CN101825478B - 解码装置以及移动控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供解码装置以及移动控制装置，该解码装置包括：基准电压发生单元，输出第1以及第2阈值电平信号；第1比较器，比较阶梯状波形的输入信号和上述第1阈值电平信号，输出该比较结果；第2比较器，比较上述输入信号和第2阈值电平信号，输出该比较结果；以及逻辑运算单元，进行上述第1以及第2比较器的输出信号之间的逻辑运算，从而输出从上述输入信号解码后的信号。上述第1阈值电平信号的阈值电平与上述输入信号的相邻的两个台阶状波形中的一个台阶状波形的落差部分交叉，上述第2阈值电平信号的阈值电平与另一个台阶状波形的落差部分交叉。

Description

解码装置以及移动控制装置
技术领域
本发明涉及解码装置以及移动控制装置。本发明例如涉及被输入光学编码器的编码后的阶梯波形的信号，并将上述编码后的阶梯波形的信号变换为相应于相位不同的多个输出信号的数字信号的解码装置，其中，光学编码器利用光接收元件检测移动体的位置、移动速度、移动方向等，并以对该检测结果进行编码后的阶梯波形的信号方式输出。此外，本发明特别涉及安装在复印机、打印机等的印刷设备、FA((factory automation；工厂自动化)设备等中的适合用于移动控制装置的解码装置。
背景技术
以往，在利用光接收元件检测移动体的位置、移动速度、移动方向等的光学编码器中，通过利用相位相差90°的A相信号和B相信号的两个信号，从而检测上述移动体的位置、移动速度、移动方向等。
但是，近年来，要求光学编码器小型化和节省布线，提出了通过将上述两个信号作为一个系统的阶梯波形的A/B相脉冲信号来输出，从而减少布线数目并实现小型化的方案。
例如，在专利文献1(日本特开昭60-88316号公报)中公开了以下技术：对旋转编码器(rotary encoder)的两相输出进行信号变换而取出与两相对应的计数器脉冲，并且将一个计时器脉冲相位反转后与另一个计数器脉冲相加，从而可通过单一的输出信号线来发送阶梯状波形的信号。
此外，在专利文献2(日本特开平9-103086号公报)中，公开了通过分压切换将从旋转检测器所得到的A相、B相的正弦波信号变换为阶梯波形，从而实现旋转位置检测的高精度化的技术。
但是，通过上述的各技术所得到的阶梯状波形的输出信号，有时不能直接在微计算机等中进行信号处理。这时，结果，需要原来的A相、B相这样的数字信号。这里，在上述各技术中都相应存在以下这样的问题。即，阶梯状波形的输出信号在信号的上升沿、下降沿的部分中存在转换速率(slewrate)。因此，例如将上述阶梯状波形的输出信号和对应于某一阈值电平的基准电压进行比较而成为数字值的两个信号时，在该数字值的两个信号中产生延迟，相位差中产生偏移。此外，即使是通过同一相位单元变换为逻辑值的情况下，也会产生延迟的结果噪声分量，并成为误检测的原因。
关于生成这样的相位延迟以及噪声分量的原因，以下说明从阶梯波形生成相位相差90°的A相信号和B相信号的两个信号的情况的具体例子。
考虑图10A所示那样的3个台阶的阶梯波形的情况。图10A所示的阶梯波形的1系统输出波形、以及图10B以及10C所示的A相、B相的数字输出波形是转换速率无限大的理想的矩形波。这时，如图9的方框图所示那样，通过比较器502比较1系统的输出波形(阶梯波形)的输入信号S0和与阈值电平(2)(在图9以及其他图中，TH表示阈值电平)对应的基准电压V2，从而可得到A相的数字输出信号Ach OUT。此外，将信号(L)和反转信号(N)输入到NOR(或非)电路505而进行逻辑运算，其中，信号(L)是由比较器501比较上述1系统的阶梯波形的输入信号S0和与阈值电平(1)对应的基准电压而输出的信号，反转信号(N)是将由比较器503比较上述输入信号S0和与阈值电平(3)对应的基准电压V3而输出的信号(M)通过NOT(非)电路504反转所得的信号。由此，从NOR电路505可得到B相的数字输出信号Bch OUT。这样，在假定了1系统输出波形的输入信号的转换速率无限大并且没有延迟的理想波形的情况下，作为A相输出信号Ach OUT、B相输出信号Bch OUT，可得到没有相位延迟并且相互的相位相差90°的理想的信号。
但是，如图11A所示，由于转换速率的影响，上述阶梯波形的输入信号S0的实际的输出波形在上升沿、下降沿需要有限的时间tr、tf。这时，与前述同样地，若对上述阶梯波形的每个台阶设置一个阈值电平(1)～(3)而进行信号处理，则如图11E以及11F所示那样，产生A相的输出信号Ach OUT和B相的输出信号Bch OUT之间的相对的相位偏移、A相和B相的各个输出信号内的相位偏移P、以及噪声脉冲N。这些各个输出信号的相位偏移和噪声脉冲的产生会成为误检测的原因。另外，图11B表示比较器501的输出信号(L)的波形，图11C表示比较器503的输出信号(M)的波形，图11D表示NOT电路504的输出信号(N)的波形。
鉴于上述情况，要求一种高精度的解码器，例如将从光学编码器等的1系统输出信号线输出的输出波形的信号(被编码的阶梯状波形的输出信号)变换为不会产生相位偏移和噪声脉冲的多个数字输出信号。
发明内容
