CN101814832B

CN101814832B - 一种改进的开关电源脉冲序列控制方法及其装置

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Publication number: CN101814832B
Application number: CN2010101448801A
Authority: CN
Inventors: 秦明; 许建平
Original assignee: Southwest Jiaotong University
Current assignee: Southwest Jiaotong University
Priority date: 2010-04-12
Filing date: 2010-04-12
Publication date: 2012-05-09
Anticipated expiration: 2030-04-12
Also published as: CN101814832A

Abstract

本发明公开了一种改进的开关电源脉冲序列控制方法及其装置：在每个开关周期起始时刻，根据开关变换器输出电压V_o与基准电压V_ref之间的高低关系，以及负载大小所处的范围，在多个不同占空比的控制脉冲之中选择该开关周期的有效控制信号，从而实现对开关变换器的控制。该控制方法原理简单、设计便捷、适用于各种拓扑结构的变换器，采用该控制方法的开关变换器输出电压纹波较小、动态响应快、电压精度高、稳定性和抗干扰能力强。

Description

一种改进的开关电源脉冲序列控制方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种开关电源的控制方法及其装置。

背景技术

微处理器、通信设备、工控设备、电动机械等很多用电装置都要求将一般供电装置(如电网、蓄电池、光伏发电装置等)发出的电能进行处理，以满足其使用要求。近年来，以半导体功率器件作为开关装置，用于直流-直流转换的开关电源技术一直是电气领域工程应用和理论研究的热点。

开关电源一般是由DC-DC变换器(即直流-直流变换器)和控制器组成。变换器用于电能转换，一般由开关器件、整流滤波电路、隔离变压器等组成，变换器的拓扑结构有Buck、Boost、Buck-Boost、正激、全桥等。控制器用于检测变换器的工作状态，并产生脉冲信号对变换器开关器件的通断进行控制，从而调节传递给负载的电能以稳定变换器输出。控制器的结构和工作原理由开关电源采用的控制方法决定。

传统的电压型、电流型PWM控制方法具有系统设计方法成熟、结构简单等优点，在开关电源技术领域得到了广泛应用。然而随着对电源性能要求的不断提高，这些传统控制方法在瞬态特性和鲁棒性等方面的缺陷显得越来越突出。为提高电源性能，近年来电源工程师提出了一些具有更优控制性能的新型控制方法。

脉冲序列控制是一种新型开关电源非线性控制方法。其控制过程是：在每个开关周期起始时刻判断变换器输出电压V_o与基准电压V_ref间的高低关系，若输出电压V_o低于基准电压V_ref，控制器将选择占空比大的高能量脉冲P_H作为变换器的控制信号，使开关管的导通时间较长，输出电压升高；反之控制器将会选择占空比较小的低能量脉冲P_L。脉冲序列技术根据输出电压瞬时值的相对大小选择高能量或低能量脉冲，在变换器出现扰动时具有良好的瞬态响应能力。其缺点是变换器稳态工作时输出电压纹波较大，这是阻碍脉冲序列控制方法广泛应用的主要因素。另一种新型的多级脉冲序列控制方法较好地解决了纹波较大的问题，但其输出电压的稳态误差稍大，不适合对电压精度要求较高的应用场合。

发明内容

本发明的目的是提供一种开关电源的控制方法，该控制方法原理简单、设计便捷、适用于各种拓扑结构的变换器，采用该控制方法的开关变换器输出电压纹波较小、动态响应快、电压精度高、稳定性和抗干扰能力强。

本发明实现其发明目的，所采用的技术方案是：一种改进的开关电源脉冲序列控制方法，其具体作法是：

在每个开关周期起始时刻，根据开关变换器输出电压V_o与基准电压V_ref之间的高低关系，以及负载大小所处的范围，选择该开关周期内的有效控制脉冲，从而实现对开关变换器的控制。其控制脉冲选择规则为：当负载电流I_o高于负载电流界值I₁时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲P_H，1控制变换器中的开关管S；若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，1控制开关管。当负载电流I_o处于负载电流界值I_n和I_n+1(1≤n＜N，N＝1，2，3...)之间时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲P_H，n+1控制开关管；若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，n+1控制开关管。当负载电流I_o低于负载电流界值I_N时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲P_H，N+1控制开关管；若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，N+1控制开关管。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、本发明根据变换器负载的瞬时轻重情况，将两种控制脉冲P_H，n和P_L，n(n＝1，2，3...N+1)组合成脉冲序列实现对变换器的控制。与仅有一组控制脉冲P_H和P_L的脉冲序列控制方法相比，本发明根据负载情况，具有占空比不同的N+1组控制脉冲P_H，n和P_L，n可供选择。若变换器的预设工作范围一定，控制脉冲P_H，n和P_L，n的占空比差值将远小于控制脉冲P_H和P_L的占空比差值，即各开关周期向负载传递的能量差异较小。因此，采用本发明进行控制的开关变换器工作于稳态时，其输出电压纹波将远小于脉冲序列控制变换器。

