CN103052246B - 一种功率可控的电子镇流器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种功率可控的电子镇流器，通过调节压控振荡器的振荡频率实现对荧光灯的功率控制。该压控振荡器由第一比较器、第二比较器、RS触发器、第一反相器、第二反相器以及充放电模块组成。本发明所提供的电子镇流器能够使荧光灯的功率尽量靠近额定值。该电子镇流器的电路结构简单，容易控制，可以实现小范围内的功率调节。

Description

一种功率可控的电子镇流器

技术领域

本发明涉及一种电子镇流器，尤其涉及一种用于精确控制荧光灯功率的电子镇流器，属于电光源照明技术领域。

背景技术

目前，全世界能源需求在不断增长，各个国家相继推出了自己的节能举措。日常的照明用电在世界用电量中占较大比重，我国的该项比重达到了12%。如果每个照明灯具能够节约一点电量，那么节电总量将是很大的值。然而，LED灯由于成本等多种原因尚未普遍使用，白炽灯又浪费能源，我国的室内照明仍然以荧光灯为主。

荧光灯所使用的电子镇流器是一种典型的功率集成电路（PowerIntegrated Circuit，简称PIC），它充分展现了控制集成电路和功率器件在同一块芯片上的良好结合。这一类的芯片无论在工艺上还是在设计上都有区别于普通集成电路之处，对其线路设计与器件结构特点进行深入的研究与讨论，对我国现代照明技术来说具有重要意义。

电子镇流器芯片通常与外围电路如电感、电容、电阻等一起构成一个系统来驱动荧光灯。然而由于外围器件的误差或者温度等原因，例如电阻、电容，特别是电感容易引起误差，致使荧光灯的功率或者电流往往达不到额定值。图1所示为典型的荧光灯驱动串联谐振回路，电流测量是通过测量R₁₁与C₂、C₃的公共端与地之间串联2欧姆的精确电阻R_SENSE的电压实现的。实际测量表明，灯管点亮后在谐振回路上设计的电流有效值为0.41A，测得的电流有效值为0.46A，该电流值明显超过设计值10%之多，也就是灯管上电流也超过了额定电流10%之多。灯管电流偏离额定电流有时甚至超过10%，偏离过大会造成诸多不良影响。例如当大于额定电流过多时，会加速灯管老化，缩短灯管寿命；能耗过大，浪费能源，不符合建设节能社会的要求；当灯管电流小于额定电流过多时，又会引起灯管亮度不够。

目前，对电子镇流器输出功率的控制通常通过以下方法实现：调节谐振逆变器输入脉冲电压的幅度值，调节谐振逆变器的开关频率，调节灯管电流与电压间的相位角以及调节谐振逆变器开关占空比等。专利号为ZL200920200974.9的中国实用新型专利中，公开了一种调频式可调光荧光灯电子镇流器。该电子镇流器没有采用专用的控制集成电路，而是采用通用的微控制器，通过脉冲调频调光法来实现。而申请号为201010179885.8的中国发明申请中，公开了一种应用于电子镇流器中的多频率振荡器。该多频率振荡器包括基准流产生电路、电压控制电路、电流控制电路、电流镜电路和振荡信号产生电路。电流控制电路用于产生与基准电流和电压控制输出电压成函数关系的充放电电流，使得振荡器工作在不同的频率，电压控制电路通过电压控制电路的输出控制电流控制电路，实现对振荡器的不同频率时间的调节。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明所要解决的技术问题在于提供一种功率可控的电子镇流器。

为实现上述发明目的，本发明所采用的技术方案如下：

一种功率可控的电子镇流器，通过调节压控振荡器的振荡频率实现对荧光灯的功率控制。

其中较优地，所述压控振荡器由第一比较器、第二比较器、RS触发器、第一反相器、第二反相器以及充放电模块组成；其中，所述第一比较器、第二比较器的同相输入端通过电容接地；所述第一比较器与所述第一反相器相连；所述第一反相器与所述第二比较器分别与所述RS触发器相连接；所述RS触发器通过第二反相器与所述充放电模块相连；所述充放电模块的输出端与两个比较器的输入端相连。

其中较优地，所述压控振荡器的输出信号作为半桥驱动电路的逻辑信号，进而产生所述荧光灯的驱动信号。

其中较优地，所述充放电模块的控制端连接所述压控振荡器的输出信号。

其中较优地，所述充放电模块用于控制所述电容的充放电频率，并反馈至所述压控振荡器的振荡频率中。

其中较优地，所述电子镇流器中还具有状态转换电路，所述状态转换电路包括电压比较模块和时序管理模块，所述电压比较模块和所述时序管理模块的输出端连接所述压控振荡器的输入端。