因此，本发明的课题在于提供一种高精度的解码装置以及包括了它的移动控制装置，其将从光学编码器等的1系统输出信号线输出的输出波形的信号(被编码的阶梯状波形的输出信号)变换为相位偏移和噪声脉冲被抑制的多个数字输出信号。
为了解决上述课题，本发明的一侧面的解码装置的特征在于，包括：
基准电压发生单元，输出第1阈值电平信号和第2阈值电平信号；
第1比较器，其中输入阶梯状波形的输入信号和上述第1阈值电平信号，并且对上述输入信号和第1阈值电平信号进行比较，从而输出该比较结果作为第1比较输出信号；
第2比较器，其中输入阶梯状波形的输入信号和上述第2阈值电平信号，并且对上述输入信号和第2阈值电平信号进行比较，从而输出该比较结果作为第2比较输出信号；以及
逻辑运算单元，其中输入上述第1比较输出信号和上述第2比较输出信号，并且进行上述第1比较输出信号和第2比较输出信号之间的逻辑运算，从而输出从上述阶梯状波形的输入信号解码后的信号，
上述第1阈值电平信号的阈值电平与上述阶梯状波形的输入信号的相邻的两个台阶状波形中的一个台阶状波形的落差部分交叉，上述第2阈值电平信号的阈值电平与上述阶梯状波形的输入信号的相邻的两个台阶状波形中的另一个台阶状波形的落差部分交叉。
根据本发明的解码装置，上述第1、第2阈值电平信号的阈值电平交叉的台阶状波形相邻。因此，与其他台阶状波形介于上述第1、第2阈值电平信号的阈值电平交叉的两个台阶状波形之间的情况相比，能够缩小因各台阶状波形的落差部分的转换速率而产生的各阈值电平和各台阶状波形的落差部分的交点的相位偏移。由此，能够抑制第1、第2比较输出信号因上述转换速率而导致相位偏移。从而，能够将逻辑运算单元输出的信号设为相位偏移和噪声脉冲被抑制的所期望的数字信号输出。
即，为了减少转换速率引起的相位偏移，将各阈值电平尽可能接近设置是有利的。因此，对在各比较器中通过各阈值电平比较了的各比较输出信号进行逻辑运算时，通过对以相邻的阈值电平比较后输出的信号之间(第1、第2比较输出信号)进行逻辑运算，从而能够减少上述转换速率对于输出信号的影响。
另外，优选对上述逻辑运算单元设置低通滤波电路，从而除去信号的噪声脉冲。此外，通过将该低通滤波电路设置在对多个信号进行了同等的处理的地方，从而能够进一步减少各信号之间的相位偏移的影响。此外，作为一例，若设上述低通滤波电路的截止频率为fc＝1MHz，则由于通常所使用的电机控制系统在100kHz以下使用，因此是有益的。
此外，在一实施方式的解码装置中，上述第1阈值电平信号的阈值电平与构成上述相邻的两个台阶状波形的界线的边界电平的电平差，小于上述一个台阶状波形的落差部分的中心电平与上述边界电平的电平差，并且，
上述第2阈值电平信号的阈值电平与上述边界电平的电平差，小于上述另一个台阶状波形的落差部分的中心电平与上述边界电平的电平差。
根据该实施方式的解码装置，上述第1阈值电平信号的阈值电平和上述第2阈值电平信号的阈值电平，在与对应于各阈值电平的台阶状波形的落差部分交叉的范围内，与各台阶状波形的落差部分的中心频率相比，相互接近。由此，可缩小因各台阶状波形的落差部分的转换速率产生的各阈值电平和各台阶状波形的落差部分的交点的相位偏移，因此能够抑制第1、第2比较输出信号因上述转换速率而相位偏移。从而，能够将逻辑运算单元输出的信号设为相位偏移和噪声脉冲被抑制的所期望的数字信号输出。
此外，在一实施方式的解码装置中，将上述逻辑运算单元作为第1逻辑运算单元，将上述第1逻辑运算单元输出的解码后的信号作为第1解码信号，
上述基准电压发生单元输出上述第1阈值电平信号以及第2阈值电平信号和第3阈值电平信号，
上述解码装置还包括：
第3比较器，其中输入上述阶梯状波形的输入信号和上述第3阈值电平信号，并且对上述输入信号和上述第3阈值电平信号进行比较，从而输出该比较结果作为第3比较输出信号；以及
第2逻辑运算单元，其中输入上述第3比较输出信号，并且对上述第3比较输出信号进行逻辑运算，从而输出相位与上述第1解码信号不同并且从上述阶梯状波形的输入信号解码后的第2解码信号，
上述第2逻辑运算单元进行的用于根据上述第3比较输出信号而输出上述第2解码信号的逻辑运算的次数，与上述第1逻辑运算单元进行的用于根据上述第1比较输出信号和第2比较输出信号而输出上述第1解码信号的逻辑运算的次数是相同的次数。
根据该实施方式的解码装置，上述第1解码信号和第2解码信号是通过同等次数的逻辑处理来生成，因此与逻辑处理的次数不同的情况相比，能够缩小两个解码信号之间的相位偏移。
此外，在一实施方式的解码装置中，上述基准电压发生单元根据由基准电压和地之间串联连接的电阻分压后的电压，生成上述阈值电平信号，上述各个比较器中被提供上述基准电压作为电源电压。
根据该实施方式的解码装置，通过一个上述阈值电平信号发生单元，能够生成对基准电压进行了分压的多个阈值电平信号，与通过多个阈值电平信号发生单元生成多个阈值电平信号的情况相比，能够削减电路面积。进而，一个阈值电平信号发生单元就可以，因此各阈值信号对于处理(process)偏差、噪声等进行同等的动作，因而各阈值电平的匹配性良好。此外，由于对各比较器提供上述基准电压作为电源电压，因此对于在各比较器中比较运算时的温度特性、处理偏差等的匹配性好，能够削减噪声脉冲等。
