CN101877571B - 应用于电子镇流器中的多频率振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于电子镇流器中的多频率振荡器，主要解决荧光灯无预热和点火，使用寿命短的问题。本发明的多频率振荡器包括基准电流产生电路、电压控制电路、电流控制电路、电流镜电路和振荡信号产生电路。其中电流控制电路连接在基准电流产生电路和电流镜电路之间，用于产生与基准电流和电压控制输出电压成函数关系的充放电电流，使得振荡器工作在不同的频率，电压控制电路连接在电流控制电路的输出，通过电压控制电路的输出控制电流控制电路，实现对振荡器的不同频率时间的调节，完成荧光灯的预热、点火及正常发光，本发明能延长荧光灯的使用寿命，可广泛应用于荧光灯电子镇流器中。

Description

应用于电子镇流器中的多频率振荡器

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，涉及模拟集成电路，特别是一种频率振荡器，可用于荧光灯电子镇流器中。

背景技术

多频率振荡器广泛应用于荧光灯电子镇流器，可以通过改变其不同时间段的频率来完成荧光灯的预热、启动及正常发光。根据预热式荧光灯的特点，其正常工作需要有三个工作阶段：1、在一定时间内给灯丝一个大电流进行预热；2、在较短时间内给灯一个足够高的启动电压用于点燃；3、最后使灯工作在额定功率下正常发光。当灯回路在预热频率f_ph时进行预热；当频率逐渐减小趋近于LC电路固有谐振点f₀时，灯两端电压迅速增大到其点燃电压范围600～800V使灯点亮；最后在恒定的工作频率f_run下正常工作。

图1是现有振荡器的电路图，它包括电阻R1、MOS管M1-M8、运算放大器OP1、切换开关S1及S2、充放电电容C1、二个比较器COMP2及COMP3和RS触发器所组成。其中PMOS管M1和M2组成第一电流镜；NMOS管M3、M4和M5组成第二电流镜；PMOS管M6和M7组成第三电流镜；电阻R1、NMOS管M8、运算放大器OP1组成电流源，产生基准电流I_REF。在经过上述三个电流镜镜像产生振荡器的充放电电流I₁和I₂为电容C1充放电。振荡器工作原理：如果C点的电压VC低于电压V1时，则RS触发器的输入O端为高电平，P端为低电平，则输出Q为低电平。控制开关S1导通、S2关断。此时电流I₂为电容C1充电，C点的电压升高；当V1＜VC＜V2时，RS触发器的输入O端为低电平，P端为低电平，则输出Q保持为低电平，电流I₂继续为电容C1充电，C点的电压继续升高；当V2＜VC时，RS触发器的输入O端为低电平，P端为高电平，则输出Q输出高电平，控制开关S1关断、S2导通。此时电流I₁为电容C1放电，C点的电压降低；当V1＜VC＜V2时，RS触发器的输入O端为低电平，P端为低电平，则输出Q保持为高电平，电流I₁继续为电容C1放电，C点的电压继续下降。当VC＜V1时，RS触发器的输入O端为高电平，P端为低电平，则输出Q为低电平，如此重复上面的过程，就产生振荡信号。

由此可知，由于上述现有的振荡器充放电电流恒定，故振荡器的频率固定，无法完成荧光灯的预热和点火，导致荧光灯的寿命缩短。

发明内容

本发明的目的在于避免上述现有技术的不足，提供一种应用于电子镇流器中的多频率振荡器，以通过振荡器的充放电电流可变，实现振荡器的频率可调，能够顺利完成荧光灯的预热和点火，延长荧光灯的使用寿命。

为实现上述目的，本发明包括基准电流产生电路、电流镜电路、电流控制电路、电压控制电路、比较器、RS触发器和可变电压单元，其中：在基准电流产生电路和电流镜电路之间连接有电流控制电路，用于产生与基准电流成函数关系的充放电电流，该电流控制电路的输入端连接有电压控制电路，用于产生电压信号给电流控制电路。

