标发送S模式询问的SSR地面站由于其自己的数字处理装置不识别应答而未接收到相应的应答时，所述SSR地面站再次询问该目标一直到其自己的数字处理装置能够识别并正确地解码相应的S模式应答，因而，如果被配置为对传统应答进行解码的处理器由于在未识别出的S模式应答的数据块中识别出的错误传统应答而饱和，则会经受连续丢失一个或多个传统应答的风险。
以该方式，有可能引起恶性循环，其甚至会导致持续缺少对装备有传统发射机应答器的多个目标的识别。
如果额外添加于此的是这样的事实：在将来，1090MHz的下行链路无线电信道也会被其他系统(诸如空中防撞系统(TCAS)、自动跟踪监视广播(ADS-B)、多点定位、广播式交通信息服务系统(TIS-B)、广播式飞行信息服务(FIS-B))使用，随着随后干扰的增加，减少接收到的S模式应答的SNR，从而减小检测到前导的可能性，在将来，可以容易理解，由于不再保证适当的检测以及对传统应答的解码，传统SSR的性能会受到严重损害。
因此，本发明的目的在于提供一种用于检测传统应答和/或S模式应答的检测装置，该检测装置能够解决上述提到的问题。
本发明实现了前述目的，在根据所附权利要求限定的范围内，本发明涉及用于检测SSR信号，具体的是检测传统应答和/或S模式应答的检测装置。
实际上，根据本发明，提供了一种用于检测具有特征结构的SSR信号的检测装置，该检测装置的特征在于其包括匹配SSR信号的特征结构的滤波装置，和用于将假报警率保持为基本恒定值的装置。
便利地，SSR信号的特征结构包括前导或由固定停留时间分隔开的初始脉冲和结束脉冲。
优选地，用于将假报警率保持为基本恒定值的装置包括：计算装置，配置为基于由滤波装置提供的信号计算检测阈值；以及判定装置，配置为基于检测阈值和由滤波装置提供的信号检测SSR信号。
附图说明
为了更好地理解本发明，将参照附图(并非所有的都按比例绘制)，对仅仅以说明性以及非限制性示例方式提供的本发明的一些优选实施方式进行描述，其中：
图1示出了根据传统询问模式在二次监视雷达的传统询问的脉冲之间包含停留时间的表格；
图2示出了二次监视雷达中的传统应答的典型结构；
图3示出了受混扰影响的传统二次监视雷达；
图4示出了受窜扰影响的传统二次监视雷达；
图5示出了二次监视雷达的S模式A/S全呼叫询问的典型结构；
图6示出了二次监视雷达的S模式轮流呼叫询问的典型结构；
图7示出了二次监视雷达中的S模式应答的典型结构；
图8示出了S模式应答和叠加的传统应答的随时间的演变；
图9示出了根据本发明的匹配S模式应答的前导的滤波器的激励响应；
图10示出了三个曲线图，其中，上部一个曲线图示出了根据本发明在匹配S模式应答的前导的滤波器的输入端处的S模式应答随时间的演变，中间一个曲线图示出了所述滤波器的输出随时间的演变，以及下部的一个曲线图示出了S模式应答的前导的自相关；
图11示出了根据本发明的匹配传统应答的帧脉冲的滤波器的激励响应；
图12示出了根据本发明的用于检测传统应答的帧脉冲的检测器；
图13示出了两个曲线图，其中，上部的一个曲线图示出了图12的帧脉冲检测器输入端处的传统应答随时间的演变，以及下部的一个曲线图示出了图12的检测器的输出随时间的演变；
图14示出了两个曲线图，其中，上部的一个曲线图示出了图12的检测器输入端处传统应答和S模式应答的两个叠加应答随时间的演变，下部一个曲线图示出了图12的检测器的输出随时间的演变；
图15示出了根据本发明以及根据传统检测方法的传统应答的帧脉冲的检测的几率与窜扰功率(即相互干扰的传统应答和S模式应答的功率)的函数关系；
图16示出了根据本发明的用于检测S模式应答的前导的检测器；
图17示出了图16的检测器的替换实施方式；
图18示出了两个曲线图，其中，上部的一个曲线图示出了图16的前导检测器的输入端处的S模式应答随时间的演变，下部的一个曲线图示出了图16的检测器的输出随时间的演变；
图19示出了对于图16和图17的检测器，S模式应答的前导检测的几率与接收中信噪比的变化的函数关系；以及
图20示出了对于图17的检测器和传统的检测器，S模式应答的前导的检测的几率与窜扰功率(即，相互干扰的传统应答和S模式应答的功率)的函数关系。