此外，在一实施方式的解码装置中，上述阶梯状波形的输入信号是n级的阶梯状波形，这里n是3以上的自然数，
上述阶梯状波形的各级的振幅电压均等，
与上述阶梯状波形的第n级台阶状波形的落差部分交叉的阈值电平为一个，与上述阶梯状波形的第1级台阶状波形的落差部分交叉的阈值电平为一个，对于从上述阶梯状波形的第2级到第(n-1)级的各台阶状波形的落差部分，有两个阈值电平交叉，与从上述第2级到第(n-1)级的各台阶状波形的落差部分交叉的各两个的阈值电平隔着各台阶状波形的中心电压而对称设置，
在将与上述阶梯状波形的第n级台阶状波形的落差部分交叉的阈值电平的电压设为Vsmax(V)，将与上述阶梯状波形的第1级台阶状波形的落差部分交叉的阈值电平的电压设为Vsmin(V)时，将对上述阶梯状波形的输入信号所设定的(2n-2)个的阈值电平的相邻的各阈值电平之间的电压间隔Vint(V)设定为通过以下式(1)计算出的值，
Vint＝(Vsmax-Vsmin)/(2n-3)        (1)
并且，将与上述各阈值电平中的某一级台阶状波形的落差部分交叉的一个阈值电平作为上述第1阈值电平信号的阈值电平，将与上述各阈值电平中不同于上述某一级台阶状波形的另一台阶状波形的落差部分交叉的另一个阈值电平作为上述第2阈值电平信号的阈值电平。
根据该实施方式的解码装置，上述阶梯状波形的输入信号的上端和下端的级(台阶)中阈值电平为一个，除了上端和下端的各级(台阶)中阈值电平为两个，因此，阈值电平的合计个数为2+(n-2)×2＝(2n-2)个阈值电平，该(2n-2)个阈值电平的阈值电平间隔数成为(2n-3)。从而，通过用该(2n-3)的阈值电平间隔数，除以与最大的阈值电平对应的电压Vsmax和与最小的阈值电平对应的电压Vsmin之差(Vsmax-Vsmin)，从而能够以均等的电压差来设定(2n-2)个阈值电平的间隔。
由此，上述阶梯状波形的输入信号的各台阶状波形的转换速率引起的相位偏移被均等地分配到各台阶状波形与各阈值电平交叉的各点中，因此，能够将上述转换速率引起的噪声脉冲和相位偏移吸收至最小限度。
此外，本发明的其他侧面的移动控制装置包括上述解码装置，
上述阶梯状波形的输入信号是对表示移动体的移动信息的信号进行了编码后的信号，上述逻辑运算单元输出根据输入信号解码后的表示移动信息的信号，该输入信号是对表示上述移动信息的信号进行了编码后的信号，
基于表示上述移动信息的信号，控制上述移动体的移动。
根据该移动控制装置，能够将根据阶梯状波形的输入信号而解码后的表示移动信息的信号设为相位延迟和噪声分量被抑制的所期望的数字信号，能够实现更高精度的移动控制。
附图说明
本发明可根据以下的详细说明和附图而充分理解。附图仅用于说明，并非限制本发明。在附图中，
图1是表示本发明的解码装置的第1实施方式的方框图。
图2A是上述第1实施方式中的输入信号S1的波形图。
图2B～图2I是表示上述第1实施方式中的数字信号(A)、(B)、(C)、(D)、(E)、(F)、(G)、(H)的各信号波形的波形图。
图3是表示本发明的解码装置的第2实施方式的方框图。
图4A是表示本发明的解码装置的第3实施方式的方框图。
图4B是表示本发明的解码装置的第4实施方式的方框图。
图5是示意性地表示对n级阶梯状波形的输入信号等间隔地分配(2n-2)个阈值电平的一例的图。
图6是表示本发明的解码装置的第5实施方式的方框图。
图7是将上述第1～第5实施方式的解码装置的输入端子中所输入的阶梯状波形的输入信号S1作为1系统输出信号来输出的光学编码器的方框图。
图8A～图8G是表示上述光学编码器中的各信号波形的波形图。
图9是背景技术的解码装置的方框图。
图10A～10C是表示作为转换速率无限大的理想的矩形波的1系统输出波形以及A相、B相的数字输出波形的波形图。
图11A～11F是表示转换速率有限的实际的1系统输出波形、图9所示的输出信号(L)、(M)、(N)的波形、以及A相、B相的数字输出波形的波形图。
标号说明
1～5比较器
6、7NOR电路
8OR电路
11输入端子
31、32NOT电路
41、42、51～55低通滤波电路
(1)、(2)-1、(2)、(2)-2、(3)阈值电平
S11～S13台阶状波形
P11～P13落差部分
F11～F13平坦部分
V1～V5基准电压
(A)～(E)、(G)、(H)数字信号
Ach OUT A相数字输出信号
Bch OUT B相数字输出信号
具体实施方式
以下，通过图示的实施方式详细说明本发明。
(第1实施方式)
图1的方框图表示本发明的解码装置的第1实施方式。该第1实施方式的解码器包括比较器1～5。
在该比较器1的正相输入端子中，从光学编码器等的1系统输出信号线输出后被输入到输入端子11的编码后的阶梯状波形的输出信号作为输入信号S1被输入。此外，在上述比较器1的反相输入端子中被输入作为阈值电平(1)的基准电压V1。此外，上述比较器2在正相输入端子中被输入作为阈值电平(2)-1的基准电压V2，在反相输入端子中被输入来自上述1系统输出信号线的阶梯状波形的输入信号S1。这里，上述基准电压V1构成第1阈值电平信号，上述基准电压V2构成第2阈值电平信号。此外，上述比较器1构成第1比较器，上述比较器2构成第2比较器。