所述电压控制电路，用于产生与基准电流和外设精密电容成函数关系的控制电压，其包括：外设精密电容、迟滞比较器COMP1、第一基准电流源IS₁和第二基准电流源IS₂，第二基准电流源IS₂的电流是第一基准电流源IS₁电流的6倍，该第一基准电流源IS₁通过切换开关S1与外设精密电容连接，该第二基准电流源IS₂通过切换开关S2与外设精密电容连接，该外接精密电容同时连接到迟滞比较器的输入端，通过迟滞比较器控制切换开关S1和S2的导通和关断。

所述电流控制电路，用于产生与基准电流和控制电压成函数关系的充放电电流。

所述电流控制电路包括：最大电压选择电路，用于选择电压控制电路的输出电压和基准电压之间的最大值；电压-电流转化电路，用于通过改变输入电压信号产生与基准电流成函数关系的充放电电流，该电压-电流转化电路连接在最大电压选择电路的输出端。

所述电压-电流转化电路，采用二级跨导放大器，且第一级放大器的一个输入端连接到最大电压选择电路的输出端，另一输入端为基准电压，第一级放大器的两个输出端分别连接到第二级放大器的两个输入端，电流镜电路输出端的基准电流作为第二级放大器的尾电流源的输入，其中该第二级放大器的尾电流源，是由NMOS管M23和M24组成的第五电流镜，M23和M24的宽长比(W/L)₂₃∶(W/L)₂₄＝3∶5，第二级放大器的输出端产生与该基准电流成函数关系的充放电电流。

所述比较器，包括第一比较器COMP2和第二比较器COMP3，每一个比较器包括一个正向输入端、一个反向输入端和一个输出端，该输出端的电压与正、反向输入端电压成函数关系，第一比较器COMP2的正向端设定为第一参考电压V1，其反向端与第二比较器COMP3的正向端同时连接到可变电压单元，第二比较器COMP3的反相端设定为第二参考电压V2，且V2＞V1。

所述电流镜电路，包括：PMOS管M2、M3、M4、M8、M9和NMOS管M5、M6、M7，该PMOS管M2、M3和M4组成第一电流镜，该NMOS管M5、M6和M7组成第二电流镜，该PMOS管M8和M9组成第三电流镜；第一电流镜中M3的输出端连接到电流控制电路，第二电流镜和第三电流镜同时连接到电流控制电路的输出端。

本发明的优点是：

1.本发明由于在基准电流产生电路和电流镜电路之间连接有电流控制电路，产生了与基准电流成函数关系的充放电电流，则振荡器可以工作在不同的频率，能够满足荧光灯的预热和点火，延长荧光灯寿命。

2.本发明由于在电流控制电路的输入端连接有电压控制电路，通过控制电压控制电路输出电压的大小，进而对电流控制电路的输出进行控制，因而可控制振荡器不同频率的时间，以实现对荧光灯预热时间的调节。

附图说明

图1是传统振荡器的电路图；

图2是本发明多频率振荡器的电路框图；

图3是本发明多频率振荡器的电路图；

图4是本发明多频率振荡器的电流控制电路图；

图5是本发明振荡器频率、控制电压和充放电电流之间的理想关系图。

具体实施方式

以下参照附图对本发明作进一步详细描述。

参照图2，本发明的多频率振荡器主要包括基准电流产生电路1、电压控制电路2、电流控制电路3、电流镜电路4和振荡信号产生电路5。其中：

基准电流产生电路1，产生与基准电压成函数关系的基准电流I_o输入给电流镜电路4，该电流镜电路输出电流I₁₁给电流控制电路3，电流控制电路同时通过电压控制电路2的输出电压V_CPH控制，输出两路电流I₃/I₄返回给电流镜电路4，进而使得该电流镜电路产生两路充放电电流I₉/I₇输出给振荡信号产生电路5。

参考图3，本发明的各单元电路结构及工作原理如下：

基准电流产生电路1，包括NMOS管M1、外挂电阻R和误差放大器OP1。其中误差放大器OP1的正向端接基准电压Vref，反向端接外挂电阻R和M1的公共端，OP1的输出端接M1的栅极，外挂电阻R上的电压等于基准电压Vref，使本基准电流产生电路输出的基准电流I_o＝Vref/R。

