CN101867354A - 一种用于Gm-C滤波器的频率自调谐电路 - Google Patents

Abstract

本发明属于集成电路设计技术领域，具体为一种跨导电容(G_m-C)滤波器的频率自调谐电路。该电路基于自动锁幅原理，将滤波器中的跨导跟电容阵列单独拿出组成积分器，通过比较积分器输出与参考信号的幅度产生一数字控制位，控制计数器的计数，并通过计数器的输出码字调节积分器跟滤波器的电容阵列，使积分器的单位增益带宽与参考频率相同，同时调谐滤波器的截止频率，使之与参考频率相同。该方法简单，稳定，并且比传统方法有更宽的调谐范围，且用数字模块调谐功耗很低，并且不会影响滤波器的性能，具有很强的实用价值。

Description

一种用于Gm-C滤波器的频率自调谐电路

技术领域

本发明涉及一种滤波器频率自调谐的方法，该方法可以用在基于跨导电容(G_m-C)结构的滤波器中，对滤波器的截止频率进行校正。

背景技术

模拟滤波器是射频无线通信芯片的模拟基带处理部分很重要的一个模块，滤波器的滤波特性，截止频率的精准与否决定了接收机对带外干扰的抑制，并对整个通信系统的比特误码率有着决定作用。而滤波器的截止频率对工艺角极为敏感，在各个工艺角下会有高达30％左右的偏差，因此，频率调谐模块是滤波器的重要组成部分。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于跨导电容(G_m-C)滤波器的频率自调谐电路，以实现对传统的跨导电容滤波器的调谐方法进行改进，解决传统调谐方法的调谐范围受限问题，并且减小调谐模块的功耗。

本发明提供的用于跨导电容(G_m-C)滤波器的频率自调谐电路，包括：

采用与滤波器中的跨导跟电容阵列完全相同的模块组成一积分器，且该电容阵列的控制字与滤波器电容阵列(DCCA)中的控制字均由锁存器提供。

通过平方电路提取参考正弦信号的幅度跟积分器输出信号的幅度。

通过一个无源滤波器滤掉平方电路输出的交流部分，只保留直流部分。

通过一个比较器模块比较参考正弦信号的幅度跟积分器输出的幅度，并产生一数字信号。

通过比较器产生的数字信号控制计数器的计数方向(上升或下降)。

通过锁存器锁存或者选通计数器的输出码字，并用码字控制积分器及滤波器的电容阵列。

本发明通过比较积分器的输出与参考正弦信号的幅度，产生一数字信号，控制计数器的计数，增大或者减小控制电容阵列(DCCA)的码字，从而增大或者减小负载电容，并形成一个负反馈网路，最后使积分器的单位增益带宽与参考频率相同(存在可以接受的误差)；该码字同时控制滤波器的电容阵列，调谐滤波器的截止频率与参考频率相同。本发明的核心思想在于通过一个数字位来自动调整滤波器的电容负载或跨导单元的大小，增大了调谐范围，并且极大的节省了功耗。

本发明的具体实现方法如图1所示。图2为滤波器的一个双二次(biquad)模块，其中负载电容C为一个N-Bit的电容阵列，其控制位为[b_n-1，b_n-2，...，b₀]，所以负载电容C当前的电容值由控制位决定，其表达式为：

C＝C_min+b₄·2⁴ΔC+b₃·2³ΔC+…+b₀·2⁰ΔC

＝C_min+nΔC                                      (1)

$C_{\min }=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{NORM}}---\left(2\right)$

$\mathrm{\ΔC}=\frac{C_{\mathrm{NORM}}}{2^N}---\left(3\right)$

其中C_NORM为在典型工艺角下要得到所需的滤波器截止频率时的负载电容值。ΔC由C_min跟电容阵列的比特数决定，比特数越多ΔC越小，此时调谐的精度也越高。双二次结构的转折频率可以表示为：

${\mathrm{\ω}}_0=\sqrt{\frac{g_{m3}{g}_{m4}}{C_1{C}_2}}---\left(4\right)$

若取g_m1＝g_m2＝g_m，C₁＝C₂＝C，则biquad的转折频率可以表示为：

${\mathrm{\ω}}_0=\frac{g_m}{C}---\left(5\right)$

图1中的OTA跟电容阵列与滤波器中的完全相同，并且该OTA跟电容阵列组成了一个积分器，该积分器的单位增益带宽为：

$f_u=\frac{g_m}{2\mathrm{\πC}}---\left(6\right)$

显然，这与滤波器转折频率的表达式相同，因此调整电容阵列的控制位使积分器的单位增益带宽等于所需的滤波器截止频率，就可以用相同的控制位调整滤波器的截止频率。

给该积分器施加一个参考正弦信号V_REF＝Vsin(2πf_rt)，积分器的输出可以表示为：

$V_{\mathrm{out}}=\frac{G_m}{C_L}{\∫V}_{\mathrm{REF}}\mathrm{dt}=\frac{f_u}{f_r}V\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{r}t\right)---\left(7\right)$