此外，比较器3在正相输入端子中被输入来自上述1系统输出信号线的阶梯状波形的输入信号S1，在反相输入端子中被输入作为阈值电平(2)的基准电压V3。该比较器3的数字输出信号(G)成为A相的数字输出信号Ach OUT。
此外，比较器4在正相输入端子中被输入来自上述1系统输出信号线的阶梯状波形的输入信号S1，在反相输入端子中被输入作为阈值电平(2)-2的基准电压V4。此外，比较器5在正相输入端子中被输入作为阈值电平(3)的基准电压V5，在反相输入端子中被输入来自上述1系统输出信号线的阶梯状波形的输入信号S1。这里，上述基准电压V4构成第1阈值电平信号，上述基准电压V5构成第2阈值电平信号。此外，上述比较器4构成第1比较器，上述比较器5构成第2比较器。
此外，该第1实施方式的解码装置具有NOR电路6和NOR电路7，在NOR电路6中被输入上述比较器1输出的数字信号(A)和比较器2输出的数字信号(B)从而运算两者的“或非”，在NOR电路7中被输入上述比较器4输出的数字信号(C)和比较器5输出的数字信号(D)从而运算两者的“或非”。并且，该第1实施方式具有OR(或)电路8，其中被输入NOR电路6输出的数字信号(E)和NOR电路7输出的数字信号(F)从而运算两者的“或”，该OR电路8的输出信号(H)成为B相输出信号Bch OUT。这里，上述数字信号(A)、(C)构成第1比较输出信号，上述数字信号(B)、(D)构成第2比较输出信号。此外，上述NOR电路6、7以及OR电路8构成逻辑运算单元。
另外，该第1实施方式包括用于输出上述基准电压V1～V5的基准电压发生单元10。该基准电压发生单元10是在解码器内部构成的内部基准电压发生电路，例如采用单纯通过电源电压和地的电阻分割来输出的方法、利用了齐纳二极管和半导体的带隙的一般的低电压发生等方法来发生基准电压V1～V5。
如图2A中作为一例表示的那样，输入到上述输入端子11的编码后的阶梯状波形的输入信号S1是3级的阶梯状波形。该3级的阶梯状波形由第1级台阶状波形S11和第2级台阶状波形S 12以及第3级台阶状波形S13构成，各台阶状波形S11、S12、S13具有落差部分P11、P12、P13和平坦部分F11、F12、F13。
另外，该3级的阶梯状波形的各台阶状波形的落差部分的台阶高度(各级的振幅电压)相同。
此外，这里，作为上述阈值电平(2)的基准电压V3相当于上述阶梯状波形的输入信号S 1的全振幅的二分之一。此外，作为上述阈值电平(2)的基准电压V3是成为上述阈值电平(2)-1的基准电压V2和成为上述阈值电平(2)-2的基准电压V4的中心电压。此外，上述阈值电平(2)的基准电压V3成为作为上述阈值电平(1)的基准电压V1和作为上述阈值电平(3)的基准电压V5的中心电压。
此外，阈值电平(1)与上述3级的阶梯状波形的第3级台阶状波形S13的落差部分P13交叉，并且与上述第3级台阶状波形S13的落差部分P13的中心电平相比，更接近上述阈值电平(2)-1。此外，上述阈值电平(2)-1与第2级台阶状波形S12的落差部分P12交叉，并且与上述第2级台阶状波形S12的落差部分P12的中心电平(阈值电平(2))相比，更接近上述阈值电平(1)。此外，上述阈值电平(2)-2与第2级台阶状波形S12的落差部分P12交叉，并且与上述第2级台阶状波形S12的落差部分P12的中心电平(阈值电平(2))相比，更接近上述阈值电平(3)。此外，上述阈值电平(3)与第1级台阶状波形S11的落差部分P11交叉，并且与上述第1级台阶状波形S11的落差部分P11的中心电平相比，更接近上述阈值电平(2)-2。
在该实施方式中，为了从输入到上述输入端子11的阶梯状波形的输入信号S 1得到A相的数字输出信号Ach OUT，使用输入到一个比较器3的一个阈值电平(2)。另一方面，为了从阶梯状波形的输入信号S1得到B相的数字输出信号Bch OUT，使用输入到4个比较器1、2、4、5中的4个阈值电平(1)、(2)-1、(2)-2、(3)。
如图2A所示，上述阈值电平(3)与阶梯状波形的输入信号S1的第1级台阶状波形S11的落差部分P11交叉，上述阈值电平(2)-1、(2)-2在上述阈值电平(2)的上、下与输入信号S1的第2级台阶状波形S12的落差部分P12交叉。此外，上述阈值电平(1)与阶梯状波形的输入信号S1的第3级台阶状波形S13的落差部分P13交叉。
并且，上述比较器3通过比较上述阶梯状波形的输入信号S1和上述阈值电平(2)的基准电压V3，可得到图2H所示的信号波形的输出信号(G)、即A相的数字输出信号Ach OUT。此外，通过比较器1比较上述阶梯状波形的输入信号S1和上述阈值电平(1)的基准电压V1，从而可得到图2B所示的波形的数字信号(A)，通过比较器2比较上述阶梯状波形的输入信号S1和上述阈值电平(2)-1的基准电压V2，从而可得到图2C所示的波形的数字信号(B)。并且，通过NOR电路6运算上述数字信号(A)和数字信号(B)的“或非”，从而可得到图2F所示的波形的数字信号(E)。
另一方面，上述比较器4通过比较上述阶梯状波形的输入信号S1和上述阈值电平(2)-2的基准电压V4，从而可得到图2D所示的波形的数字信号(C)。此外，上述比较器5通过比较上述阶梯状波形的输入信号S1和上述阈值电平(3)的基准电压V5，从而可得到图2E所示的波形的数字信号(D)。并且，通过NOR电路7运算上述数字信号(C)和数字信号(D)的“或非”，从而可得到图2G所示的波形的数字信号(F)。