二、本发明在每个开关周期根据输出电压和负载情况选择占空比不同的控制脉冲，控制系统中不包含延迟环节，在变换器扰动出现(特别是负载出现快速频繁跃变)时，能够迅速调整控制脉冲序列以稳定输出电压，具有良好的瞬态响应能力。

三、本发明简便易行，采用简单的模拟或数字电路即可实现；控制系统中没有传统电压型或电流型控制所需的的补偿网络(一般由运算放大器及外围电路构成)，因此控制电路易于集成、成本低廉，并且在应用时不需要复杂的设计过程。

四、与多级脉冲序列控制方法相比，采用本发明进行控制时变换器不会出现明显的输出电压稳态误差，电压精度更高。

上述的产生控制脉冲P_H，n的一种方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，变换器TD中的开关管S开通；在t₀+D_H，nT时刻，控制脉冲P_H，n保持为高电平，固定时间D_H，nT后变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T。产生控制脉冲P_L，n的过程与产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的高电平持续时间为D_L，nT。可见，控制脉冲P_H，n和P_L，n(n＝1，2，3...N+1)分别具有固定的占空比D_H，n和D_L，n，为使得该控制方法正常工作并且获得良好的控制特性，一般设置控制脉冲的占空比D_H，n和D_L，n满足关系：D_H，1＞D_H，2≥D_L，1＞D_H，3≥D_L，2...＞D_H，N+1≥D_L，N＞D_L，N+1。

这样控制脉冲P_H，n和P_L，n均为预设的固定脉冲信号，可利用现有任何可以产生多个固定占空比脉冲的电路实现控制，且无需检测更多的状态变量。固定的占空比也使系统抗干扰性更强。

上述的产生控制脉冲P_H，n的另一种方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，变换器TD中的开关管S开通，电感电流I_L上升；当I_L上升至电感电流峰值I_H，n时，控制脉冲P_H，n由高电平变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T。产生控制脉冲P_L，n的过程与产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的电感电流峰值为I_L，n。可见，控制脉冲P_H，n和P_L，n(n＝1，2，3...N+1)分别对应于固定的电感电流峰值I_H，n和I_L，n，为使得该控制方法正常工作并且获得良好的控制特性，一般设置电感电流峰值I_H，n和I_L，n满足关系：I_H，1＞I_H，2≥I_L，1＞I_H，3≥I_L，2...＞I_H，N+1≥I_L，N＞I_L，N+1。

这样当扰动出现时，电感电流信号会受到影响，故电感电流上升至当前的控制脉冲对应的电感电流峰值所用的时间也会相应的延长或缩短，使得该开关周期的占空比升高或降低以抑制扰动对变换器的影响。因此这种脉冲产生方式对变换器输入端出现的扰动有更快的响应速度。此外，这种方式还实现了过流保护及多个电源并联工作时的均流功能。

上述的产生控制脉冲P_H，n的第三种方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，变换器TD中的开关管S开通，滤波电容等效串联电阻(ESR)上的电压V_ESR上升；当V_ESR上升至等效串联电阻电压峰值V_H，n时，控制脉冲P_H，n由高电平变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T。产生控制脉冲P_L，n的过程与产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的等效串联电阻电压峰值为V_L，n。可见，控制脉冲P_H，n和P_L，n(n＝1，2，3...N+1)分别对应于固定的等效串联电阻电压峰值V_H，n和V_L，n，为使得该控制方法正常工作并且获得良好的控制特性，一般设置等效串联电阻电压峰值V_H，n和V_L，n满足关系：V_H，1＞V_H，2≥V_L，1＞V_H，3≥V_L，2...＞V_H，N+1≥V_L，N＞V_L，N+1。

对于这种脉冲产生方式，控制脉冲的占空比由输出滤波电容的等效串联电阻电压及其预设的峰值决定。当变换器负载端出现扰动时，该扰动会影响到电压信号V_ESR，故V_ESR上升至当前的控制脉冲所对应的电压峰值所用的时间也会相应的延长或缩短，使得该开关周期的占空比升高或降低以抑制扰动对变换器的影响。因此对变换器负载端出现的扰动有更快的响应速度。