具体实施方式
后面提供的说明书能够使本领域技术人员实施和使用本发明。对各种实施方式提出的改进对于本领域技术人员将是显而易见的，且在不背离本发明的保护范围的前提下，本文中公开的一般原理可以应用于其他实施方式和应用。
因此，本发明不应当被理解为仅限于所描述和说明的实施方式，而是其必须被赋予与本文中提出的且在所附权利要求书中限定的原理和特征一致的最大可能的保护范围。
根据本发明，为了克服S模式应答对于传统应答的窜扰影响，而在SSR中有利地开发出了保证恒定假报警率(CFAR)的技术，其中恒定假报警率(CFAR)技术已经用于PSR领域来解决“杂乱回波”问题。
实际上，本发明是为了评价CFAR技术适用于SSR情形的可能性而展开的深度研究的结果，其中，对于SSR，即使存在传统应答和S模式应答之间的相互干扰问题，也不存在杂乱回波问题，而对于S模式应答，将来还会增加由在下行链路中使用相同无线电信道的不同系统(例如，TCAS、ADS-B、多点定位、TIS-B、和FIS-B)引起的干扰问题。
本发明由二次监视雷达(SSR)的数字处理装置(诸如通用微处理器、数字信号处理(DSP)设备、现场可编程门阵列(FPGA)设备、特定用途集成电路(ASIC)设备、和可编程逻辑阵列(PAL)设备)实现，因此这些数字处理装置被配置为如下文所述的实现用于检测SSR信号(具体是传统应答和/或S模式应答)的检测装置。
具体的，本发明可以利用软件程序来实现，该软件程序被设计成当由所述数字处理装置执行该软件程序或该软件程序被装载到所述数字处理装置中时检测SSR信号(具体是传统应答和/或S模式应答)，如下文所述。
具体地，根据本发明，用于检测传统应答的检测装置(或检测器)和/或用于检测S模式应答的检测装置包括：
●分别为匹配传统应答(即，A/C模式应答)的帧脉冲的滤波器，和/或匹配S模式应答的前导的滤波器；以及
●CFAR装置。
所匹配的滤波器是最优线性系统，在存在附加噪声时，其在判定时使SNR最大化。前述所匹配的滤波器的脉冲响应是滤波器匹配的信号的经调整(scaled)和延迟的形式。
此外，如果当前在所匹配的滤波器的输入端存在该滤波器所匹配的信号，在没有噪声叠加在输入信号时，所匹配的滤波器的输出是输入信号的自相关。
在SSR系统中，在传统模式(即，A模式和C模式)中和在选择模式(即，S模式)中，可以开发匹配滤波器的属性用于检测传统应答的帧脉冲和/或S模式应答的前导，不像已知的SSR系统，其代替基于在接收过程中重建的脉冲在时间上的相互排列识别帧脉冲和/或前导。
因此，根据本发明，对S模式应答的检测是通过基于使用匹配前导的滤波器来检测相应的前导实现的，而对传统应答的检测是通过基于使用匹配帧脉冲的滤波器对相应的帧脉冲进行检测而实现的。
为了检测前导，从而检测相应的S模式应答，使用了匹配前导的滤波器，其脉冲响应是前导本身的经调整和延迟模式，所述脉冲响应在图9中示出。
具体地，在脉冲持续时间(0.5μs)、抖动、脉冲的上升沿和下降沿的持续时间方面，图9中所示的脉冲是遵从ICAO标准的规范的前导的典型的一种。
因此，匹配前导的滤波器在输出端返回输入信号与基准信号或该滤波器匹配的信号(即前导)的相关性。
匹配前导的滤波器可以利用有限脉冲响应(FIR)滤波器方便地获得。
图10示出了匹配前导的滤波器对S模式应答的操作，其中，上部的曲线图示出了在匹配前导的滤波器的输入端处的S模式应答随时间的演变，其中，匹配前导的滤波器在输出端产生中间曲线图中示出的波形，其中，易于识别的是在下部曲线图中突出的S模式前导的自相关的特征图。
相反，为了检测帧脉冲以及从而检测相应的传统应答(即A模式应答或C模式应答)，使用了匹配帧脉冲的滤波器，其脉冲响应是帧脉冲本身的经调整以及延迟形式，所述脉冲响应在图11中示出。
具体地，在脉冲持续时间(0.45μs)、抖动、脉冲的上升沿和下降沿的持续时间方面，图11中所示的脉冲是遵从ICAO标准的规范的帧脉冲的典型的一种。
因此，匹配帧脉冲的滤波器还在输出端返回输入信号与基准信号或该滤波器匹配的信号(即帧脉冲)的相关性。
此外，匹配帧脉冲的滤波器可以利用FIR滤波器方便地提供。