电流镜电路4，包括PMOS管M2、M3、M4、M8、M9和NMOS管M5、M6、M7。该PMOS管M2、M3和M4组成第一电流镜，该NMOS管M5、M6和M7组成第二电流镜，该PMOS管M8和M9组成第三电流镜。第一电流镜中M2的输入端接基准电流I_o，第一电流镜中M3产生的电流I₁₁输出给电流控制电路3。

电压控制电路2，主要包括第一基准电流源IS₁和第二基准电流源IS₂，切换开关S1和S2，外接电容C1，迟滞比较器COMP1。其中迟滞比较器的输入端接外接电容C1和开关S1、S2的公共端，COMP1的输出控制切换开关S1和S2的导通和关断，IS₂的电流I_S2是IS₁的电流I_S1的6倍。电路开始工作时，外接电容C1上的电压V_CPH为零，V_CPH小于迟滞比较器的低阈值电压，此时迟滞比较器COMP1输出控制开关S1导通，S2关断，电流I_S1为电容C1充电，电容C1上的电压V_CPH开始逐渐升高；当电容C1上的电压高于迟滞比较器的高阈值电压V3，迟滞比较器COMP1输出控制开关S1关断，S2导通，电流I_S2为电容C1充电。电容C1上的电压V_CPH即电压控制电路的输出电压连接到电流控制电路的输入端，其变化见图5。

电流控制电路3，用于产生与基准电流I_o成函数关系的电流I₃/I₄，其结构如图4所示，它包括内部偏置电路6，最大电压选择电路7，二级跨导放大器以及电流镜电路10。其中：

所述的内部偏置电路6，主要由内部电阻R1、三极管Q5、三极管Q6和NMOS管M16组成。其中三极管Q5和三极管Q6组成第四电流镜，该第四电流镜中Q5产生的电流输出到二级跨导放大器。M16的源极接电阻R1的一端，M16的栅极接基准电压V3，以得到与基准电压V3成函数关系的电流I₁₄。

所述的最大电压选择电路7，包括NMOS管M12、M14和M15。其中M14和M15的漏极接电源VDD，M14和M15的源极同时连接到M12的漏极，M14的栅极接图2中电压控制电路的输出V_CPH，M15的栅极设定为基准电压V3，M12上的电流为内部偏置电流I_bias。当V_CPH＜V3时，M12、M14和M15的公共端C点的电压由V3决定，C点的电压和V3成函数关系，而当V_CPH＞V3时，C点的电压由V_CPH决定，C点的电压和V_CPH成函数关系。

所述的二级跨导放大器，主要由第一级运算放大器8和第二级运算放大器9组成，该第一级运算放大器8，由三极管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和电阻R1、R2连接组成。第四电流镜中Q5为该第一级运算放大器提供尾电流，三极管Q1的基极接NMOS管M13与M11的公共端点D，M13的栅极为基准电压V5，M11上的电流为内部偏置电流I_bias，D点电压和基准电压V5成函数关系。三极管Q2的基极接最大电压选择电路7的输出端C，三极管Q3和三极管Q4的公共点E连接到三极管Q5的集电极，三极管Q3的发射极连接电阻R1一端，即图3中的B点，电阻R1另一端连接三极管Q1的发射极，三极管Q4的发射极连接电阻R2一端，即图3中的A点，电阻R2的另一端连接三极管Q2的发射极，这样可以得出A点、B点电压和C点、D点电压之间的函数关系。该第二级运算放大器9，主要包括第一误差放大器OP2、第二误差放大器OP3、三极管Q7和Q8，NMOS管M17、M18、PMOS管M19、M20和由NMOS管M23和M24组成的第五电流镜。该第二级运算放大器的尾电流为第五电流镜中M23产生的输出电流I₁₂，I₁₁为第一电流镜输出给M24的电流，由于M23和M24的宽长比(W/L)₂₃∶(W/L)₂₄＝3∶5，则可以得出I₁₂＝0.6I₁₁。第一误差放大器OP2和M17组成缓冲器Buffer结构，OP2的正向端接第一级运算放大器8的输出端A点，反向端接M17和Q7的公共端点F，由此可知F点的电压和A点的电压相同，第二误差放大器OP3和M18组成缓冲器Buffer结构，OP3的正向端接第一级运算放大器8的输出端B点，反向端接M18和Q8的公共端点G，由此可知B点的电压和G点的电压相同。当G点的电压比F点的电压高时，Q8导通，Q7关断，则第二级运算放大器9的尾电流I₁₂全部流过Q8，M20上的电流为0，则第二级运算放大器9输出电流等于Q8上的电流；随着G点的电压降低，F点的电压升高，Q7上电流逐渐增大，Q8上的电流逐渐减小，此时第二级运算放大器9输出电流将逐渐减小；当F点的电压等于G点的电压时，Q7和Q8上的电流相等，M20上的电流等于Q7上的电流，此时第二级运算放大器9输出电流为0；当F点的电压大于G的电压时，此时Q7上的电流大于Q8上的电流，M20上的电流大于Q8上的电流，M20进入线性区，输出电流保持为0。该第二级运算放大器9的输出电流与A点、B点的电压和尾电流I₁₂成函数的关系，即第二级运算放大器9的输出电流与电压V_CPH和基准电流I_o成函数关系。