本发明的另一目的是提供一种实现以上控制方法的装置。

本发明实现该发明目的所采用的技术方案是：一种实现以上开关电源的控制方法的装置，由变换器、控制器、电压检测电路、电流检测电路、驱动电路组成，控制器包括电压判断器、脉冲产生器、负载判断器，其结构特点是：电压检测电路、电压判断器、脉冲产生器、负载判断器、驱动电路依次相连；电流检测电路与负载判断器相连。

该装置的工作过程和原理是：电压检测电路对变换器输出电压V_o进行检测，电压判断器在每个开关周期起始时刻判断输出电压V_o与基准电压V_ref的大小关系，并将代表判断结果的逻辑信号输出至脉冲产生器；脉冲产生器产生频率相同但占空比不同的控制脉冲信号，并根据电压判断器的输出信号将对应的控制脉冲信号输出至负载判断器；负载判断器根据电流检测电路输出的变换器负载电流信号I_o对脉冲产生器的输出信号进行选择，最终输出该开关周期内的有效控制脉冲信号，并通过驱动电路对变换器进行控制。

可见，采用以上装置可以方便可靠地实现本发明以上方法。

上述的电压判断器的具体组成为：由比较器AC1、AC2和触发器DFF组成；比较器AC1的正极性端接基准电压V_ref，负极性端接电压检测电路VOS输出的变换器输出电压V_o，AC1的输出端与触发器DFF的D端相连；比较器AC2的正极性端接固定电压V_rc，负极性端接预设的上三角锯齿波信号V_saw，AC2的输出端与触发器DFF的CLK端相连；触发器DFF的输出端Q和与脉冲产生器PG相连。

这样，比较器AC1将输出电压V_o同基准电压V_ref进行比较，当输出电压V_o低于基准电压V_ref时，比较器AC1的输出信号V_CV为高电平，反之，当V_o低于V_ref时，V_CV为低电平；比较器AC2将上三角锯齿波信号V_saw同固定电压V_rc进行比较，在上三角形锯齿波的每个周期起始时，V_saw低于V_rc，比较器AC2的输出信号V_clk为高电平，当V_saw上升至V_rc后，V_clk为低电平，由于V_rc的电压幅值较低，V_clk为高电平持续时间很短的时钟脉冲；当V_clk上升沿来临时，触发器DFF将此时比较器AC1的输出信号V_CV输出至Q端，产生脉冲选择信号V_Q，根据触发器的工作原理：V_Q在V_Clk的下一个上升沿来临之前保持不变，且

的电平高低始终与V_Q相反。

上述的脉冲产生器的具体组成为：由比较器AC3、AC4、AC5、AC6，与门AG1、AG2、AG3、AG4、AG5、AG6，以及或门OG1、OG2、OG3组成；比较器AC3、AC4、AC5、AC6的正极性端分别接固定电压V_r1、V_r2、V_r3、V_r4，负极性端均接锯齿波信号V_saw；与门AG1的输入端接比较器AC3的输出端和触发器DFF的Q端，与门AG2的输入端接比较器AC4的输出端和触发器DFF的

端；与门AG3的输入端接比较器AC4的输出端和触发器DFF的Q端，与门AG4的输入端接比较器AC5的输出端和触发器DFF的

端；与门AG5的输入端接比较器AC5的输出端和触发器DFF的Q端，与门AG6的输入端接比较器AC6的输出端和触发器DFF的

端；或门OG1的输入端接与门AG1和AG2的输出端，或门OG2的输入端接与门AG3和AG4的输出端，或门OG3的输入端接与门AG5和AG6的输出端，或门OG1、OG2、OG3的输出信号V_P1、V_P2、V_P3接负载判断器。

这样，比较器AC3将上三角形锯齿波V_saw同固定电压V_r1进行比较，在上三角形锯齿波的每个周期起始时，V_saw低于V_r1，比较器AC3输出的控制脉冲信号P_H，1为高电平，当V_saw上升至V_r1后，P_H，1变为低电平，直到锯齿波信号的下一个周期开始；比较器AC4、AC5、AC6的工作过程与上述AC3类似，但由于V_r4＜V_r3＜V_r2＜V_r1，比较器AC3、AC4、AC5、AC6输出信号的高电平持续时间依次降低；当触发器输出信号V_Q为高电平，

为低电平时，与门AG1、AG3、AG5开通，AG2、AG4、AG6被封锁，或门OG1、OG2、OG3分别输出控制脉冲P_H，1、P_H，2、P_H，3；反之，当V_Q为低电平，

为高电平时，与门AG2、AG4、AG6开通，AG1、AG3、AG5被封锁，或门OG1、OG2、OG3分别输出控制脉冲P_L，1、P_L，2、P_L，3；上述脉冲产生器中，为简化电路结构，P_L，1、P_L，2分别与P_H，2、P_H，3采用相同的脉冲信号。