此外，根据本发明，为了检测帧脉冲和/或前导，使用了CFAR自适应技术，因此其保证了恒定的假报警几率，以及最大检测几率。
下文中描述的是根据本发明的对传统应答的检测，所述检测基于匹配帧脉冲的滤波器和CFAR装置的使用，该CFAR装置基于匹配帧脉冲的滤波器的输出信号自适应地计算检测阈值，并通过比较表示匹配帧脉冲的滤波器的输出信号的信号与计算得到的检测阈值来做出检测判定。
在该上下文中，假报警率应当理解为在S模式应答的数据块中检测到多于M-1个“假”传统应答的几率，其中，M是被配置为对传统应答进行解码的处理器的数量。其余的处理器是用于正确处理可能“真实”的传统应答的一种处理器。
如前已经描述的，用于根据本发明的帧脉冲检测的CFAR技术被应用到从匹配帧脉冲的滤波器输出的信号。
基于所述输出信号，根据本发明的CFAR装置执行检测阈值的自适应估计，其中该检测阈值用于判定表示从匹配帧脉冲的滤波器输出的信号的一部分的信号(称作被测信号)是否表示传统应答的帧脉冲。
详细地，将被测信号与检测阈值进行比较，其中检测阈值是基于从匹配帧脉冲的滤波器输出的信号的多个部分计算得到的，所述多个部分邻近于由被测信号表示的部分。
被测信号不用于计算检测阈值，以防止在被测信号表示帧脉冲的情况下高估所述检测阈值。
此外，在计算检测阈值的过程中，除去紧邻由被测信号表示的部分的一些部分，从而防止任何可能的扩展帧脉冲(即，由不同的相邻部分所表示的)过分提高检测阈值，从而掩蔽帧脉冲本身。所述除去部分被称作“防护部分”。
详细地，图12示出了根据本发明的帧脉冲检测器10，即用于检测传统应答的检测装置，其包括匹配帧脉冲的滤波器11和CFAR装置12。
具体地，如图12所示，在CFAR装置12中，从匹配帧脉冲的滤波器11输出的信号被载入到N个单元的移位寄存器或缓冲器13中，其中每个单元都具有tμs的时间宽度。
在缓冲器13的N个单元中，第一个N1个单元被称作“开始单元”14，其后是第一保护单元15、被测单元(CUT)16、第二保护单元17、和被称作“结束单元”(有时称作“尾单元”)的N1个单元18，其中，2N1+3＝N。
载入到缓冲器13中的来自匹配帧脉冲的滤波器11的输出端的信号的样本在它们被载入的相应单元中被平均。
如图12所示，然后，所述平均值在开始单元14和结束单元18之间分别进行相加，以分别产生第一值和第二值，其中在图12中，以U表示第一值，以及在图12中以V表示第二值，进一步计算这两个值的平均值以产生以Z表示的第三值。
该第三值Z乘以因子T，然后将乘积T×Z与检测值DT(诸如在与其他应答没有叠加的情况下检测到传统应答的存在)相加。
换言之，如果在输入端只有传统应答时，第三值Z会很小，而检测值DT必须达到保证在任何情况都能够对其进行检测的大小。
将作为检测阈值的Z×T+DT值与等于CUT 16中的样本的平均值的值Y进行比较，以判定Y是否表示帧脉冲。
具体地，当Y大于检测阈值Z×T+DT时，就检测到一对帧脉冲，从而检测到传统应答。
使用数量N1等于9的开始单元14和数量N1等于9的结束单元18、以及来自匹配帧脉冲的滤波器11的输入端处的被标准化为1的信号，来对检测器10进行测试。
关于每个单元的时间宽度t，应该注意，均为0.45μs的两个脉冲之间的相关波峰具有约为1μs的宽度，因此，每个单元的时间宽度t被设置为等于1μs。
此外，因子T根据经验确定并被设置为等于1.2，而检测值DT在1.6MHz的采样频率时等于6。
图13在上部曲线图中示出了匹配帧脉冲的滤波器11的输入端处的传统应答随时间的演变，以及在下部曲线图中示出了信号Y和由CFAR装置12计算得到的相应的检测阈值Z×T+DT的随时间的演变。
在图13的下部曲线图中，应该注意，检测阈值Z×T+DT只在相关波峰处被信号Y超过，这与在匹配帧脉冲的滤波器11中第二帧脉冲的通过一致。
相反，图14在上部曲线图中示出了匹配帧脉冲的滤波器11的输入端处传统应答和S模式应答的两个叠加应答随时间的演变，以及在下部曲线图中示出了信号Y和由CFAR装置12计算得到的相应的检测阈值Z×T+DT随时间的演变。