并且，通过上述OR电路运算上述数字信号(E)和(F)的“或”，从而可得到图2I所示的数字信号(H)，该数字信号(H)成为B相输出信号Bch OUT。
该图2I所示的数字信号(H)的B相输出信号Bch OUT与图9所示的B相输出信号相比，移相的偏移P被抑制，并且噪声脉冲N也变小。
这样，根据该实施方式，在从输入信号S1获得B相输出信号Bch OUT时，对于上述阶梯状波形的输入信号S1的第2级台阶状波形(台阶状波形)S12，设定隔着与中心电压(基准电压V3)对应的阈值电平(2)的两个阈值电平(2)-1、(2)-2。然后，获得将比阈值电平(2)更接近阈值电平(1)的阈值电平(2)-1和阈值电平(1)分别与输入信号S1比较而生成的数字信号(A)和(B)。由此，可缩小作为第1比较输出信号的数字信号(A)和作为第2比较输出信号的数字信号(B)的移相的偏移。此外，获得将比阈值电平(2)更接近阈值电平(3)的阈值电平(2)-2和阈值电平(3)分别与输入信号S1比较而生成的数字信号(C)和(D)。由此，可缩小作为第1比较输出信号的数字信号(C)和作为第2比较输出信号的数字信号(D)的移相的偏移。从而，通过从这样的移相的偏移小的数字信号(A)、(B)获得的数字信号(E)和从移相的偏移小的数字信号(C)、(D)获得的数字信号(F)的“或”所得到的B相输出信号Bch OUT，其移相的偏移P和噪声脉冲N被抑制。
另外，为了减少被输入到进行逻辑运算的NOR电路6、7和OR电路8的各逻辑运算电路的各信号在相同相位的上升沿下降沿的相位差，将各阈值电平以尽量靠近的电位来设定是有利的。从而，图2A中的最大、最小的阈值电平(1)、(3)，只要能够以该阈值电平进行比较，就期望将其设定在接近中心电压(基准电压V3)的位置，从而减少与其他阈值电平(2)-1、(2)-2的电位差。在上述实施方式中，作为一例，将与阈值电平(2)对应的中心电压V3设定为上述阶梯状波形的输入信号S1的全振幅的二分之一，将阈值电平(2)-1和阈值电平(2)-2的中心设为阈值电平(2)。并且，使阈值电平(1)和阈值电平(2)-1的电位差、阈值电平(2)-1和阈值电平(2)-2的电位差、阈值电平(2)-2和阈值电平(3)的电位差的各电位差相等。
另外，在上述实施方式中，说明了输入信号为3级的阶梯状波形的情况，但在输入信号为超过3级的阶梯状波形的情况下也能够应用本发明。
例如，图5所示那样，输入信号Sn为n级(n为3以上的自然数)的阶梯状波形，转换速率一定且各级(台阶)的振幅电压均等的情况下，将与最大的阈值电平对应的基准电压设为Vsmax，将与最小的阈值电平对应的基准电压设为Vsmin时，与各阈值电平对应的各基准电压，将相邻的基准电压之间的电压间隔Vint设定为式(1)所表示的电压间隔。
Vint＝(Vsmax-Vsmin)/(2n-3)        ...(1)
上式(1)通过如下的过程导出。即，在上述阶梯状波形的输入信号的上端的台阶状波形W(n)和下端的台阶状波形W(1)中阈值电平为一个，另一方面，除了上端和下端的台阶状波形W(n)和W(1)的各台阶状波形W(2)～W(n-1)中，阈值电平为两个。从而，阈值电平的合计个数成为2+(n-2)×2＝(2n-2)个的阈值电平SL(1)～SL(n)。该(2n-2)个阈值电平的阈值电平间隔数乘为(2n-3)。通过用该(2n-3)的阈值电平间隔数，除与最大的阈值电平对应的基准电压Vsmax和与最小的阈值电平对应的基准电压Vsmin之差(Vsmax-Vsmin)，从而能够以均等的电压差来设定(2n-2)个阈值电平的间隔。由此，上述阶梯状波形的输入信号Sn的各个台阶中的转换速率引起的相位偏移被均等地分配到各台阶中。另外，在图5中，中心电压VC是该n级的阶梯状波形的输入信号Sn的全振幅的二分之一。
并且，与上述第n级的台阶状波形W(n)的落差部分交叉的阈值电平SL(n)是比该第n级的台阶状波形W(n)的落差部分的中心电压更接近上述中心电压VC的值，与上述第1级的台阶状波形W(1)的落差部分交叉的阈值电平SL(1)是比该第1级的台阶状波形W(1)的落差部分的中心电压更接近上述中心电压VC的值。并且，假设第1阈值电平信号的第1阈值电平与相邻的两个台阶状波形W(k)、W(k-1)中的台阶状波形W(k)的落差部分交叉，第2阈值电平信号的第2阈值电平与台阶状波形W(k-1)的落差部分交叉。这里，假设k是2至n的任意的自然数。并且，假设上述第1、第2阈值电平是隔着构成相邻的两个台阶状波形W(k)、W(k-1)的界线的电压即边界电平SS(k-1)，而且相邻的两个阈值电压。并且，将上述第1阈值电平信号和上述输入信号Sn输入到第1比较器，将上述第2阈值电平信号和上述输入信号Sn输入到第2比较器。然后，将该第1比较器输出的第1比较输出信号和上述第2比较器输出的第2比较输出信号输入到例如由图1所示的NOR电路、OR电路等构成的逻辑运算单元，从而对输入信号Sn进行解码。
由此，上述阶梯状波形的输入信号Sn的各个台阶中的转换速率引起的相位偏移被均等地分配到各台阶中，从而能够将噪声脉冲和相位偏移抑制到最小限度。