上述的负载判断器的具体组成为：由比较器AC7、AC8，非门NG1、NG2，与门AG7、AG8、AG9，以及或门OG4组成；比较器AC7、AC8的负极性端分别接固定的负载电流界值I₁、I₂，正极性端均接电流检测电路IOS输出的变换器负载电流I_o；非门NG1和NG2的输入端分别接比较器AC7和AC8的输出端；三输入与门AG7的输入端接比较器AC7的输出端、比较器AC8的输出端以及脉冲产生器的输出信号V_P1，与门AG8的输入端接非门NG1的输出端、比较器AC8的输出端以及脉冲产生器的输出信号V_P2，与门AG9的输入端接非门NG1的输出端、非门NG2的输出端以及脉冲产生器的输出信号V_P3；三输入或门OG4的输入端接与门AG7、AG8、AG9的输出端，或门OG4的输出信号通过驱动电路DR实现对变换器TD的控制。

这样，比较器AC7将负载电流I_o同负载电流界值I₁进行比较，当I_o高于I₁时，比较器AC7的输出信号V_CI1为高电平，反之，当I_o低于I₁时，AC7的输出信号V_CI1为低电平；比较器AC8将I_o同负载电流界值I₂进行比较，工作过程与上述AC7类似；非门NG1和NG2分别对比较器AC7和AC8的输出信号做取反运算；与门AG7、AG8、AG9以及或门OG4组成的数据选择器根据负载电流I_o与负载电流界值I₁、I₂的相对高低在脉冲信号V_P1、V_P2、V_P3中进行选择：当V_CI1和V_CI2均为高电平时，AG8、AG9被封锁，脉冲信号V_P1通过AG7和OG4输出至驱动电路DR；当V_CI1为低电平、V_CI2为高电平时，AG7、AG9被封锁，脉冲信号V_P2通过AG8和OG4输出；当V_CI1和V_CI2均为低电平时，AG7、AG8被封锁，脉冲信号V_P3通过AG9和OG4输出。

以上的控制装置结构简单，性能稳定，能够可靠地实现本发明方法中的相关功能。以上结构的控制装置对应于上述产生控制脉冲的第一种方法，并且经过简单改动还可以用于上述产生控制脉冲的第二种方法和第三种方法。上述控制装置中，上三角锯齿波信号可由下三角锯齿波信号、三角波信号等其他周期信号代替；负载电流检测电路可以采用能够检测或判断负载轻重的其它装置代替；控制脉冲的判断、选择和产生也可以采用现有的其他结构的电路实现。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

附图说明

图1为本发明实施例一方法的信号流程图。

图2为本发明实施例一的电路结构框图。

图3为本发明实施例一的电压判断器的电路结构图。

图4为本发明实施例一的脉冲产生器的电路结构图。

图5为本发明实施例一的负载判断器的电路结构图。

图6a为本发明实施例一在稳态条件下某一时段控制脉冲信号V_P的时域仿真波形图。

图6b为与图6a同一时段变换器电感电流I_L的时域仿真波形图。

图6c为与图6a同一时段变换器输出电压V_o的时域仿真波形图。

图6仿真条件如下：输入电压V_in＝15V、输出基准电压V_ref＝8V、电感L＝100μH、电容C＝470μF、额定负载电阻R＝20Ω、开关周期T＝50μs、控制脉冲占空比D_H，1＝0.54、D_H，2＝D_L，1＝0.41、D_H，3＝D_L，2＝0.28、D_L，3＝0.11、负载电流界值I₁＝0.6A、I₂＝0.3A。

图7a为实施例一输出电压V_o的稳态波形。

图7b为相同工作条件下，现有的脉冲序列控制变换器的输出电压V_o稳态波形。

图8a为实施例一在负载变化时负载电流I_o的波形图。

图8b为实施例一在负载变化时控制脉冲信号V_P的波形图。

图8c为实施例一在负载变化时电感电流I_L的波形图。

图8d为实施例一在负载变化时输出电压V_o的波形图。

图9a为实施例一在负载变化(负载电流在20ms时刻由0.125A跃变至0.8A)时输出电压V_o的波形图。

图9b为现有的脉冲序列控制变换器在同样的负载变化时输出电压V_o的波形图。

图9c为现有的电压型PWM控制变换器在同样的负载变化时输出电压V_o的波形图。

图10为本发明实施例二的电路结构框图。

图11为本发明实施例三的电路结构框图。

具体实施方式

实施例一

图1示出，本发明的一种具体实施方式为，一种开关电源的控制方法，其具体作法是：

在每个开关周期起始时刻，根据开关变换器TD输出电压V_o与基准电压V_ref之间的高低关系，以及负载大小所处的范围，选择该开关周期内的有效控制脉冲，从而实现对开关变换器TD的控制。其控制脉冲选择规则为：当负载电流I_o高于负载电流界值I₁时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲P_H，1控制变换器中的开关管S；若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，1控制开关管。当负载电流I_o处于负载电流界值I₁和I₂之间时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲P_H，2控制开关管；若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，2控制开关管。当负载电流I_o低于负载电流界值I₂时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲P_H，3控制开关管；若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，3控制开关管。