在图14的下部曲线图中，应该注意到，信号Y在多点处超过检测阈值Z×T+DT，确切地说是3个点处，仅仅其中的一个点(即中间的一个点)与在匹配帧脉冲的滤波器11中第二帧脉冲的通过一致，从而该点是令人感兴趣的。
一般说来，就被配置为对传统应答进行解码的至少四个并行的处理器处是可利用的方面而言，在多点处超过检测阈值Z×T+DT的事实是没有意义的。因此，重要的一点在于不应该在多于四个点处超过检测阈值。
相比于其中检测多达三十对潜在的帧脉冲的传统检测方法，该步进法(step forward)是值得考虑的。
至此，还关于嵌入(immerse in)S模式和A/C模式窜扰中的传统应答，对所描述的检测器10进行测试。具体地，考虑每秒10000个窜扰，其中70％是A/C模式，30％是S模式。
对应于平均距离，以-50dBm的功率接收已知目标的传统应答，而窜扰功率在-70dBm到-40dBm之间变化。
图15示出了对于被测检测器10以及根据传统检测方法检测到已知目标的传统应答的帧脉冲的几率Pd，与窜扰功率(即，相互干扰的S模式应答和A/C模式应答的功率)的函数关系。
具体地，在图15中，应该注意到，相比于传统检测方法，根据本发明的帧脉冲的检测对于所有被考虑的窜扰功率，检测概率Pd提高了好几个百分点。
相反，下文中描述的是根据本发明对S模式应答进行的检测，相对于传统应答的帧脉冲的检测进行了必要改变的检测，是基于匹配前导的滤波器以及CFAR装置的使用进行的，其中，CFAR装置基于匹配前导的滤波器的输出信号自适应地计算检测阈值，并通过比较表示匹配前导的滤波器的输出信号的信号与计算得到的检测阈值来做出检测判定。
详细地，图16示出了根据本发明的前导检测器20，即，用于检测S模式应答的检测装置，其包括匹配前导的滤波器21以及CRAR装置22。
具体地，如图16所示，在CFAR装置22中，从匹配前导的滤波器21输出的信号被载入到X个单元的移位寄存器或缓冲器23中，这些单元中的每一个都具有等于pμs的时间宽度。
在缓冲器23的X个单元中，第一个X1个单元也被称作“开始单元”24，其后是第一保护单元25、CUT 26、第二保护单元27、以及也被称作“结束单元”的X1个单元28，其中，2X1+3＝X。
载入到缓冲器23中的来自匹配前导的滤波器21的输出端的信号的样本在它们被载入的相应单元中被平均。
如图16所示，然后，所述平均值分别在开始单元24和结束单元28之间进行相加，从而分别产生第一值和第二值，还以U表示第一值，以V表示第二值，进一步计算这两个值的平均值以产生还以Z表示的第三值。
该第三值Z乘以因子T。
可以注意到，与帧脉冲检测器10的情况不同，在前导检测器20中，没有使用检测值DT。这使得能够使用匹配前导的滤波器21的输入端处的未标准化的信号。
将作为检测阈值的乘积Z×T与等于CUT 26中样本的平均值的值Y进行比较，以判定Y是否表示前导。
具体地，当Y大于检测阈值Z×T时，就检测到前导，从而检测到S模式应答。
图17示出了根据本发明的前导检测器的可替换实施方式20′。
具体地，图17的前导检测器20′与图16的前导检测器20的不同之处仅在于第三值Z的定义，在图17的前导检测器20′中，第三值Z等于第一值U和第二值V中的最大值，而不是如在图16的前导检测器20中，等于第一值和第二值的平均值。
使用数量X1等于5的开始单元24和数量X1等于5的结束单元28、以及来自匹配前导的滤波器21的输入端处的未被标准化的信号，来对前导检测器20进行测试。
关于每个单元的时间宽度p，应该注意到，均为0.5μs的两个脉冲之间的相关波峰也具有约为1μs的宽度。因此，每个单元的时间宽度p也被设置为1μs。
此外，因子T根据经验确定并将被设置为等于1.2。
图18在上部曲线图中示出了匹配前导的滤波器21的输入端处的S模式应答随时间的演变，以及在下部曲线图中示出了信号Y和由CFAR装置22计算得到的相应检测阈值Z×T随时间的演变。
在图18的下部曲线图中，应该注意到，信号Y只在相关波峰处超过检测阈值Z×T，这与在匹配前导的滤波器21中的前导的第四脉冲的通过一致。
前导检测器20和20′基于在典型的位置处对脉冲进行重建和搜索(search for)，被测试并与传统检测方法相比较。