另外，在上述一例中，将第1、第2阈值电平设为与相邻的台阶状波形对应的阈值电平，但也可以将第1、第2阈值电平设为隔着一个以上的台阶状波形的与两个台阶状波形对应的阈值电平。
(第2实施方式)
接着，图3表示本发明的解码器的第2实施方式。该第2实施方式与前述的第1实施方式的区别仅在于，在前述的第1实施方式的比较器3的输出侧串联连接了两个NOT电路31、32，因此对于与前述的第1实施方式相同的部分赋予相同标号，说明与前述的第1实施方式的不同点。
在该第2实施方式中，将从1系统的输出信号线输入到输入端子11的阶梯状波形的输入信号S1，通过作为第3比较器的比较器3与作为对应于阈值电平(2)的第3阈值电平信号的基准电压V3进行比较，将所得到的作为第3比较输出信号的数字信号(G)通过构成第2逻辑预算单元的两个NOT电路31、32进行两次否定运算的基础上，作为第2解码信号即A相的数字输出信号Ach OUT输出。由此，能够将直到输出A相的数字输出信号Ach OUT为止对输入信号S1进行的逻辑运算的次数，设为与直到输出通过构成第1逻辑运算单元的NOR电路6、7以及OR电路8进行了逻辑运算的第1解码信号的B相的数字输出信号Bch OUT为止，对输入信号S1进行的逻辑运算的次数相同的次数，能够减少A相的数字输出信号Ach OUT和B相的数字输出信号Bch OUT的相对的相位差。
(第3实施方式)
接着，图4A表示本发明的解码器的第3实施方式。该第3实施方式与前述的第2实施方式的区别仅在于，在前述的第2实施方式的OR电路8的输出侧连接低通滤波电路41，并且在NOT电路32的输出侧连接了低通滤波电路42。因此，在该第3实施方式中主要说明与前述的第2实施方式的不同点。
在该第3实施方式中，为了更加完全地削减A相输出信号Ach OUT和B相输出信号Bch OUT的噪声脉冲，在A相、B相的输出信号Ach OUT、BchOUT的输出端子和OR电路8、NOT电路32之间连接了低通滤波电路41、42。即，根据该第3实施方式，通过使来自OR电路8、NOT电路32的相对的相位差少的A相、B相的输出信号通过低通滤波电路41、42，从而能够进一步可靠地减少噪声脉冲。进而，通过将用于使各低通滤波电路41、42的电容充放电的电流设定为所期望的值，能够独立控制A相、B相输出信号在上升沿、下降沿的转换速率。另外，作为一例，若设上述低通滤波电路41、42的截止频率为fc＝1MHz，则由于通常所使用的电机控制系统在100kHz以下使用，因此是有益的。
(第4实施方式)
接着，图4B表示本发明的解码器的第4实施方式。该第4实施方式与前述的第2实施方式的区别仅在于，包括在前述的第2实施方式的比较器1和NOR电路6之间连接的低通滤波电路51、在比较器2和NOR电路6之间连接的低通滤波电路52、在比较器3和NOT电路31之间连接的低通滤波电路53、在比较器4和NOR电路7之间连接的低通滤波电路54、在比较器5和NOR电路7之间连接的低通滤波电路55。因此，在该第4实施方式中主要说明与前述的第2实施方式的不同点。
该第4实施方式通过使各比较器1、2、3、4、5的数字输出信号(A)、(B)、(G)、(C)、(D)通过低通滤波电路51、52、53、54、55，从而能够控制各数字输出信号(A)、(B)、(G)、(C)、(D)的转换速率。由此，在低通滤波电路51～55的后级中的NOR电路6、7、NOT电路31、32、OR电路8的逻辑运算结果的数字信号中，能够进一步抑制噪声脉冲的产生，还能够减少A相/B相数字信号之间的相对的相位偏移。另外，作为一例，若设上述低通滤波电路51～55的截止频率为fc＝1MHz，则由于通常所使用的电机控制系统在100kHz以下使用，因此是有益的。
(第5实施方式)
接着，图6表示本发明的解码器的第5实施方式。该第5实施方式与前述的图4A所示的第3实施方式的区别在于，代替基准电压发生单元10而包括基准电压发生单元51，将该基准电压发生单元51输出的基准电压VREF通过串联电阻分压后的电压设为各基准电压V1～V5。因此，在该第5实施方式中主要说明与前述的第3实施方式的不同点。
在该第5实施方式中，在基准电压发生单元51的输出侧和GND(地)之间串联连接了6个电阻R1～R6。在该实施方式中，将各电阻R1～R6的电阻值设为同一值。基准电压V1从上述电阻R1和R2的连接点被输入到比较器1的反相输入端子中，基准电压V2从上述电阻R2和R3的连接点被输入到比较器2的正相输入端子中。此外，基准电压V3从上述电阻R3和R4的连接点被输入到比较器3的反相输入端子中，基准电压V4从上述电阻R4和R5的连接点被输入到比较器4的反相输入端子中，基准电压V5从上述电阻R5和R6的连接点被输入到比较器5的正相输入端子中。
根据该实施方式，将一个基准电压发生单元51发生的基准电压VREF分压而产生5个不同的基准电压V1～V5，因此与包括用于产生各基准电压V1～V5的各自的多个电压发生电路的情况相比，能够缩小电路规模。此外，不仅能够削减电路面积，由于各基准电压对处理偏差、噪声等成为同等的条件，因此基于各基准电压V1～V5的各阈值电平的匹配性也会变好，能够抑制相位偏移和噪声脉冲等产生的可能性。