控制脉冲P_H，n(n＝1，2，3)的产生方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，变换器TD中的开关管S开通；在t₀+D_H，nT时刻，控制脉冲P_H，n保持为高电平，固定时间D_H，nT后变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T。产生控制脉冲P_H，n的过程与产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的高电平持续时间为D_L，n。可见，控制脉冲P_H，n和P_L，n(n＝1，2，3)分别具有固定的占空比D_H，n和D_L，n，为使得该控制方法正常工作并且获得良好的控制特性，设置控制脉冲的占空比D_H，n和D_L，n满足关系：D_H，1＞D_H，2＝D_L，1＞D_H，3＝D_L，2＞D_L，3。

本例采用以下的装置，可使上述控制方法得以方便快捷地实现。

图1和图2示出，本例的开关电源的控制方法的装置，由变换器TD、控制器CD、电压检测电路VOS、电流检测电路IOS、驱动电路DR组成，控制器CD包括电压判断器VJD、脉冲产生器PG、负载判断器LJD，其结构特点是：电压检测电路VOS、电压判断器VJD、脉冲产生器PG、负载判断器LJD、驱动电路DR依次相连；电流检测电路IOS与负载判断器LJD相连。

图3示出，本例的电压判断器VJD的具体组成为：由比较器AC1、AC2和触发器DFF组成；比较器AC1的正极性端接基准电压V_ref，负极性端接电压检测电路VOS输出的变换器输出电压V_o，AC1的输出端与触发器DFF的D端相连；比较器AC2的正极性端接固定电压V_rc，负极性端接预设的上三角锯齿波信号V_saw，AC2的输出端与触发器DFF的CLK端相连；触发器DFF的输出端Q和

与脉冲产生器PG相连。

图4示出，本例的脉冲产生器PG的具体组成为：由比较器AC3、AC4、AC5、AC6，与门AG1、AG2、AG 3、AG4、AG5、AG6，以及或门OG1、OG2、OG3组成；比较器AC 3、AC4、AC5、AC6的正极性端分别接固定电压V_r1、V_r2、V_r3、V_r4，负极性端均接锯齿波信号V_saw；与门AG1的输入端接比较器AC3的输出端和触发器DFF的Q端，与门AG2的输入端接比较器AC4的输出端和触发器DFF的

端；与门AG 3的输入端接比较器AC4的输出端和触发器DFF的Q端，与门AG4的输入端接比较器AC5的输出端和触发器DFF的

图5示出，本例的负载判断器LJD的具体组成为：由比较器AC7、AC8，非门NG1、NG2，与门AG7、AG8、AG9，以及或门OG4组成；比较器AC7、AC8的负极性端分别接固定的负载电流界值I₁、I₂，正极性端均接电流检测电路IOS输出的变换器负载电流I_o；非门NG1和NG2的输入端分别接比较器AC7和AC8的输出端；三输入与门AG7的输入端接比较器AC7的输出端、比较器AC8的输出端以及脉冲产生器的输出信号V_P1，与门AG8的输入端接非门NG1的输出端、比较器AC8的输出端以及脉冲产生器的输出信号V_P2，与门AG9的输入端接非门NG1的输出端、非门NG2的输出端以及脉冲产生器的输出信号V_P3；三输入或门OG4的输入端接与门AG7、AG8、AG9的输出端，或门OG4的输出信号通过驱动电路DR实现对变换器TD的控制。

本例的装置其工作过程和原理是：

图1-5示出，电压检测电路VOS对变换器TD输出电压V_o进行检测，电压判断器VJD在每个开关周期起始时刻判断输出电压V_o与基准电压V_ref的大小关系，并将代表判断结果的逻辑信号输出至脉冲产生器PG；脉冲产生器PG产生频率相同但占空比不同的控制脉冲信号，并根据电压判断器VDJ的输出信号将对应的控制脉冲信号输出至负载判断器LDJ；负载判断器LDJ根据电流检测电路IOS输出的变换器负载电流信号I_o对脉冲产生器PG的输出信号进行选择，最终输出该开关周期内的有效控制脉冲信号V_P，并通过驱动电路DR对变换器TD进行控制。