所述的电流镜电路10，包括PMOS管M21、M22和NMOS管M25-M27。其中PMOS管M21和M22组成的第六电流镜，NMOS管M25-M27组成的第七电流镜，M21上的电流为二级跨导放大器的输出电流，由PMOS管M21与M22的宽长比相等和NMOS管M25、M26与M27的宽长比相等，则可得出第七电流镜中M26产生的电流I₃和M27产生的电流I₄都等于M21上的电流，所以可知I₃和I₄和电压V_CPH、基准电流I_o成函数关系。

电流镜电路4，通过第一电流镜和第二电流镜，产生和基准电流I_o成函数关系的电流I₅和I₆，其中I₅是第二电流镜中M6的输出电流，I₆是第二电流镜中M7的输出电流，由M6和M7的宽长比相等，可得I₅＝I₆，电流I₃和电流I₄为电流控制电路5的输出，I₈为电流I₃和I₅之和输入给第三电流镜中的M8，则M8上的电流为：I₈＝I₃+I₅，I₈经过第三电流镜镜像得到M9上的电流I₉。由M8和M9的宽长比相等，得出I₉＝I₈＝I₃+I₅，I₉同时作为充电电流输出给振荡信号产生电路5，I₇为电流I₄和I₆的和，I₇同时作为放电电流输出给振荡信号产生电路5。

振荡信号产生电路5，包括切换开关S3和S4、电容C2、第一比较器COMP2、第二比较器COMP3和RS触发器。第一比较器COMP2的正向端设定为第一参考电压V1，其反向端与第二比较器COMP3的正向端同时连接到电容C2和开关S3和S4的公共端C点，第二比较器COMP3的反相端设定为第二参考电压V2，且V2＞V1，第一比较器COMP2的输出端连接RS触发器的O端，第二比较器COMP3的输出端连接RS触发器P端，RS触发器的输出端Q反馈回去控制切换开关S3和S4的导通和关断。如果C点的电压VC低于电压V1时，则RS触发器的输入O端为高电平，P端为低电平，则输出Q端为低电平。控制开关S3导通、S4关断。此时电流I₉为电容C2充电，C点的电压升高；当V1＜VC＜V2时，RS触发器的输入O端为低电平，P端为低电平，则输出Q保持为低电平，电流I₉继续为电容C2充电，C点的电压继续升高；当V2＜VC时，RS触发器的输入O端为低电平，P端为高电平，则输出Q输出高电平，控制开关S3关断、S4导通。此时电流I₇为电容C2放电，C点的电压降低；当V1＜VC＜V2时，RS触发器的输入O端为低电平，P端为低电平，则输出Q保持为高电平，电流I₇继续为电容C2放电，C点的电压继续下降。当VC＜V1时，RS触发器的输入O端为高电平，P端为低电平，则输出Q为低电平，如此重复上面的过程，就产生振荡信号。