其中较优地，所述时序管理模块以时序管理器为中心，通过开关控制所述压控振荡器在预热、点燃、运行三种状态下的输出信号。

本发明所提供的电子镇流器采用脉冲调频调节法来控制荧光灯的功率，能够使荧光灯的功率尽量靠近额定值。该电子镇流器的电路结构简单，容易控制，可以实现小范围内的功率调节。

附图说明

图1显示了典型的荧光灯的驱动串联谐振回路；

图2为本电子镇流器在预热、点燃、运行三种状态下的状态转换电路示意图；

图3为压控振荡器在预热、点燃、运行三种状态下的频率变化示意图；

图4为本电子镇流器所采用的压控振荡器的电路原理框图；

图5为图4所示的压控振荡器中，充放电模块的电路原理图；

图6为采用本电子镇流器，电感LRES为4.3mH时的电路仿真结果图；

图7为采用本电子镇流器，电感LRES为5.1mH时的电路仿真结果图；

图8为采用本电子镇流器，电感LRES为3.8mH时的电路仿真结果图。

具体实施方式

由图1可以看出，荧光灯电流与半桥驱动电路的开关频率w有关：w增大，电感阻抗增大，则电流减少；w减小，电感阻抗减小，则电流增大。调节荧光灯灯管的运行电流，等于调节了荧光灯的功率。基于上述的工作原理，本发明所提供的电子镇流器采用脉冲调频调节法来控制荧光灯的功率，即通过调节荧光灯灯管的电流反馈信号与基准电压来调节半桥驱动电路中功率开关管的开关频率，也就是压控振荡器的振荡频率，实现对荧光灯的功率调节。

本发明所采用的技术方案适合于以压控振荡器为振荡源的电子镇流器芯片。压控振荡器将时钟信号作为输出信号，该时钟信号作为半桥驱动电路的逻辑信号，进而产生荧光灯灯管的驱动信号。该驱动信号不但要完成荧光灯的预热和点燃过程，并且还要为荧光灯点亮后的正常工作提供驱动信号。图2为荧光灯工作过程中，压控振荡器在预热、点燃、运行三种状态下的状态转换电路示意图。相应的状态转换电路包括电压比较模块1和时序管理模块3。其中，电压比较模块1和时序管理模块3的输出端连接压控振荡器（VCO）2的输入端，压控振荡器2的输出端输出时钟信号。时序管理模块3以时序管理器为中心，用于通过开关K₁控制压控振荡器2在预热、点燃、运行三种状态下的输出信号。

图3所示为压控振荡器在预热、点燃、运行三种状态下，频率随时间变化的示意图。在荧光灯的启动时序过程中，首先提供一个预热频率f_ph，给荧光灯灯管预热，在预热阶段，K₁开关是导通的，电流通路I₁不工作。预热后还需要提供一个频率由高至低连续降低的时钟信号，该时钟信号使荧光灯瞬间被点燃，此时的频率为点燃频率f_ign。当进入了点燃阶段后，K₁开关断开，I₁仍处于不工作的状态。当荧光灯被点燃后，该压控振荡器还要继续提供一个频率较为恒定的时钟信号，相应的频率为运行频率f_run。在较为恒定的运行频率f_run下，荧光灯处于稳定的运行状态。

图4所示为本发明中电子镇流器所采用的压控振荡器的电路框图。该压控振荡器由两个比较器、RS触发器、反相器以及充放电模块组成。其中两个比较器的同相输入端通过电容Cosc与地相连；第一比较器的反相输入端的基准电压为V_L，第二比较器的反相输入端的基准电压为V_H；第一比较器的非逻辑与第二比较器分别接RS触发器的R端和S端。RS触发器通过反相器与充放电模块相连。充放电模块的输出端通过电容Cosc与地相连接。其中，CLK时钟信号不仅为压控振荡器的输出信号，同时为充放电模块提供控制信号；电容Cosc为压控振荡器外接的分立元件，其电压值在两个比较器的基准电压V_L与V_H之间变化，并不停地被充电与放电（具体过程见充放电模块的工作原理）。