电压判断器VJD完成输出电压的比较并输出对应的逻辑信号：图2、图3示出，比较器AC1将输出电压V_o同基准电压V_ref进行比较，当输出电压V_o低于基准电压V_ref时，比较器AC1的输出信号V_CV为高电平，反之，当V_o低于V_ref时，V_CV为低电平；比较器AC2将上三角锯齿波信号V_saw同固定电压V_rc进行比较，在上三角形锯齿波的每个周期起始时，V_saw低于V_rc，比较器AC2的输出信号V_clk为高电平，当V_saw上升至V_rc后，V_clk为低电平，由于V_rc的电压幅值较低，V_clk为高电平持续时间很短的时钟脉冲；当V_clk上升沿来临时，触发器DFF将此时比较器AC1的输出信号V_CV输出至Q端，产生脉冲选择信号V_Q，根据触发器的工作原理：V_Q在V_clk的下一个上升沿来临之前保持不变，且的电平高低始终与V_Q相反。

脉冲产生器PG完成控制脉冲的产生并根据电压判断器VJD的输出信号进行脉冲选择：图2、图4示出，比较器AC3将上三角形锯齿波V_saw同固定电压V_r1进行比较，在上三角形锯齿波的每个周期起始时，V_saw低于V_r1，比较器AC 3输出的控制脉冲信号P_H，1为高电平，当V_saw上升至V_r1后，P_H，1变为低电平，直到锯齿波信号的下一个周期开始；比较器AC4、AC5、AC6的工作过程与上述AC3类似，但由于V_r4＜V_r3＜V_r2＜V_r1，比较器AC3、AC4、AC5、AC6输出信号的高电平持续时间依次降低；当触发器输出信号V_Q为高电平，为低电平时，与门AG1、AG3、AG5开通，AG2、AG4、AG6被封锁，或门OG1、OG2、OG 3分别输出控制脉冲P_H，1、P_H，2、P_H，3；反之，当V_Q为低电平，为高电平时，与门AG2、AG4、AG6开通，AG1、AG 3、AG5被封锁，或门OG1、OG2、OG3分别输出控制脉冲P_L，1、P_L，2、P_L，3；上述脉冲产生器中，为简化电路结构，P_L，1、P_L，2分别与P_H，2、P_H，3采用相同的脉冲信号。

负载判断器LDJ判断变换器负载情况对脉冲产生器PG输出的控制脉冲进行选择，并输出该开关周期内的有效控制脉冲信号：图2、图5示出比较器AC7将负载电流I_o同负载电流界值I₁进行比较，当I_o高于I₁时，比较器AC7的输出信号V_CI1为高电平，反之，当I_o低于I₁时，AC7的输出信号V_CI1为低电平；比较器AC8将I_o同负载电流界值I₂进行比较，工作过程与上述AC7类似；非门NG1和NG2分别对比较器AC7和AC8的输出信号做取反运算；与门AG7、AG8、AG9以及或门OG4组成的数据选择器根据负载电流I_o与负载电流界值I₁、I₂的相对高低在脉冲信号V_P1、V_P2、V_P3中进行选择：当V_CI1和V_CI2均为高电平时，AG8、AG9被封锁，脉冲信号V_P1通过AG7和OG4输出至驱动电路DR；当V_CI1为低电平、V_CI2为高电平时，AG7、AG9被封锁，脉冲信号V_P2通过AG8和OG4输出；当V_CI1和V_CI2均为低电平时，AG7、AG8被封锁，脉冲信号V_P3通过AG9和OG4输出。

本例的变换器为Buck变换器。

用Matlab/Simulink软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图6为仿真得到的采用上述控制方法及其控制装置的变换器在额定工作状态下的工作波形。图5a、图5b、图5c分别为控制脉冲信号V_P、变换器电感电流I_L、变换器输出电压V_o。从图6可看出，变换器输出电压为8V；变换器工作于电感电流断续模式；由于此时的负载电流处于I₁和I₂之间，控制器将选择P_H，2和P_L，2组成控制脉冲序列；5个开关周期组成脉冲序列的循环周期，脉冲序列为：P_H，2-P_H，2-P_L，2-P_H，2-P_L，2。

图7a为实施例一的输出电压稳态波形，图7b为相同工作条件下现有的脉冲序列控制变换器的输出电压稳态波形。可见，采用本发明方法进行控制时，变换器输出电压纹波约55mV，幅值远小于采用现有脉冲序列控制时的情况(输出电压纹波约100mV)。

图8a、图8b、图8c、图8d分别为实施例一在负载变化时变换器负载电流I_o、控制脉冲V_P、电感电流I_L、输出电压V_o的波形图。可见，当变换器负载电流在20ms时刻由0.125A跃变至0.8A时，脉冲序列迅速由P_H，3-P_L，3-P_L，3-P_H，3-P_L，3变为P_H，1-P_H，1-P_L，1-P_H，1-P_H，1-P_H，1-P_L，1；变换器在扰动出现后很快重新恢复到稳态，输出电压未出现明显的跌落。