具体地，图19示出了对于前导检测器20和20′以及对于传统检测方法，检测概率Pd随着SNR改变的演变。
详细地，在图19中，应该注意到，假设相同的检测概率Pd，前导检测器20和20′提高了SNR的几个分贝，具体地，其中第三值Z等于第一值U和第二值V中最高值的第二前导检测器20′更优于第一前导检测器20。
此外，在图19中，可以再次注意到，对于等于10dB的SNR，前导检测器20和20′的检测概率Pd仍然接近于1，而对于传统检测方法，检测概率约等于80％。
应该重点强调的是，在SSR系统中，假设具有单向连接的特性，则具有小于10dB的SNR的信号几乎不被处理。因此，这意味着本发明能够使在雷达整个覆盖范围内获得的检测概率Pd接近于一。
此外，在这种情况中，还对嵌入在S模式和A/C模式窜扰中的S模式应答进行测试。还是考虑每秒10000个窜扰，其中70％是A/C模式，30％是S模式。
对应于平均距离，以-50dBm的功率接收已知目标的S模式应答，而窜扰功率在-70dBm到-40dBm之间变化。
图20示出了对于前导检测器20′以及根据传统检测方法检测到已知目标的S模式应答的前导的几率Pd，与窜扰功率(即，相互干扰的S模式应答和A/C模式应答的功率)的函数关系。
具体地，在图20中，应该注意到，相比于传统检测方法，根据本发明的前导检测对于所有被考虑的窜扰功率，检测概率Pd提高了好几个百分点。
根据前述说明书，可以容易地理解本发明的优点。
具体地，应该指出，在窜扰情况下，或通常在以高干扰为特征的情况下，如上述测试所示，本发明的检测性能和效率显著高于传统检测方法。
最后，显然可以对本发明进行各种改进，所有这些改进都落入在所附权利要求中限定的本发明的保护范围内。

Claims (11)

1.一种用于检测具有特征结构的SSR信号的检测装置(10；20；20′)，其特征在于，所述检测装置包括：
滤波装置(11；21)，其匹配所述SSR信号的所述特征结构；以及
用于将假报警率保持为基本恒定值的装置(12；22；22′)。
2.根据权利要求1所述的检测装置，其中，所述SSR信号的所述特征结构包括前导、或由固定停留时间分隔开的初始脉冲和结束脉冲。
3.根据权利要求1或2所述的检测装置，其中，所述滤波装置(11；21)具有由所述SSR信号的所述特征结构的经调整以及延迟形式组成的脉冲响应。
4.根据权利要求3所述的检测装置，其中，所述滤波装置(11；21)包括有限脉冲响应(FIR)滤波器。
5.根据前述任一权利要求所述的检测装置，其中，用于将假报警率保持为基本恒定值的所述装置(12；22；22′)包括：
计算装置，配置为基于由所述滤波装置(11；21)提供的信号计算检测阈值；以及
判定装置，配置为基于所述检测阈值以及由所述滤波装置(11；21)提供的信号检测所述SSR信号。
6.根据权利要求5所述的检测装置，其中，所述判定装置配置为在由所述滤波装置(11；21)提供的信号的第一部分的平均值满足与所述检测阈值的给定关系时，检测所述SSR信号。
7.根据权利要求6所述的检测装置，其中，所述判定装置配置为在所述第一部分的平均值大于所述检测阈值时，检测所述SSR信号。
8.根据权利要求6或7所述的检测装置，其中，所述计算装置配置为基于由所述滤波装置(11；21)提供的信号的第二部分的相应的平均值，计算所述检测阈值，所述第二部分不包括所述第一部分。
9.根据权利要求2至4中任一项所述的检测装置，其中，所述滤波装置(11；21)包括：匹配所述初始脉冲和所述结束脉冲的滤波器(11)和匹配所述前导的滤波器(21)，所述滤波器(11；21)中的每一个都连接至根据权利要求5至8中任一项的相应的所述计算装置和所述判定装置。
10.一种二次监视雷达，包括根据前述任一权利要求的用于检测所述SSR信号的检测装置(10；20；20′)。
11.一种可载入二次监视雷达的数字处理装置的软件程序，其被配置为当运行时，实施根据权利要求1至9中任一项的用于检测SSR信号的检测装置(10；20；20′)。
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