此外，在该实施方式中，基准电压发生单元51发生的基准电压VREF作为电源被提供给各比较器1～5、NOR电路6、7、NOT电路31、32、OR电路8、滤波电路41、42。由此，对于比较运算各信号时的温度特性、处理偏差等的匹配性良好，能够削减噪声脉冲等。
另外，输入到上述第1～第5实施方式的解码器的输入端子的1系统输出信号的阶梯状波形的输入信号S 1，例如采用光学编码器的1系统输出信号。图7表示这样的光学编码器的一例。该光学编码器包括移动体101和光接收单元102和发光单元103。发光单元103由LED(发光二极管)等发光元件构成。光接收单元102具有4个光接收元件111～114。此外，移动体101能够在箭头标记X1或者X2所示的方向上移动，在移动方向上交替排列了光导通单元106和光切断单元107。若将该光导通单元106的排列间距设为P，则光导通单元106以及光切断单元107在移动方向的尺寸(幅度尺寸)为(1/2)P。上述光导通单元106使来自发光单元103的光通过光接收单元102侧，另一方面，光切断单元107不让来自发光单元103的光通过光接收单元102侧。此外，在该光学编码器中，将各光接收元件111～114的幅度尺寸设为(1/4)P。此外，各光接收元件111～114在移动方向上不留间隔地相邻。从而，在将1间距设为360°时，各光接收元件111～114输出的光接收信号A+、B-、A-、B+的相位分别偏移90°。
并且，该光学编码器包括电流电压变换单元115～118、差动放大器121、122、AD变换器123、124，进而，包括由逻辑和电路125、126和延迟电路129和gm放大器127、128和负反馈电路135构成的光接收信号处理单元。
上述光接收元件111输出的光接收信号A+经由电流电压变换单元115被输入到差动放大器121的正相输入端子，光接收元件113输出的光接收信号A-经由电流电压变换单元116被输入到差动放大器121的反相输入端子。另一方面，上述光接收元件112输出的光接收信号B-经由电流电压变换单元118被输入到差动放大器122的反相输入端子，光接收元件114输出的光接收信号B+经由电流电压变换单元117被输入到差动放大器122的正相输入端子。
上述差动放大器121放大被变换为电压的光接收信号A+和被变换为电压的光接收信号A-之差，并将该放大了的信号输出到AD变换器123。此外，上述差动放大器122放大被变换为电压的光接收信号B+和被变换为电压的光接收信号B-之差，并将该放大了的信号输出到AD变换器124。然后，上述AD变换器123将从差动放大器121输入的放大信号变换为数字信号A(信号S 101)和反相数字信号/A，并输出到由逆变器构成的延迟电路129以及逻辑和电路125、126。此外，上述AD变换器124将从差动放大器122输入的放大信号变换为数字信号B(信号S102)从而将其输出逻辑和电路125、126。那么，如图8A-8G的波形图所示那样，逻辑和电路125将数字信号A和B、即信号S101和S102的“或”信号S103输出到gm(互导)放大器127，逻辑和电路126将反相数字信号/A和数字信号B的“或”信号S104输出到gm放大器127。另一方面，上述延迟电路129延迟上述数字信号A和反相数字信号/A，从而输出到gm放大器128。另外，上述延迟电路129用于使逻辑和电路125、126输出的“或”信号S103、S104和输出到gm放大器128的数字信号A、反相数字信号/A之间不产生相位延迟。此外，图8A-8G的波形图是在图7中移动台101朝着箭头标记X2的方向移动时的波形图。
上述gm放大器127根据所输入的“或”信号S103和S104输出电流输出信号S106。如图8C-8E所示那样，该电流输出信号S106成为叠加了“或”信号S103在H电平的期间振幅为10μA的电流波形和“或”信号S104为L电平的期间振幅为10μA的电流波形后的波形。另一方面，上述gm放大器128根据从延迟电路129输入的数字信号A、反相数字信号/A，输出数字信号A为H电平的期间中振幅为10μA的电流输出信号S107。另外，上述各期间中的电流波形的振幅10μA是作为一例的值，也可以是其他值。上述电流输出信号S106和S107相加，并输入到电阻133中，从而被IV变换，得到图8G所示的阶梯状波形的输出信号S108。该阶梯状波形的输出信号S108在数字信号A上升为H电平时上升至3×V0，数字信号B上升到H电平时下降至2×V0，数字信号A下降到L电平时下降至1×V0，数字信号B下降为L电平时下降至0×V0。另外，上述电压V0是由电流输出信号S107的电流振幅10μA和电阻133的电阻值R的积所决定的值。
图8G所示的阶梯状波形的输出信号S108在V0～2V0的电压范围(2)中，与A相输出的数字信号A是同一波形，通过将2V0～3V0的电压范围(1)中的波形分量反转，并与0～V0的电压范围(3)中的波形分量进行逻辑合成，能够生成B相输出的数字信号B。即，根据该光学编码器，通过来自1系统的输出信号线S136的检测信号的阶梯状波形的输出信号S108，可得到原来的数字信号A的A相分量的相位信息、移动信息以及原来的数字信号B的B相分量的相位信息、移动信息。该光学编码器输出的阶梯状波形的1系统的输出信号S108成为图2A所示的阶梯状波形的输入信号S1。