图9a、图9b、图9c分别为实施例一、现有的脉冲序列控制变换器、现有的电压型PWM控制变换器在出现相同的负载变化(负载电流在20ms时刻由0.125A跃变至0.8A)时的输出电压波形。可见，采用本发明和现有脉冲序列控制的变换器瞬态响应能力均远优于采用现有电压型PWM控制的变换器；负载变化前后，采用本发明的变换器其输出电压纹波大小和电压精度均优于采用现有脉冲序列控制的变换器。

实施例二

图10示出，本例与实施例一基本相同，不同之处是：产生控制脉冲P_H，n的方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，变换器TD中的开关管S开通，电感电流I_L上升；当I_L上升至电感电流峰值I_H，n时，控制脉冲P_H，n由高电平变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T。产生控制脉冲P_L，n的过程与产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的电感电流峰值为I_L，n。可见，控制脉冲P_H，n和P_L，n(n＝1，2，3...N+1)分别对应于固定的电感电流峰值I_H，n和I_L，n(I_H，n＞I_H，2≥I_L，1＞I_H，3≥I_L，2...＞I_H，N+1≥I_L，N＞I_L，N+1)。

本例控制的开关电源的变换器TD为Buck-Boost变换器。

实施例三

图11示出，本例与实施例一基本相同，不同之处是：产生控制脉冲P_H，n的方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，变换器TD中的开关管S开通，滤波电容等效串联电阻(ESR)上的电压V_ESR上升；当V_ESR上升至等效串联电阻电压峰值V_H，n时，控制脉冲P_H，n由高电平变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T。产生控制脉冲P_L，n的过程与产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的等效串联电阻电压峰值为V_L，n。可见，控制脉冲P_H，n和P_L，n(n＝1，2，3...N+1)分别对应于固定的等效串联电阻电压峰值V_H，n和V_L，n(V_H，1＞V_H，2≥V_L，1＞V_H，3≥V_L，2...＞V_H，N+1≥V_L，N＞V_L，N+1)。如果选用容值较大的滤波电容，电容电压在一个开关周期内变化幅度很小，因此可将电压检测电路VOS的输出信号作为V_ESR。

本例控制的开关电源的变换器TD为Boost变换器。

本发明方法可以方便地用模拟器件或数字器件实现；除可用于以上实施例中的变换器组成的开关电源外，也可用于Cuk变换器、BIFRED变换器、反激变换器、半桥变换器、全桥变换器等多种功率电路组成开关电源。

对于变换器输入电压会出现快速跃变的应用场合，本发明还可以简单的通过输入电压检测替代负载电流检测，使得开关电源受到输入扰动影响时获得良好的瞬态性能。

Claims

1.一种改进的开关电源脉冲序列控制方法，其具体作法是：在每个开关周期起始时刻，根据开关变换器TD输出电压V_o与基准电压V_ref之间的高低关系，以及负载大小所处的范围，选择该开关周期内的有效控制脉冲，将两种控制脉冲P_H，n和P_L，n组合成脉冲序列，其中n＝1，2，3...N+1，从而实现对开关变换器TD的控制；其有效控制脉冲选择规则为：当负载电流I_o高于负载电流界值I₁时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲P_H，1控制开关变换器TD中的开关管S，若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，1控制开关管S；当负载电流I_o处于负载电流界值I_n和I_n+1之间时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲P_H，n+1控制开关管S，若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，n+1控制开关管S；当负载电流I_o低于负载电流界值I_N时，若V_o低于V_ref，采用控制脉冲V_H，N+1控制开关管S，若V_o高于V_ref，采用控制脉冲P_L，N+1控制开关管S。

2.如权利要求1所述的改进的开关电源脉冲序列控制方法，其特征在于：所述的产生控制脉冲P_H，n的一种方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，开关变换器TD中的开关管S开通；在t₀+D_H，nT时刻，控制脉冲P_H，n保持为高电平，并在固定时间D_H，nT后变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T；

所述的产生控制脉冲P_L，n的过程与上述产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的高电平持续时间为D_L，nT；控制脉冲的占空比D_H，n和D_L，n满足关系：D_H，1＞D_H，2≥D_L，1＞D_H，3≥D_L，2...＞D_H，N+1≥D_L，N＞D_L，N+1。

3.如权利要求1所述的改进的开关电源脉冲序列控制方法，其特征在于：所述的产生控制脉冲P_H，n的一种方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，开关变换器TD中的开关管S开通，电感电流I_L上升；当I_L上升至电感电流峰值I_H，n时，控制脉冲P_H，n由高电平变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T；