图5所示为压控振荡器中的充放电模块的电路原理图。该充放电模块由比较器、场效应管M₀～M₇、三极管Q₀～Q₂、反相器以及电阻组成。其中，比较器的正反相输入端分别接电压V_REF、电压V_SENSE。比较器输出端一方面与场效应管M₄的栅极相连，另一方面通过反相器与场效应管M₇的栅极相连。场效应管M₄的源极与场效应管M₃的漏极相连接，漏极接电压VDD。场效应管M₃的栅极为基准电流IB输入。基准电流IB同时分别为场效应管M₀的栅极、场效应管M1的栅极和源极、场效应管M₂的栅极提供电流。场效应管M₀、M₁、M₂的漏极分别接电压VDD。场效应管M₀的源极与场效应管M₅的漏极相连，场效应管M₅的栅极接偏置电压VB IAS。M₇的漏极接VDD，源极与三极管Q₂的射极相连，并通过电阻接地。三极管Q₂的基极分别与M₅的源极、三极管Q₀的集电极和基极、三极管Q₁的基极相连。三极管Q₁、Q₀的射极分别通过电阻与地相连。场效应管M₆的漏极接M₅的源极，栅极接CLK信号，源极接地。场效应管M₂、M₃的源极和三极管Q₁、Q₂的集电极通过电容Cosc接地。

在图5中，CLK为压控振荡器的输出信号，即为图4中的CLK信号。图5中的电容Cosc即为图4中的电容Cosc。图5中比较器的反相输入端V_SENSE为检测端，检测的是电子镇流器中的电阻R_SENSE的电压。图5中同相输入端V_REF为参考电位端。而图5中的场效应管M₂、M₃用于对外接的电容Cosc充电，三极管Q₁、Q₂用于对电容Cosc放电。

充放电模块通过检测电阻R_SENSE的电压，控制电容Cosc的充放电频率，反馈至压控振荡器的振荡频率中，从而调节荧光灯的功率。其中，检测电阻电压相当于检测荧光灯灯管的电流。该充放电模块的具体工作过程如下：当检测信号端R_SENSE上电压V_SENSE大于参考电压端V_REF时，比较器输出为低电位，这时Q₂、M₃工作，对电容Cosc充、放电。相反，当检测信号端电压V_SENSE小于参考电压端V_REF时，则比较器输出为高电位，场效应管M₄截止，场效应管M₃随之也截止，三极管Q₂也会截止，此时三极管Q₂、场效应管M₃不会对电容Cosc进行充、放电，压控振荡器频率降低。参考电压V_REF大于零电位，且一般小于检测端V_SENSE的峰值电压。由于检测端V_SENSE所测为交流电，在一个周期中，三极管Q₂、场效应管M₃一段时间截止，其他时间是工作的。三极管Q₂、场效应管M₃工作时间增加，电容Cosc的充放电频率增加，压控振荡器的振荡频率增加，此时的电流值比之前检测的电流值变小；反之，工作时间减小，振荡频率减小，此时的电流值比之前检测的电流值大；最终会使变化后的电流与检测到的电流达到平衡，压控振荡器输出一定的频率，荧光灯灯管上运行合适的电流大小，保证了荧光灯功率的稳定性。需要说明的是，上面主要强调了Q₂和M₃在充放电模块中发挥的作用，M₂、Q₁在充放电模块中所起的作用与Q₂、M₃是类似的，在此不予赘述。

下面结合具体的实验数据对本发明所实现的调节功率效果进行说明。图6是当本发明所提供的电子镇流器的电感L_RES（图1中输出部分所示）为4.3mH时得到的信号图形，第一个信号为V_SENSE，此时峰值趋于537.6mv；第二个信号为图5中比较器的输出波形，第三个信号为压控振荡器波形，此时周期趋于866.7μs－845.9μs＝20.8μs，同时从图6中可以看出，在一个周期中比较器输出电位低于2.5V的时间为785.6μs－779.9μs＝5.7μs。

图7为将电感L_RES改变为5.1mH时得到的信号图形，此时检测端电压V_SENSE为516.5mv，压控振荡器的输出信号周期为964.4us－945.7us＝18.7us。电感变大，会使电流变小，此时在一个周期中比较器输出电位低于2.5V的时间为771.4μs－768.9μs＝2.5μs，比图5少了3.2μs，Q₂、M₃的工作时间减短，压控振荡器频率减小，有减小电流变小的趋势，此时电流的改变百分比为V_SENSE的改变百分比，（537.6mv－516.5mv）/537.6mv＝3.92%，减小比例很小。