从而，通过对这样的光学编码器的1系统的输出信号线136连接上述第1～第5的任意一个实施方式的输入端子11，从而根据1系统的输出信号S1生成多个数字信号的A相输出信号Ach OUT、B相输出信号Bch OUT作为表示移动信息的信号时，能够生成A相输出信号Ach OUT、B相输出信号Bch OUT的延迟和噪声分量的发生被抑制的所期望的数字信号。由此，可基于上述A相输出信号Ach OUT、B相输出信号Bch OUT来控制移动体的移动，能够实现更高精度的移动控制装置。这样的移动控制装置尤其适合作为安装到复印机、打印机等的印刷设备、FA(工厂自动化)设备等的移动控制装置。
以上，说明了本发明的实施方式，但这无疑可以进行各种变更。这样的变更不应被视为脱离了本发明的宗旨和范围，对于本领域技术人员而言想当然的变更都包含在权利要求的范围中。

Claims (6)

1.一种解码装置，其特征在于，包括：
基准电压发生单元，输出第1阈值电平信号和第2阈值电平信号；
第1比较器，其中输入阶梯状波形的输入信号和上述第1阈值电平信号，并且对上述输入信号和第1阈值电平信号进行比较，从而输出该比较结果作为第1比较输出信号；
第2比较器，其中输入阶梯状波形的输入信号和上述第2阈值电平信号，并且对上述输入信号和第2阈值电平信号进行比较，从而输出该比较结果作为第2比较输出信号；以及
逻辑运算单元，其中输入上述第1比较输出信号和上述第2比较输出信号，并且进行上述第1比较输出信号和第2比较输出信号之间的逻辑运算，从而输出从上述阶梯状波形的输入信号解码后的信号，
上述第1阈值电平信号的阈值电平与上述阶梯状波形的输入信号的相邻的两个台阶状波形中的一个台阶状波形的落差部分交叉，上述第2阈值电平信号的阈值电平与上述阶梯状波形的输入信号的相邻的两个台阶状波形中的另一个台阶状波形的落差部分交叉。
2.如权利要求1所述的解码装置，其特征在于，
上述第1阈值电平信号的阈值电平与构成上述相邻的两个台阶状波形的界线的边界电平的电平差，小于上述一个台阶状波形的落差部分的中心电平与上述边界电平的电平差，并且，
上述第2阈值电平信号的阈值电平与上述边界电平的电平差，小于上述另一个台阶状波形的落差部分的中心电平与上述边界电平的电平差。
3.如权利要求1所述的解码装置，其特征在于，
将上述逻辑运算单元作为第1逻辑运算单元，将上述第1逻辑运算单元输出的解码后的信号作为第1解码信号，
上述基准电压发生单元输出上述第1阈值电平信号以及第2阈值电平信号和第3阈值电平信号，
上述解码装置还包括：
第3比较器，其中输入上述阶梯状波形的输入信号和上述第3阈值电平信号，并且对上述输入信号和上述第3阈值电平信号进行比较，从而输出该比较结果作为第3比较输出信号；以及
第2逻辑运算单元，其中输入上述第3比较输出信号，并且对上述第3比较输出信号进行逻辑运算，从而输出相位与上述第1解码信号不同并且从上述阶梯状波形的输入信号解码后的第2解码信号，
上述第2逻辑运算单元进行的用于根据上述第3比较输出信号而输出上述第2解码信号的逻辑运算的次数，与上述第1逻辑运算单元进行的用于根据上述第1比较输出信号和第2比较输出信号而输出上述第1解码信号的逻辑运算的次数是相同的次数。
4.如权利要求1至3的任意一项所述的解码装置，其特征在于，
上述基准电压发生单元根据由基准电压和地之间串联连接的电阻分压后的电压，生成上述阈值电平信号，
上述各个比较器中被提供上述基准电压作为电源电压。
5.如权利要求1至3的任意一项所述的解码装置，其特征在于，
上述阶梯状波形的输入信号是n级的阶梯状波形，这里n是3以上的自然数，
上述阶梯状波形的各级的振幅电压均等，
与上述阶梯状波形的第n级台阶状波形的落差部分交叉的阈值电平为一个，与上述阶梯状波形的第1级台阶状波形的落差部分交叉的阈值电平为一个，对于从上述阶梯状波形的第2级到第n-1级的各台阶状波形的落差部分，有两个阈值电平交叉，与从上述第2级到第n-1级的各台阶状波形的落差部分交叉的各两个的阈值电平隔着各台阶状波形的中心电压而对称设定，
在将与上述阶梯状波形的第n级台阶状波形的落差部分交叉的阈值电平的电压设为Vsmax，将与上述阶梯状波形的第1级台阶状波形的落差部分交叉的阈值电平的电压设为Vsmin时，将对上述阶梯状波形的输入信号所设定的2n-2个的阈值电平的相邻的各阈值电平之间的电压间隔Vint设定为通过以下式(1)计算出的值，
Vint＝(Vsmax-Vsmin)/(2n-3)     (1)
并且，将与上述各阈值电平中的某一级台阶状波形的落差部分交叉的一个阈值电平作为上述第1阈值电平信号的阈值电平，将与上述各阈值电平中不同于上述某一级台阶状波形的其它的台阶状波形的落差部分交叉的另一个阈值电平作为上述第2阈值电平信号的阈值电平。
6.一种移动控制装置，其中，
包括权利要求1至5的任意一项的一个解码装置，
上述阶梯状波形的输入信号是对表示移动体的移动信息的信号进行了编码后的信号，上述逻辑运算单元输出由输入信号解码后的表示移动信息的信号，该输入信号是对表示上述移动信息的信号进行了编码后的信号，
基于表示上述移动信息的信号，控制上述移动体的移动。
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