所述的产生控制脉冲P_L，n的过程与上述产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的电感电流峰值为I_L，n；控制脉冲对应的电感电流峰值I_H，n和I_L，n满足关系：I_H，1＞I_H，2≥I_L，1＞I_H，3≥I_L，2...＞I_H，N+1≥I_L，N＞I_L，N+1。

4.如权利要求1所述的改进的开关电源脉冲序列控制方法，其特征在于：所述的产生控制脉冲P_H，n的一种方法是：在某个开关周期起始的t₀时刻，控制脉冲P_H，n由低电平变为高电平，开关变换器TD中的开关管S开通，滤波电容等效串联电阻上的电压V_ESR上升；当V_ESR上升至滤波电容等效串联电阻电压峰值V_H，n时，控制脉冲P_H，n由高电平变为低电平，开关管S关断，直至开关周期结束时刻t₀+T；

所述的产生控制脉冲P_L，n的过程与上述产生P_H，n的过程类似，区别在于控制脉冲对应的滤波电容等效串联电阻电压峰值为V_L，n；控制脉冲对应的滤波电容等效串联电阻电压峰值V_H，n和V_L，n满足关系：V_H，1＞V_H，2≥V_L，1＞V_H，3≥V_L，2...＞V_H，N+1≥V_L，N＞V_L，N+1。

5.一种实现权利要求1和2所述方法的开关电源改进的脉冲序列控制装置，由开关变换器TD、控制器CD、电压检测电路VOS、电流检测电路IOS和驱动电路DR组成，控制器CD包括电压判断器VJD、脉冲产生器PG和负载判断器LJD，其特征在于：电压检测电路VOS、电压判断器VJD、脉冲产生器PG、负载判断器LJD和驱动电路DR依次相连；电流检测电路IOS与负载判断器LJD相连。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于：所述的电压判断器VJD的具体组成为：由比较器AC1、AC2和触发器DFF组成；比较器AC1的正极性端接基准电压V_ref，负极性端接电压检测电路VOS输出的开关变换器TD输出电压V_o，AC1的输出端与触发器DFF的D端相连；比较器AC2的正极性端接固定电压V_rc，负极性端接预设的上三角锯齿波信号V_saw，AC2的输出端与触发器DFF的CLK端相连；触发器DFF的输出端Q和与脉冲产生器PG相连。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于：所述的脉冲产生器PG的具体组成为：由比较器AC3、AC4、AC5、AC6，与门AG1、AG2、AG3、AG4、AG5、AG6，以及或门OG1、OG2、OG3组成；比较器AC 3、AC4、AC5、AC6的正极性端分别接固定电压V_r1、V_r2、V_r3、V_r4，负极性端均接所述锯齿波信号V_saw；与门AG1的输入端接比较器AC3的输出端和触发器DFF的Q端，与门AG2的输入端接比较器AC4的输出端和触发器DFF的

端；与门AG3的输入端接比较器AC4的输出端和触发器DFF的Q端，与门AG4的输入端接比较器AC5的输出端和触发器DFF的端；与门AG5的输入端接比较器AC5的输出端和触发器DFF的Q端，与门AG6的输入端接比较器AC6的输出端和触发器DFF的

端；或门OG1的输入端接与门AG1和AG2的输出端，或门OG2的输入端接与门AG3和AG4的输出端，或门OG3的输入端接与门AG5和AG6的输出端，或门OG1、OG2、OG3的输出信号V_P1、V_P2、V_P3接负载判断器LJD。

8.根据权利要求5所述的装置，其特征在于：所述的负载判断器LJD的具体组成为：由比较器AC7、AC8，非门NG1、NG2，三输入与门AG7、AG8、AG9，以及三输入或门OG4组成；比较器AC7、AC8的负极性端分别接固定的负载电流界值I₁、I₂，正极性端均接电流检测电路IOS输出的开关变换器TD负载电流I_o；非门NG1和NG2的输入端分别接比较器AC7和AC8的输出端；三输入与门AG7的输入端接比较器AC7的输出端、比较器AC8的输出端以及脉冲产生器PG的输出信号V_P1，三输入与门AG8的输入端接非门NG1的输出端、比较器AC8的输出端以及脉冲产生器PG的输出信号V_P2，三输入与门AG9的输入端接非门NG1的输出端、非门NG2的输出端以及脉冲产生器PG的输出信号V_P3；三输入或门OG4的输入端接三输入与门AG7、AG8、AG9的输出端，三输入或门OG4的输出信号通过驱动电路DR实现对开关变换器TD的控制。