图8为将电感L_RES改变为3.8mH时得到的信号图形，此时检测端电压V_SENSE为557.7mv，压控振荡器输出信号周期为954.9μs－932.6μs＝22.3μs。电感变小了，会使电流变大，从图7中可看出此时在一个周期中比较器输出电位低于2.5V的时间为777.2μs－769μs＝8.2μs，比图6多了2.5us，Q₂、M₃的工作时间增加，压控振荡器频率增大，有减小电流变大的趋势，此时电流的改变百分比为V_SENSE的改变百分比，（557.7mv－537.6mv）/537.6mv＝3.74%，增大的比例很小。

当没有使用本发明进行功率调节时，即压控振荡器频率不改变时，电流的变化趋势变得明显。仿真结果表明，当L_RES为4.3mH，V_SENSE为492.9mv。当L_RES为5.1mH时，V_SENSE为439.4mv，电流的改变百分比等于V_SENSE的改变百分比，为（492.9mv－439.4mv）/492.9mv＝10.9%；当L_RES为3.8mH时，V_SENSE为554mv，电流变化率为（554mv－492.9mv）/554mv＝11%，比有功率调节时的3.92%大得多。

从这些仿真结果数据及分析可以得出，采用本发明所提供的脉冲调频调节法进行功率调节，有抑制电流增大以及减小电流变小的作用，使得工作电流在小范围内变化，避免电流的突变给荧光灯灯管造成的伤害。因此，使用该电子镇流器芯片控制荧光灯，将会使灯管电流更加稳定。当分立元件误差或者温度等原因引起电流变化时，本发明所提供的电子镇流器将会减少这种改变，使得灯管电流尽可能靠近额定值，从而达到精确控制荧光灯功率的目的。实现脉冲调频调节法的电路结构简单，容易控制，可以实现小范围内的功率调节。

上面对本发明所提供的电子镇流器进行了详细的说明，但并非对本发明的限制，本领域的一般技术人员可依据实际应用环境进行更改。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质精神的前提下对它所做的任何显而易见的改动，都将构成对本发明专利权的侵犯，将承担相应的法律责任。

Claims (6)

1.一种功率可控的电子镇流器，其特征在于：

所述电子镇流器通过调节压控振荡器的振荡频率实现对荧光灯的功率控制，所述压控振荡器的充放电模块控制电容的充放电频率，并反馈至所述振荡频率中；所述充放电模块包括场效应管、三极管、反相器、比较器以及电阻；其中，

基准电流分别连接第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管和第四场效应管的栅极，第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管和第五场效应管的漏极分别连接电源，第一场效应管的源极连接第六场效应管的漏极；第六场效应管的栅极连接偏置电压，源极连接第七场效应管的漏极；第七场效应管的栅极连接振荡频率的输出端，源极接地；

第一三极管的基极、集电极分别连接第二三极管的基极，射极接地；第三场效应管的源极分别连接第四场效应管的源极、第二三极管的集电极和第三三极管的集电极；第三场效应管与第二三极管的公共端通过电容接地；第五场效应管的源极连接第四场效应管的漏极，栅极连接比较器的输出端；第二三极管、第三三极管的基极连接第六场效应管和第七场效应管的公共端，射极通过电阻接地；第三三极管与电阻的公共端连接第八场效应管的源极，第八场效应管的漏极连接电源，栅极连接反相器的输出端；反相器的输入端连接比较器的输出端；比较器的正相端连接参考电压，反相端连接检测端电压。

2.如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于：

所述压控振荡器由第一比较器、第二比较器、RS触发器、第一反相器、第二反相器以及所述充放电模块组成；其中，第一比较器、第二比较器的同相输入端通过电容接地；第一比较器与第一反相器相连；第一反相器与第二比较器分别与所述RS触发器相连接；所述RS触发器通过第二反相器与所述充放电模块相连；所述充放电模块的输出端与两个比较器的输入端相连。

3.如权利要求2所述的电子镇流器，其特征在于：

所述压控振荡器的输出信号作为半桥驱动电路的逻辑信号，进而产生所述荧光灯的驱动信号。

4.如权利要求2所述的电子镇流器，其特征在于：

所述充放电模块的控制端连接所述压控振荡器的输出端。

5.如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于：

所述电子镇流器中还具有状态转换电路，所述状态转换电路包括电压比较模块和时序管理模块，所述电压比较模块和所述时序管理模块的输出端连接所述压控振荡器的输入端。

6.如权利要求5所述的电子镇流器，其特征在于：

所述时序管理模块以时序管理器为中心，通过开关控制所述压控振荡器在预热、点燃、运行三种状态下的输出信号。