因此积分器输出波形的幅度与其单位增益带宽成正比。将输出的幅度与参考信号的幅度比较就可以确定积分器的单位增益带宽跟参考频率的相对大小。本发明中幅度的比较是通过平方电路实现的，将积分器的输出与参考信号分别输入到平方电路中，其输出结果为：

$V_{\mathrm{ref}}^2=\frac{V^2}{2}-\frac{V^2}{2}\cos \left(4\mathrm{\π}{f}_{r}t\right)---\left(8\right)$

$V_{\mathrm{out}}^2=\frac{V^2}{2}{\left(\frac{f_u}{f_r}\right)}^2-\frac{V^2}{2}{\left(\frac{f_u}{f_r}\right)}^2\cos \left(4\mathrm{\π}{f}_{r}t\right)---\left(9\right)$

由于输出的波形带有高频部分，需要通过一个低通滤波器进行滤波，本发明中采用一阶无源滤波器滤波，该无源滤波器的输出仅剩直流。将两路输出通过一个数字比较器进行比较。当积分器的单位增益带宽大于参考频率时，积分器的输出幅度较大，数字比较器输出高电平，反之则输出低电平。数字比较器将比较结果输出给一个可以上升/下降计数的N-bit计数器，计数器的输出可以通过下面的锁存器锁存。当比较器输出高电平时，计数器向上计数，反之则向下计数。最后锁存器输出N-bit的控制字同时控制积分器与滤波器中的电容阵列。当积分器的单位增益带宽大于参考频率时，数字比较器输出高电平，计数器则在下一个时钟上升沿到来时上升计数，增大积分器的电容负载，以降低积分器的单位增益带宽，反之则减小控制字，增大积分器的单位增益带宽。这样就形成了一个负反馈网络，最后计数器的输出会在2个相邻的码字之间跳动，说明此时积分器的单位增益带宽最接近参考频率，滤波器的调谐时段结束，这个时候可以通过一个停止信号使计数器停止计数，并通过锁存器锁存最后的码字控制滤波器的电容阵列。而锁存器之前的所有模块此时都可以切断电源，从而节省了很多功耗。、

本发明的突出改进方面在于，通过平方电路的检幅后，通过比较器比较幅度的大小，然后产生数字信号，控制计数器的计数方向(上升或者下降)，再通过计数器的输出码字控制DCCA阵列，调节电容的大小，以满足带宽的要求。相比于传统的模拟电平控制，本发明提出的数字调谐拥有更宽的调谐范围，几乎不需要任何功耗。

附图说明

图1为双二次结构(Biquad)的电路图。

图2为本发明提出的自调谐链路的原理图。

图3为DCCA阵列的位数为6时计数器的输出逐渐稳定的示意图。计数器起始的输出码字为100000，在时钟沿的激励下，开始上升计数，最后稳定在110000与110001之间。

图4将该调谐方法用在一个G_m-C滤波器中，参考频率为264MHz时，滤波器的频率响应曲线，从图中可以看出，滤波器的截止频率在270MHz左右，调谐误差仅为2％。

具体实施方式

本发明基于了一种锁幅的原理，跟传统的自调谐方法不同的是，本发明通过负反馈产生数字控制位调节跨导电容(G_m-C)滤波器的电容负载，从而调节滤波器的截止频率。具体的调节过程如图3所示。该图描述了对本发明提出的自调谐环路施加参考频率正弦波时，6位锁存器输出的波形图，从图中可以看出，锁存器的输出在时钟上升沿的激励下从100000开始上升计数，一直到稳定在110000跟110001之间，此时积分器的单位增益带宽已经接近参考频率，将相同的码字输送给滤波器的电容阵列，滤波器的截止频率也被校准到参考频率。

Claims (2)

1.一种用于跨导电容G_m-C滤波器的频率自调谐电路，其特征在于包括：

采用与滤波器中的跨导跟电容阵列完全相同的模块组成一积分器，且该电容

阵列的控制字与滤波器电容阵列中的控制字均由锁存器提供；

通过平方电路提取参考正弦信号的幅度跟积分器输出信号的幅度；

通过一个无源滤波器滤掉平方电路输出的交流部分，只保留直流部分；

通过一个比较器模块比较参考正弦信号的幅度跟积分器输出的幅度，并产生一数字信号；

通过比较器产生的数字信号控制计数器的计数方向；

通过锁存器锁存或者选通计数器的输出码字，并用码字控制积分器及滤波器的电容阵列。

2.根据权利要求1所述的用于跨导电容G_m-C滤波器的频率自调谐电路，其特征在于，通过比较积分器的输出与参考正弦信号的幅度，产生一数字信号，控制计数器的计数，增大或者减小控制电容阵列的码字，从而增大或者减小负载电容，并形成一个负反馈网路，最后使积分器的单位增益带宽与参考频率相同；该码字同时控制滤波器的电容阵列，调谐滤波器的截止频率与参考频率相同。

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