由于充电电流I₉和放电电流I₇相等且等于I₃+I₅，则可知I₉、I₇和电压V_CPH、基准电流Io成函数关系，从而实现振荡器频率的变化。可以得出多频率振荡器的频率、控制电压V_CPH和充放电电流之间的关系如下：

当V_CPH＜V3时，

$f_1=\frac{2(I_3+I_o)}{C2(V2-V1)}=\frac{2(0.6+1)}{C2(V2-V1)}\frac{\mathrm{Vref}}{R}=3.2\frac{\mathrm{Vref}}{C2\·R\·(V2-V1)}.$

当V_CPH≥V5时，

$f_3=\frac{2(I_3+I_o)}{C2(V2-V1)}=\frac{2(0+1)}{C2(V2-V1)}\frac{\mathrm{Vref}}{R}=2\frac{\mathrm{Vref}}{C2\·R\·(V2-V1)}.$

当V3≤V_CPH＜V5时，

f₃＜f₂＜f₁。

V_CPH从0到V3的时间为

图5给出了电压控制电路输出电压V_CPH、充放电电流I₉/I₇与振荡器频率的变化过程，从图5可见，振荡器的频率随着电压V_CPH和充放电电流I₉/I₇的变化而变化，从而实现振荡器的多频率。

以上仅是本发明的一个最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的构思下，可以对其电路进行不同的变更与改进，但这些均在本发明的保护之列。

Claims (6)

1.一种应用于电子镇流器中的多频率振荡器，包括基准电流产生电路、电流镜电路、比较器、RS触发器和可变电压单元，其特征在于：在基准电流产生电路和电流镜电路之间连接有电流控制电路，用于产生与基准电流成函数关系的充放电电流，该电流控制电路的输入端连接有电压控制电路，用于产生电压信号给电流控制电路；

所述的电流控制电路，包括：

最大电压选择电路，用于选择电压控制电路的输出电压和基准电压之间的最大值，

电压-电流转化电路，用于通过改变输入电压信号产生与基准电流成函数关系的充放电电流，该电压-电流转化电路连接在最大电压选择电路的输出端，该电压-电流转化电路，采用二级跨导放大器，且第一级放大器的一个输入端连接到最大电压选择电路的输出端，另一输入端为基准电压，第一级放大器的两个输出端分别连接到第二级放大器的两个输入端，电流镜电路输出端的基准电流作为第二级放大器的尾电流源的输入，第二级放大器的输出端产生与该基准电流成函数关系的充放电电流；

所述电压控制电路，包括：

外设精密电容、迟滞比较器COMP1、第一基准电流源IS₁和第二基准电流源IS₂，该第一基准电流源IS₁通过切换开关S1与外设精密电容连接，该第二基准电流源IS₂通过切换开关S2与外设精密电容连接，该外设精密电容同时连接到迟滞比较器的输入端，通过迟滞比较器控制切换开关S1和S2的导通和关断。

2.根据权利要求1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的第二级放大器的尾电流源，是由NMOS管M23和M24组成的第五电流镜，M23和M24的宽长比(W/L)₂₃∶(W/L)₂₄＝3∶5。

3.根据权利要求1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的第二基准电流源IS₂的电流是第一基准电流源IS₁电流的6倍。

4.根据权利要求1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的比较器，包括第一比较器COMP2和第二比较器COMP3，每一个比较器包括一个正向输入端、一个反向输入端和一个输出端，该输出端的电压与正、反向输入端电压成函数关系。

5.根据权利要求4所述的多频率振荡器，其特征在于第一比较器COMP2的正向端设定为第一参考电压V1，其反向端与第二比较器COMP3的正向端同时连接到可变电压单元，第二比较器COMP3的反相端设定为第二参考电压V2，且V2＞V1。

6.根据权利要求1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的电流镜电路，包括：PMOS管M2、M3、M4、M8、M9和NMOS管M5、M6、M7，该PMOS管M2、M3和M4组成第一电流镜，该NMOS管M5、M6和M7组成第二电流镜，该PMOS管M8和M9组成第三电流镜；第一电流镜中M3的输出端连接到电流控制电路，第二电流镜和第三电流镜同时连接到电流控制电路的输出端。

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